使用分路信号的预失真 【技术领域】
本发明涉及到固有非线性的设备的数字预失真。具体地，它涉及到将具有高解析度的宽带数字信号实现为预失真信号，而不要求为了高解析度而使用很高比特数的快速D/A转换器。
技术背景
运营商的主要目标之一就是能够在网络中为他们的用户提供高容量。在蜂窝网络中的信道数目方面，高容量进而又要求紧密地频率规划。也就是说，在给定区域内必须使比以前更多的频率可用。在相同的地点，基站必须处理更多的载波。像TDMA(DAMPS)和GSM等传统系统要求更多的信道，而像WCDMA等即将出现的系统改为要求连续的宽带宽。这进而又需要超线性放大器。
线性放大器被用来同时放大几个载波，这与单独放大每个载波、然后在例如混合组合器(hybrid-combiner)中将它们加到一起相反。诸如90°分支线型耦合器之类的混合组合器有这样的缺点，即：对于载波的每个偶极天线(doublet)有3dB的功率损耗。
典型地，线性功率放大器的效率大约为6％，但是当加入更多载波时，它保持相对恒定的效率。而且，只必须将一个放大器用于所有的载波。功率放大器的主要问题是AM-AM的线性特性，然而混合组合器不会遭受这个问题。大多数蜂窝系统要求互调(IM)产物比载波低70dB的数量级。已经做了广泛的工作来线性化功率放大器，其中，前向反馈看起来是最有前途的方法。互调产物通过比较主放大器的输入和输出信号，而在放大器的输出端被简单地减去。误差信号放大器调整互调频率分量的电平(输出减去输入)。
在某种程度上，前向反馈可以改善线性，但是另一方面要实现完全符合线性所需的最后几dB变得非常困难。一种进一步线性化该放大器的方式是预失真输入到放大器的信号，以及补偿该非线性。对于如何实现这个目标有很多种方式。一种方式是在MCPA它自己的前向反馈回路中预失真。通常，这是以模拟RF方式完成的。RF预失真(PD)也可以在整个MCPA外完成。
另一种方式是实现数字预失真。数字PD可以在手边有数字组合信号的任何时候使用。所谓的软件收发机的引入使得提取这个信号特别方便。在系统级将有数字软件收发机、宽带数模转换器(DAC)、某些RF组件和主要连接到天线端口的RF MCPA。优选地，数字预失真器将被放置在软件收发机和DAC之间。
本专利提案的背景是需要将预失真用作一种手段，用于或补偿非线性设备的典型的线性化技术。这样的设备可以是单载波功率放大器(SCPA)或者例如是多载波功率放大器(MCPA)，或者甚至是无源设备。
因为线性化通常都实现用于宽带应用，所以，线性化要使用前向反馈技术。通过使用这种技术，通过比较非线性设备之前和之后的信号来减去不需要的信号分量是可能的。可以实现到某种程度的线性化，但是线性化通常以模拟方式来实现，其必须考虑的困难基本上在RF频率上。
另一方面，数字预失真通常在基带或者某些中频(IF)上完成。本发明的思想实质上是在对信号实现最佳控制以及载波频率比实际的操作频率低得多的地方来执行预失真。
现有技术
基本上从开始放大电信号时的点开始，设计者就已经开始工作于线性化了。作为对线性化技术中现有技术的描述，一种方式是直接在非线性设备前面、在模拟RF以模拟的方式来实现预失真。可替换地，它可以合并到MCPA自己(如果那是非线性设备)的前向反馈回路中去。有些想法已经提出如在图7中指出的还在数字基带放置该预失真器。数字信号通过数字预失真器复制和馈送，然后在它被馈送到D/A转换器之前再次加到原始数字信号。该校正完全对该数字信号进行。
例如，在专利号为5,598,436的美国专利中描述了使用预失真的数字传输系统。但是该电路对相位和幅度分别使用不同的量化级。
专利号为6,172,562的另一个美国专利描述了用于控制相位和幅度从而线性化一个非线性设备的预失真器。该文档讨论了当使用高精度数字电路时需要高带宽的问题。然后将相位和幅度校正分为两个并行的分支从而解决这个问题。
在Electronics Letters 1997年第33卷第11期中题为“用于宽带数字预失真RF功率放大器线性化的芯片(Chip for wideband digitalDre-distortion RF power amplifier linearization)”的文章中公开了一种用于数字预失真的定制芯片，其中，前向通路和适配/控制通路以不同的速度工作于14比特的标准解析度。该文章指出，线性化必须以采样频率工作，典型地，该采样频率比信号带宽高4到8倍。
问题
因此，目前的解决方案的缺陷是，必须是相当大的带宽与失真信号相关。因为大多数非线性设备可以被模型化为幂级数(见图2)，所以，非常明显，其频率是原始频率的线性组合的信号分量会在输出信号中出现。例如，如果主要的非线性是x3分量，那么就会出现占用原始信号3倍宽带宽的频率(图1和图2)。同样地，由于非线性，将会出现具有x5分量的频率，这实际上将导致出现5倍大的带宽。相同的论点可以用于更高的分量。
正如可以从上面的讨论得出结论的，有必要将这样一个信号馈送到设备中，该信号自己具有与希望被改善的已失真信号相同的要求带宽。因为在D/A转换器的动态范围(比特数、或者解析度)和采样频率之间实际上存在关系，所以，同样非常明显的是：实现预失真信号更高的带宽也需要更好的D/A转换器。低解析度D/A转换器可以以非常高的采样速率工作，但是相反地，在同样高的采样速率上设计高解析度的D/A转换器是很困难的。
对该问题的另一个观点是，如果人们使用太低的采样速率，则在频谱中就可能发生混叠(周期性的复制)。所以，在原始信号中加入预失真信号将会导致重叠的信号频谱，如图6所示。原始(模拟)信号再也不能正确地唯一地滤波出来而不遭受混叠效应。执行D/A转换基本上就意味着图3中的原始频谱应该可能在如图4所示的数字表示中被正确地滤波出来。如果从开始起采样速率相对于信号带宽就太低，那么就会发生如图5所示的混叠效应。
【发明内容】
对上述问题的解决方案要给两个信号，也就是原始的数字消息信号(图8中的A分支)以及预失真数字信号部分(图8中的B分支)使用不同的D/A转换器。换句话说，我们建议使用与通常所使用的以及现有技术中使用的相同的解析度以及适度采样频率的D/A转换器，但是对于加上的预失真信号使用有更高采样速率的低解析度D/A。这两个信号然后就在其模拟域组合起来。因此，就避免了同时对两个信号要求高的采样速率。当然了，还得注意保证两个相加的信号具有正确的时间对齐或相位对齐。
为了阐明上述建议，我们可能会认识到，对信号的失真影响仅仅具有我们希望减去的失真水平量级的信号分量。例如，在非线性设备的输出端，如果谐波方面的失真比载波电平低50dB，那么，我们只需要看我们必须具有什么解析度来达到我们期望的水平。假设期望的电平是比载波电平低80dB，那么就很清楚：需要一个动态范围，其等于(80-50＝)30dB。在D/A转换器的比特数方面，这等于30/6＝5比特的解析度，其中，6dB[20log(2)]解释每个附加比特。
独立权利要求1阐述了一种将依赖于有限解析度的预失真用于馈送到MCPA的数字预失真部分的方法，而从属权利要求2到4阐述了另外的实施例。
附图简述
通过参照随后的描述以及附图，本发明与它进一步的目的和优点可以得到最好的理解，在附图中：
图1是其中带宽为B而幅度为恒定的输入频谱的实例，即G(v)＝G0·v；
图2是输入频谱连同在第3阶非线性输出处测量出的失真分量的实例，因此该失真的带宽比该信号的原始输入频谱大3倍；
图3是用其负频率部分和正频率部分表示的模拟输入频谱，因此，低频和高频端点fL和fH分别指示该带宽；
图4图示了以采样速率fS采样的图3的模拟信号，该频谱以距离fs周期性地重复，因此该采样过程在负频率部分和正频率部分都重复；
图5图示了用过低的采样速率来采样信号，因此，混叠效应将破坏通过滤波而重构该原始模拟信号的可能性；
图6图示了如果采样速率过低，则该预失真信号部分所需的额外带宽将与其它重复的频谱相重叠，因而不可能恢复预失真所需的3倍(或更多)宽的带宽的信号；
图7图示了传统的数字预失真，其中，部分原始信号被预失真，然后再重新插入到该信号中去，该信号在被馈送到非线性设备之前被D/A转换，该解决方案的缺陷是D/A转换器所固有的带宽缺乏(在特定的采样速率和动态范围上)；
图8图示了使用本发明提议的分路到单独的低解析度D/A转换器的新方法的预失真实例，因此，就今天的制造标准来说，这个D/A转换器可以以高得多的采样速率运行；
图9a显示了没有预失真的来自MCPA的输出频谱，例如，当4音载波集合体(4-tone carrier ensemble)通过非线性设备馈送时；
图9b显示了当载波自己被抑制从而突出失真本身时的MCPA的输出频谱；
图10a显示了通过其特征在于等式(2)的非线性预失真设备馈送以及馈送到如等式(3)所述的非线性设备MCPA的、具有规则频率间隔的四个相等的CW载波的信号频谱，在此，预失真部分已经以3比特的解析度计算出来，而载波部分以15比特的解析度计算出来；
图10b显示了图10a的相应的图，只是两个信号部分都使用15比特的全解析度；
图11a显示了如图10a的相同的频谱，其中，载波已被减去以便突出该失真的频谱部分；
图11b显示了如图10b的相同的频谱，其中，载波已被减去以便突出该失真的频谱部分；
图12a显示了通过其特征在于等式(2)的非线性预失真设备馈送以及馈送到如等式(3)所述的非线性设备MCPA的、具有规则频率间隔的四个相等的CW载波的信号频谱，在此，预失真部分已经以7比特的解析度计算出来；
图12b显示了图12a的相应频谱，但是两个信号部分都使用15比特的全解析度，图示了与图12a相比几乎可以忽略的差异；
图13a显示了除了载波部分以外与图12a相同的频谱，该载波已经被减去以便突出该失真的频谱；和
图13b显示了除了载波部分以外与图12b相同的频谱，该载波已经被减去以便突出该失真的频谱。
具体描述
下面将讨论用于实现具有高解析度的宽带信号作为预失真信号、而在该同一设备中不需要具有这些属性的D/A转换器的方法。该讨论将利用频谱来图示本发明的方法。
假设我们有如下面等式(1)所述的4音(4-tone)CW信号。这个信号将被馈送通过例如具有如等式3所述非线性特性的MCPA的非线性设备。这个等式描述了对非线性函数的多项式尽似，并且该等式还可以扩展为包括作为幅度函数的相位变化。为了抵销这个设备的非线性行为，设计了预失真器以便最小化该设备输出中的失真或互调产物。此预失真器被发现如下面等式(3)所述的一样。我们用来找到这个特定函数及其系数的设计过程被从这个专利提案中省去，因为它对于理解或验证本发明不是特别重要的。让我们仅仅认识到这一点，即这个特定的选择对于突出该过程是一好的实例。
信号：
a(t)：＝sin(2·πf1·t)+sin(2·πf2·t)+sin(2·πf3·t)+sin(2·πf4·t) (1)
失真信号：
α：＝0.005
g(t)：＝a(t)·1+α·a(t)3 (2)
通过MPCA发送的预失真信号：
β：＝-0.00005
MPCA(t)＝g(t)-α·g(t)3-β·g(t)5 (3)
如果等式(1)中的信号被馈送到由等式(3)中的MCPA特性例示的非线性设备，那么我们将得到图9所述的失真信号频谱。应该注意，我们尚未应用预失真。所以，我们可以看到，对于非线性函数的这个特定选择，我们有在这种情况下只比载波电平低大约30dB的失真电平(或者如果愿意，可称为互调电平)。
图12显示了组合的预失真器和非线性设备(例如，MCPA)的输出频谱。这两个图显示了使用全解析度(比特数)与仅仅对B分支使用例如7比特的解析度之间的比较，该B分支是分路部分。正如可以看到的，在两个曲线之间几乎没有明显的差异。通过提取出载波部分，通过观察图13，这将更明显。这两个图显示了与前面的图相同的信号频谱，只是载波已被取出而仅仅留下失真。可以看出，对于系数的这个特定选择，互调已经改善了30dB左右。
作为进一步的实例，我们可以将解析度中的比特数减少到只有3比特(包括符号比特)。这个结果以及如果我们在A分支和B分支中都具有15比特的全解析度的同样的输出在图10中显示出来。现在有更显著的差异，但是参见其中载波已被消除的图11，失真/互调的电平仍然降低了30dB。在这种情况下的唯一差别是可以看到寄生信号(spurioussingnal)的很宽的频带，而在前面使用7比特解析度的实例中没有寄生信号。
可以得出结论，根据在本申请中的仿真结果，所提议的为A分支和B分支使用两个分离的D/A转换器的方法仍将在互调电平方面给出非常好的结果。
所提议的发明的价值在于，在原始信号中不需要实现采样速率的改变以提供宽带的预失真信号。需要预失真部分的宽带信号以便对例如MCPA等非线性设备的输入信号实行预失真。但是，因为这个宽带信号在D/A转换后在模拟信号域被加上，所以对原始信号的采样速率没有限制。只有该信号的分路失真部分必须以高采样速率来实现。这个建议的实际好处在于，此分路D/A转换器不需要是高解析度的D/A，而可以是任何普通的低成本、但具有高采样速率的D/A。因此，当连接到诸如MCPA之类的非线性设备时，可以使用现有D/A转换器实现数字预失真而没有性能的损失。
根据本发明，在不偏离本发明的范围和精神的情况下，可以以多种方式实施对从这样的固有非线性的设备输出的信号进行线性化，即：该非线性设备在其输出信号中产生作为输入信号响应的互调产物，本发明的范围和精神由所附的权利要求来限定。