无线通信系统、无线通信装置和无线通信方法及计算机程序 【技术领域】
本发明涉及用于在一对发射器和接收器(其每一个均具有两个或更多天线)之间具有通过空间多路复用(MIMO)通信系统增大的传输容量的数据通信的无线通信系统、无线通信装置、无线通信方法及计算机程序。更具体地说，本发明涉及无线通信系统、无线通信装置、无线通信方法及计算机程序，其中每一个发射器和接收器在线性区域和非线性区域之一中使用波形均衡(equalization)算法来进行发射和接收，以达到最佳的链路特性。
背景技术
如今，无线网络作为取代有线通信系统的新的通信系统正在引起注意。无线网络的示例性标准可以包括电气和电子工程师协会(IEEE)802.11和IEEE 802.15。IEEE 802.11a/g是采用正交频分复用(OFDM)调制(其为多载波系统)的无线LAN的标准。
尽管IEEE802.11a/g标准支持实现最大54Mbps传输速度的调制制式，但是存在更高比特率的下一代无线LAN标准的日益增加的需求。如今，多输入多输出(MIMO)通信系统作为提供高速无线通信的技术正在引起注意。在作为IEEE802.11的扩展标准的IEEE802.11n(TGn)中采用OFDM_MIMO通信系统。
MIMO是在发射器和接收器(其每一个均具有多个天线元件)之间提供空间多路复用流的通信系统。发射器通过空间地和时间地编码数据来多路复用多个传输数据，并将数据经由多个发射天线发射到信道。接收器空间地和时间地解码经由所述信道在多个接收天线接收到的信号，以将所述信号分离为多个传输数据。以这种方式，可以在不引起多个流之间的串扰的情况下获得原始数据。MIMO通信系统可以根据天线的数量增大传输容量，并且在不需要扩展频带的情况下提高传输速度。MIMO通信系统利用空间多路复用，这确保了更大的频率利用效率。MIMO通信系统利用信道特性，并因此区别于简单的发射和接收采用阵列。
在MIMO通信系统中，由接收器使用信道矩阵H来计算用于空间地多路复用来自多个发射支路的多个传输流的传输权重矩阵和用于空间地分离已空间多路复用的信号的接收权重矩阵。信道矩阵H是具有与一对发射和接收天线对应的元素信道信息的数值矩阵。这里的信道信息表示具有相位和幅度分量的传输函数。通常，通过执行包括在发射器和接收器之间用于激励信道矩阵的训练序列(其具有已知的参考码元)的帧交换序列信道矩阵，可以估计信道矩阵。
在MIMO通信系统中，作为可以提供最佳的链路特性的制式之一，SVD-MIMO是已知的。所述制式通过信道矩阵H到UDVH(即，H＝UDVH)中的奇异值分解(SVD：奇异值分解)来获得传输聚束(beam-forming)矩阵V。
还提出了用于在接收聚束已空间多路复用信号的接收器从信道矩阵H获得接收权重矩阵的相对简单的算法。其示例包括：迫零(ZF，zero force)，其基于完全移除串扰的逻辑来简单地使用用于接收权重矩阵的信道矩阵H的逆矩阵H-1；以及最小均方误差(MMSE)接收制式，其中基于最大化信号的电功率与平方误差(即，串扰电功率与噪声功率之和)的比率的逻辑来从信道矩阵H计算接收权重矩阵W。所述比率也被称为SNR。MMSE是在接收器中采用噪声功率的概念，并有意地产生串扰以获得接收权重矩阵W的算法。已知与ZF相比，MMSE有利地用在具有大量噪声的环境中。
用于空间地分离已空间多路复用信号的另一种算法是最大似然检测(MLD)，其通过与所有可能的发射信号序列样式进行匹配，来估计最大似然发射序列。尽管MLD作为出色性能的接收制式是已知的，但是它具有的问题在于，操作范围很大，并且因此安装困难。
已经提出了通过SVD-MIMO通信制式与MLD接收制式的组合，在降低SVD和MLD的操作负荷的同时提高SVD的原始接收特性的无线通信系统(例如，参见日本待审查专利申请公开No.2007-110203)。
因此在发射侧与接收侧之间形成了完全正交的信道，以提供最佳地链路特性。接收器可以接收任意接收制式的信号，只要所述制式是线性区域估计制式即可。
然而，发明人已经发现，在发射器的发射天线的数量等于通过传输聚束形成的传输流的数量时，当将相同的调制制式分配给多个流时，难以获得MLD接收制式(其是用于估计非线性区域的制式)的期望的特性改进效果，并且在某些通信条件下(即，信道矩阵H的条件下)，关于聚束传输分组，在MLD或MMSE接收制式中所述特性变得相等。
【发明内容】
因此，期望提供用于在一对发射器和接收器(其每一个均具有两个或更多天线)之间具有通过空间多路复用(MIMO)通信系统增大的传输容量的数据通信的无线通信系统、无线通信装置、无线通信方法和计算机程序。
还期望提供无线通信系统、无线通信装置、无线通信方法及计算机程序，其中每一个发射器和接收器在线性区域和非线性区域之一中使用波形均衡算法来进行发射和接收，以达到最佳的链路特性。
还期望提供无线通信系统、无线通信装置、无线通信方法及计算机程序，其中每一个发射器和接收器根据信道矩阵H的条件，使用波形均衡算法来进行发射和接收，以达到最佳的链路性能。
本发明的第一实施例是无线通信系统，其包括发射器和接收器，所述发射器和接收器中的每一个均具有两个或更多天线，所述系统包括：信道条件确定单元，其确定发射器与接收器之间的信道的条件；以及制式控制单元，其根据由信道条件确定单元获得的确定结果，改变发射器中的发射制式和接收器中的接收制式。
这里使用的术语“制式”表示多个装置(或具有特定功能的功能模块)的逻辑集合，而无论是否在单个外壳中容纳所述多个装置或多个功能模块。
本发明的第二实施例是根据第一实施例的无线通信系统，其中，信道条件确定单元计算在发射器与接收器之间估计的信道矩阵的行列式和特征值的秩中之一，以确定可以用于通信的流的数量以及调制制式；制式控制单元，当在以基于信道条件确定单元获得的确定结果之内的所述流数量或调制制式建立通信时，采用发射器中基于线性区域均衡算法的发射制式和基于线性区域均衡算法的接收制式，而当以在信道条件确定单元的确定结果之外所述流数量或调制制式建立通信时，取消发射器中基于线性区域均衡算法的发射制式的采用，并采用基于非线性区域均衡算法的接收制式。
本发明的第三实施例是根据第二实施例的无线通信系统，其中信道条件确定单元确定在发射器与接收器之间的信道矩阵的秩数和SNR；制式控制单元当信道矩阵的秩数足够高以允许两个或更多流通过时，采用发射器中基于线性区域均衡算法的发射制式和接收器中基于线性区域均衡算法的接收制式；以及当将信道矩阵的秩数降低到两个或更多流不能通过的程度但两个或更多流的SNR高时，取消发射器中基于线性区域均衡算法的发射制式的采用并采用基于非线性区域均衡算法的接收制式。
本发明的第四实施例是根据第二实施例的无线通信系统，其中当关于M个发射天线要传送M个流时，制式控制单元取消发射器中基于线性区域均衡算法的发射制式的采用，并采用基于非线性区域均衡算法的接收制式。
本发明的第五实施例是根据第二实施例的无线通信系统，其中如果采用根据非线性区域波形均衡算法的接收制式，则接收器响应于来自发射器的发射包括训练序列的发声分组以便激励信道矩阵的请求，返回具有无效发声的响应分组。
本发明的第六实施例是根据第二实施例的无线通信系统，其中当从M个天线发射器接收到其中指定了所述流数量的链路适配请求时，接收器返回具有无效发声的响应分组。
本发明的第七实施例是根据第二实施例的无线通信系统，其中信道条件确定单元根据依照发射器与接收器之间的信道的SNR以及信道矩阵的特征值的线性评估函数提供的特征值、单独关于SNR的评估、以及用于检查信道的条件是否不适于非线性区域均衡算法的评估函数，确定发射器是否应该采用基于线性区域均衡算法的发射制式。
本发明的第八实施例是根据第七实施例的无线通信系统，其中：确定不适于非线性区域均衡算法的条件是信道矩阵H是在各接收天线之间获得不适当的功率增益的酉矩阵；以及制式控制单元根据确定结果在接收器中应用基于线性区域均衡算法的接收制式。
本发明的第九实施例是根据第八实施例的无线通信系统，其中信道条件确定单元基于聚束分组的信道矩阵H，以来自发射天线的信道的总电功率中估计特征值，以所估计的特征值归一化信道矩阵H，计算已归一化的信道矩阵H′的每一天线的元素是否彼此正交，并且如果计算结果小于预定阈值则确定信道矩阵H是酉矩阵。
本发明的第十实施例是根据第二实施例的无线通信系统，其中信道条件确定单元具有用于检查的几个星座模型，根据信道矩阵H的获取来计算度量距离，并且如果所述度量距离小于预定阈值，则确定发射器不应该执行聚束。
本发明第十一实施例是根据第二实施例的无线通信系统，其中信道条件确定单元具有用于检查的几个星座模型，根据信道矩阵H的获取来计算基于非线性区域均衡算法的接收制式的度量，并且如果距离度量小于预定阈值，则确定发射器不应该执行聚束。
本发明的第十二实施例是根据第二实施例的无线通信系统，其中，如果确定接收器当前正在接收聚束传输信号，那么接收器采用基于线性区域均衡算法的接收制式。
本发明的第十三实施例是根据第十二实施例的无线通信系统，其中当信道矩阵H是在各接收天线之间获得不适当的功率增益的酉矩阵时，接收器确定接收器当前正在接收聚束传输信号。
本发明第十四实施例是根据第十二实施例的无线通信系统，其中接收器基于聚束分组的信道矩阵H，以来自发射天线的信道的总电功率估计特征值，以所估计的特征值归一化信道矩阵H，计算已归一化的信道矩阵H′的每一天线的元素是否彼此正交，并且如果计算结果小于预定阈值则确定信道矩阵H是酉矩阵。
本发明的第十五实施例是无线通信装置，包括：两个或更多天线；信道条件确定单元，其确定与通信伙伴的信道的条件；通信单元，其发射和接收分组；以及制式控制单元，其根据由信道条件确定单元获得的确定结果，切换通信单元中的发射和接收制式。
本发明的第十六实施例是根据第十五实施例的无线通信装置，其中：信道条件确定单元计算在通信伙伴之间估计的信道矩阵的行列式和特征值的秩中之一，以确定可以用于通信的流的数量以及调制制式；制式控制单元，当以在通过信道条件确定单元获得的确定结果之内的所述流数量或调制制式建立通信时，采用基于线性区域均衡算法的发射制式或接收制式和基于线性区域均衡算法的接收制式，而当以在信道条件确定单元的确定结果之外所述流数量或调制制式建立通信时，取消基于线性区域均衡算法的发射制式的采用，并采用基于非线性区域均衡算法的接收制式。
本发明的第十七实施例是根据第十六实施例的无线通信装置，其中信道条件确定单元确定在通信伙伴之间的信道矩阵的秩数和SNR；制式控制单元，当信道矩阵的秩数足够高以允许两个或更多流通过时，采用基于线性区域均衡算法的发射制式和接收制式以及基于线性区域均衡算法的接收制式；以及当将信道矩阵的秩数降低到两个或更多流不能通过的程度但两个或更多流的SNR高时，取消基于线性区域均衡算法的发射制式的采用并采用基于非线性区域均衡算法的接收制式。
本发明的第十八实施例是根据第十六实施例的无线通信装置，进一步包括M个发射天线，其中，当要传送M个流时，制式控制单元取消基于线性区域均衡算法的发射制式的采用。
本发明的第十九实施例是根据第十六实施例的无线通信装置，其中当要接收通过M个流从M个天线通信伙伴发射的分组时，制式控制单元采用基于非线性区域均衡算法的接收制式。
本发明的第20实施例是根据第十六实施例的无线通信装置，其中信道条件确定单元根据依照通信伙伴之间的信道的SNR以及信道矩阵的特征值的线性评估函数提供的特征值、单独关于SNR的评估、以及用于确定信道的条件是否不适于非线性区域均衡算法的评估函数，确定通信伙伴是否应该采用基于线性区域均衡算法的发射制式。
本发明的第21实施例是根据第20实施例的无线通信装置，其中：如果信道矩阵H是在各接收天线之间获得不适当的功率增益的酉矩阵，则确定不适于非线性区域均衡算法的条件；以及所述制式控制单元根据确定结果应用基于线性区域均衡算法的接收制式。
本发明的第22实施例是根据第20实施例的无线通信装置，其中信道条件确定单元基于聚束分组的信道矩阵H，以来自发射天线的信道的总电功率估计特征值，以所估计的特征值归一化信道矩阵H，计算已归一化的信道矩阵H′的每一天线的元素是否彼此正交，并且如果计算结果小于预定阈值则确定信道矩阵H是酉矩阵。
本发明的第23实施例是根据第十六实施例的无线通信装置，其中信道条件确定单元具有用于检查的几个星座模型，根据信道矩阵H的获取来计算度量距离，并且如果所述度量距离小于预定阈值，则确定通信伙伴不应该执行聚束。
本发明的第24实施例是根据第十六实施例的无线通信装置，其中信道条件确定单元具有用于检查的几个星座模型，根据信道矩阵H的获取来计算基于非线性区域均衡算法的接收制式的度量距离，并且如果所述度量距离小于预定阈值，则确定通信伙伴不应该执行聚束。
本发明的第25实施例是根据第十六实施例的无线通信装置，其中如果确定信道条件确定单元正在接收聚束传输信号，则所述制式控制单元应用基于线性区域均衡算法的接收制式。
本发明的第26实施例是根据第25实施例的无线通信装置，其中当信道矩阵H是在各接收天线之间获得不适当的功率增益的酉矩阵时，可以确定接收聚束传输信号。
本发明的第27实施例是根据第26实施例的无线通信装置，其中信道条件确定单元基于聚束分组的信道矩阵H，以来自发射天线的信道的总电功率估计特征值，以所估计的特征值归一化信道矩阵H，计算已归一化的信道矩阵H′的每一天线的元素是否彼此正交，并且如果计算结果小于预定阈值则确定信道矩阵H是酉矩阵。
本发明的第28实施例是使用两个或更多天线的无线通信方法，所述方法包括如下步骤：确定与通信伙伴的信道的条件；通过发射和接收分组来执行通信；以及通过根据由信道条件确定单元获得的确定结果切换发射和接收制式，来执行制式控制。
本发明第29实施例，以计算机可读格式描述的计算机程序，使得在计算机上执行使用两个或更多天线的无线通信处理，所述计算机程序允许计算机用作：信道条件确定单元，其确定与通信伙伴的信道的条件；通信单元，其发射和接收分组；以及制式控制单元，其根据由信道条件确定单元获得的确定结果，在通信单元中切换发射制式与接收制式。
根据本发明的第29实施例的计算机程序定义了以计算机可读格式描述的计算机程序以在计算机上执行预定处理。也就是说，根据本发明的第29实施例的计算机程序可以被安装在计算机中，以提供计算机上的合作效果。因此计算机程序可以提供与根据本发明的第15实施例的无线通信装置的效果类似的操作效果。
本发明提供了改进的无线通信系统、装置、方法和计算机程序，其中每一个发射器和接收器均在线性区域和非线性区域中的至少一个，使用波形均衡算法进行发射和接收，以便达到最佳的链路特性。
本发明还提供了改进的无线通信系统、装置、方法和计算机程序，其中每一个发射器和接收器根据信道矩阵H的条件，使用波形均衡算法进行发射和接收，以达到最佳的链路特性。
在用于线性区域的波形均衡制式(如SVD-MIMO和MMSE)中，不接收关于在数量上大于信道矩阵H的秩数的流的数据。相反，用于非线性区域的波形均衡制式(如MLD)，可以接收关于在数量上大于由信道矩阵H的行列式或特征值的秩指定的流数量的数据，而无论信道矩阵H的条件如何，只要流的SNR足够高即可。根据本发明的第二到第四、第十五到第十九、第28和第29实施例，控制发射和接收制式，以获得每一个线性区域和非线性区域的波形均衡算法的最大增益，使得达到最佳的链路特性。
根据本发明的第十五实施例，在根据非线性区域波形均衡算法的接收制式(如MLD)中，接收器可以通过响应于来自发射器的训练信号的反馈请求而不返回发声分组来控制发射器不执行聚束传输。以这种方式，可以防止在发射器根据SVD-MIMO的ABF和在接收器MLD的组合的建立，由此可以防止链路特性的恶化。
根据本发明的第六实施例，在根据非线性区域波形均衡算法的接收制式(如MLD)中，接收器可以通过响应于来自发射器的链路适配请求而不返回发声分组来控制发射器不执行聚束传输。
根据第七、第八、第20和第21实施例，当在聚束传输中接收分组时，接收器可以将其自身从具有最佳接收特性的MLD接收制式切换到具有更小电路的、根据线性区域均衡算法的接收制式(如ZF和MMSE)，以降低功耗。
根据第九和第22实施例，通过从聚束分组的信道矩阵H中，基于来自发射天线的信道的总电功率来估计特征值，并确定作为以所估计的特征值归一化信道矩阵H的信道矩阵H′的每一天线的元素是否正交，可以确定信道矩阵H是酉矩阵。
根据第十和第23实施例，基于这样的事实：当不适合执行聚束传输时，关于多个传输样式的度量变得彼此接近，可以检查发射器是否应该执行聚束传输。
根据第十一和第24实施例，基于当对于用于检查的每一个星座模型执行MLD时获得的度量之间的相互距离，通过确定是否容易解决(solve)MLD，可以检查发射器是否应该执行聚束传输。
根据第十二和第25实施例，当接收基于SVD的聚束传输信号时，接收器可以将其自身从具有最佳接收特性的MLD接收制式切换到具有更小电路的、根据线性区域均衡算法的接收制式(如ZF和MMSE)，以降低功耗。
根据第十一、第十四、第26和第27实施例，可以确定当信道矩阵H是在各接收天线之间获得不适当的功率增益的酉矩阵时，接收聚束传输信号。
随着结合附图进行描述，本发明的其他目标、特征和优点将变得更加明显。
【附图说明】
图1图示了MIMO发射器的示例性配置；
图2图示了MIMO接收器的示例性配置；
图3图示了同步电路224的示例性内部配置；
图4图示了噪声估计部件304的示例性内部配置；
图5图示了在发射和接收天线之间的天线配置是2×24的情况下，关于每一个发射和接收制式，根据SN环境的PER特性仿真结果；
图6图示了在发射和接收天线之间的天线配置是3×3的情况下，关于每一个发射和接收制式，根据SN环境的PER特性仿真结果；
图7图示了在发射和接收天线之间的天线配置是4×4的情况下，关于每一个发射和接收制式，根据SN环境的PER特性仿真结果；
图8是使用TRQ帧切换过程来切换发射和接收制式的过程的流程图；
图9是使用MRQ帧切换过程来切换发射和接收制式的过程的流程图；
图10图示了并入了无线通信系统的计算机的示例性配置；
图11示意性地图示了MIMO通信系统；
图12图示了由IEEE802.11n提供的遗留模式(legacy mode)中的分组格式；
图13图示了由IEEE802.11n提供的MM模式中的分组格式；
图14图示了由IEEE802.11n提供的GF模式中的分组格式；
图15图示了HT-SIG字段的数据结构。
【具体实施方式】
在下文中，将参照附图详细描述本发明的实施例。
图10图示了并入了无线通信系统的计算机的示例性配置。
中央处理单元(CPU)1在由操作系统(OS)提供的程序执行环境之下执行在只读存储器(ROM)2或硬盘驱动器(HDD)11中存储的程序。例如，通过CPU 1执行预定程序，可以同步或部份地同步接收到的分组(将在后面描述)。
ROM 2永久地存储程序代码，如上电自检(POST，power on self test)和基本输入输出系统(BIOS)。随机存取存储器(RAM)3用于加载ROM 2或HDD 11中存储的、要由CPU 1执行的程序，或者用于暂时地保存(hold)正在执行的程序的操作数据。这些组件通过直接耦合到CPU 1的本地引线的本地总线(local bus)4而相互连接。
本地总线4经由桥接器5连接到I/O总线6，如外围组件互联(PCI)总线。
键盘8和指向装置9(如鼠标)是由用户操作的输入装置。显示器10可以是用于将各种信息显示为文本或图像的液晶显示器(LCD)或阴极射线管(CRT)。
HDD 11是并入并驱动作为存储介质的硬盘的驱动单元。要由CPU 1执行的程序(如操作系统和各种应用程序)可以被安装在硬盘中。可以将数据文件存储在硬盘中。
通信部件12是由例如IEEE802.11a/n提供的无线通信接口。通信部件12在基建模式(infrastructure mode)下作为接入点或终端站操作，或者在自组织模式(ad-hoc mode)下操作，以与存在于通信范围中的其他通信终端通信。
在本实施例中，通信部件12采用在发射器与接收器(其每一个均具有多个天线元件)之间提供空间地多路复用的流的MIMO通信系统。发射分支通过空间地和时间地编码数据来多路复用多个传输数据，并将所述数据经由多个发射天线发射到信道。接收分支空间地和时间地解码经由所述信道在多个接收天线处接收到的信号，以将所述信号分离为多个传输数据。以这种方式，可以在不引起多个流之间的串扰的情况下获得原始数据。MIMO通信系统可以根据天线的数量增大传输容量，并在不扩展频带的情况下提高传输速度。
图11示意性地图示了MIMO通信系统。所图示的系统具有例如双流2×2配置。MIMO发射器包括两个天线：发射天线0和发射天线1。MIMO接收器也包括两个天线：接收天线0和接收天线1。在发射天线0与接收天线0之间形成传播路径a，在发射天线1与接收天线0之间形成传播路径b，并且在发射天线0与接收天线1之间形成传播路径c，在发射天线1与接收天线1之间形成传播路径d。发射器将传输数据序列x0分配给发射天线0，并且将传输数据序列x1分配给发射天线1。接收器在接收天线0处接收所接收到的数据序列y0，并且在接收天线1处接收所接收到的数据序列y1。在这种情况下的传播路径条件可以由如下等式(1)表示，其中y、H、x和n分别表示接收到的信号、信道矩阵、所发射的信号和噪声分量。
y＝H·x+n
y=y0y1,]]>H=abcd,]]>x=x0x1...(1)]]>
尽管图11图示了具有两个发射天线和两个接收天线的实施例，但是可以类似地建立具有两个或更多天线的MIMO通信系统。如果发射天线的数量是M且接收天线的数量是N，那么信道矩阵具有N×M(列×行)的配置。通常，以如下方式建立信道矩阵H：在发射器与接收器之间交换激励信道矩阵的已知训练序列；基于实际接收到的信号与已知序列之间的差异来估计传输函数；以及以矩阵形式排列多对发射和接收天线的传送路径。基于所估计的信道矩阵，可以从发射器中的多个发射分支获得用于空间地多路复用传输流的传输权重矩阵。可以在接收器处获得用于空间地将已空间多路复用信号分离为多个原始流的接收权重矩阵。理想地，建立的传输流的数量等于或小于发射和接收天线的数量中的较小的一个(MIN[M，N])。
如上所述，在传输期间，关于信道矩阵H，可以通过例如使用SVD(上述奇异值分解)或其它矩阵分解技术获得将权重赋予用于聚束的每一个发射天线的传输聚束矩阵V。信道矩阵H的奇异值分解由等式(2)表示。
H＝UDVH
…(2)
D=diag(λ1,λ2,...,λm,0,...0)]]>
如等式(2)所表示的那样，当信道矩阵H经历奇异值分解时，获得m个特征值λi(i是从0到m的整数)。数量m对应于信道矩阵中包括的线性独立的列矢量的总数，即信道矩阵H的秩。U表示具有归一化的HHH的排列的特征值λi的左奇异矩阵(singular matrix)，V(用作传输聚束矩阵)表示具有归一化的HHH的排列的特征值λi的右奇异矩阵，并且D表示HHH或具有HHH的特征值λi的平方根作为对角元素的对角矩阵。U和V是具有彼此相反的复共轭转置矩阵的酉矩阵(unitary matrix)。命令(order)了特征值的增益，以便第一特征值λ1具有最大增益，且第M个特征值λm具有最小增益。当信道矩阵H的秩m减小时，传输流的数量也减小，这显著地影响了传输效率。
用于从信道矩阵H获得用以空间地分离所接收到的信号的接收权重矩阵的算法可以包括最小均方误差(MMSE)接收制式。在MMSE接收制式中，基于最大化信号的电功率与平方误差(即，串扰电子功率与噪声功率之和)的比率的逻辑，从信道矩阵H计算接收权重矩阵W。所述比率也被称为SNR。MMSE是在接收器中采用噪声功率的概念，并有意地产生串扰以便获得接收权重矩阵W的算法。已知MMSE有利地用在具有大量噪声的环境中。
用于空间地分离已空间多路复用信号的另一种算法是最大似然检测(MLD)算法，其通过与所有可能的发射信号序列样式进行匹配，来估计最大似然传输序列。尽管MLD作为出色性能的接收制式是已知的，但是它具有的问题在于，操作范围很大，并且因此安装困难。
将这些SVD和MMSE分类为用于线性区域的波形均衡算法，并且将MLD分类为用于非线性区域的波形均衡算法。
在图1和图2中图示了用于MIMO通信的通信部件12的发射器和接收器的示例性配置。
图1中图示的发射器具有M个天线(或者m个发射分支)。在符合IEEE的制式中，M最多为4。将描述执行传输聚束的发射器的配置。
由加扰器102加扰来自数据发生器100的传输数据。然后，将传输数据发送到校正误差并编码数据的编码器104。加扰和编码制式遵循例如IEEE802.11a的定义。然后将已编码数据输入到数据分发器106，并将其分发到传输流。
在每一个传输流中，根据对于每一个流给出的数据速率，由打孔器(puncturer)108对所发射的信号进行打孔，由交织器110对其进行交织，并由映射器112将其映射到由相位(I)和正交相位(Q)形成的IQ信号空间，以便获得复合基带信号。选择器111在适当的定时，对于每一个空间流，在已交织的发射信号中插入训练序列，并将信号发送到映射器112。交织制式扩展例如IEEE802.11a的定义，以便不由相同的交织制式来交织多个流。映射制式也遵循IEEE802.11a，并采用BPSK、QPSK、16QAM和64QAM。
在空间多路复用部件114中，用于聚束的传输权重矩阵计算器114a从信道矩阵H通过例如矩阵分解方法(如SVD)来建立传输聚束矩阵V。也可以从通信伙伴反馈的信道信息建立传输聚束矩阵V，这是已知方法。传输权重矩阵相乘部件114b接下来将由传输流形成的发射矢量乘以传输权重矩阵V。以这种方式，所发射的信号经历聚束。
由传输权重矩阵相乘部件114b根据信道矩阵H可以交替地采用固定聚束，而不是采用传输聚束。在下面的描述中，将采用聚束称为高级聚束(ABF)，而将固定聚束称为空间扩展(SE)。固定聚束的示例包括在多个发射分支之间提供发射定时中的时间差的循环延迟分集(CCD)。当在不同的空间流上发射相同或类似的信号时，CCD防止不想要的束的形成。ABF和SE二者都是根据用于线性区域的波形均衡算法的发射制式。在本实施例中，传输权重矩阵相乘部件114b可以基于信道矩阵的检查结果来取消根据线性区域中的制式化算法的发射制式的采用，这将在后面描述。
在本实施例中，传输权重矩阵相乘部件114b可以通过ABF或SE来执行聚束，或者传输权重矩阵相乘部件114b可以不执行加权，这将在后面详细描述。
快速傅立叶反变换器(IFFT)116将在频域中排列的每一子载波转换为时基信号(time-base signal)。保护插入器118向信号提供保护间隔。数字滤波器120提供关于信号的带调整。D/A转换器(DAC)122将信号转换为模拟信号。RF部件124使用模拟LPF移除期望带宽之外的信号分量，将中心频率上变频(upconvert)到期望的RF频带，并通过功率放大将信号幅度进行放大。将RF带内的所发射信号从每一个发射天线发射到空间中。
图2中图示的接收器具有N个天线(或n个发射分支)。在符合IEEE的制式中，N最多为4。下述接收器接收经历通过ABF或SE的聚束的发射分组或未加权的发射分组。
通过信道到达每一个接收天线分支的数据在每一个接收天线分支中经历通过RF部件230的模拟处理。由AD转换器(ADC)228将模拟接收信号转换为数字信号，并将其输入到数字滤波器226。然后信号在同步电路224中经历分组检测、定时检测、频率偏移校正、噪声估计和其他处理。
图3图示了同步电路224的示例性内部配置。当在缓冲器306中累积每一分支处的所接收信号时，分组检测器301检测分组头部的前导码信号。在分组检测器301检测分组之后，定时检测器302、频率偏移估计器303和噪声估计器304分别使用前导码信号的后续部分来估计同步定时、频率偏移和噪声。控制器305基于由定时检测器303的检测定时从缓冲器306中读取所接收的数据样本。然后，控制器305输出样本，同时基于根据频率偏移估计器303的频率偏移估计值来校正振荡器307。
图4中示出了噪声估计部件304的示例性内部配置。由频率校正器401校正每一接收分支处的所接收信号的频率偏移。延迟电路403产生在由已知样式形成的训练序列之中在用于噪声估计的部分(将在下面描述)处的重复周期的延迟信号。差分装置405获得各重复周期之间的差，并提取噪声分量。平方器409计算差的平方值。其他平方器计算信号的平方值。SN估计器411基于这些平方值的比率估计SNR。
再次参照图2，将连续地描述MIMO接收器的配置。保护去除部件222去除添加到数据传送部件的头部的保护间隔。快速傅立叶变换部件(FFT)220将时基信号转换为频基信号。在接下来的校准处理部件218中，将每一接收分支的所接收的信号乘以用于校正发射和接收分支之中相位或幅度的不平衡的校准系数。在数字部件中校正存在于各接收分支之中的相位和幅度的不平衡。
空间分离器216空间地分离已空间地多路复用的接收信号。特别地，信道矩阵估计器216a从在每一个接收分支处接收到的用于激励信道矩阵的训练队列来建立所估计的信道矩阵H。可以将信道矩阵发送到用于发射器的聚束的传输权重矩阵计算器114a作为反向信道矩阵。天线接收权重矩阵计算器216b基于在信道矩阵估计器216a处获得的信道矩阵H计算天线接收权重矩阵W。天线接收权重矩阵相乘部件216b执行包括接收流的接收矢量与天线接收权重矩阵W的相乘，以便空间地解码空间复数信号。以这种方式，获得了独立于每个流的信号序列。
在本实施例中，测试在信道矩阵估计器216a中估计的信道矩阵H的条件和所估计的SNR。天线接收权重矩阵计算器216b基于信道矩阵H的条件的检查结果在MMSE接收制式(其是线性区域波形均衡算法)或MLD接收制式(其是非线性区域波形均衡算法)之间切换，这将在后面描述。
信道均衡电路214对于已空间分离的接收信号的每个流执行残余频率偏移校正和信道跟踪。解映射器(demapper)212解映射IQ信号空间中的所接收的信号。解交织器210解交织(deinterleave)。解打孔器208以预定数据速率解打孔(depuncture)。
数据合成器206将多个接收流合成为单个流。数据合成是发射器侧的数据分发的完全相反的处理。解码器204校正误差并解码。解扰器202然后解扰。数据获取部件200获取接收数据。
接着，将描述在通信系统中使用的分组格式。IEEE802.11n的PHY层具有高吞吐量(HT)传输模式(在下文中，称为“HT模式”)，所述模式具有调制和编码机制(MCS)，如调制制式和编码制式，这完全不同于现有技术的IEEE802.11a/g。PHY层还具有用于以与现有技术IEEE802.11a/g相同的分组格式和相同的频域执行数据通信的操作模式(在下文中，称为“遗留模式”)。HT模式包括被称为“混合模式(MM)”的操作模式(其具有与基于IEEE802.11a/g的现有技术终端(在下文中，称为“遗留终端”)的兼容性)以及称为“绿野(GF)”的操作模式(其不具有与遗留终端的兼容性)。
每一操作模式(即遗留模式、MM和GF)中的分组格式在图12到图14中图示。在图中，一个OFDM码元对应于4微秒。
图12中图示的遗留模式中的分组(在下文中称为“遗留分组”)具有与IEEE802.11a/g的格式完全相同的格式。遗留分组的报头包括遗留短训练字段(L-STF)、遗留长训练字段(L-LTF)和遗留信号字段(L-SIG)，同时遗留前导码之后是有效载荷(数据)。L-STF包括用于分组检测的已知的OFDM码元。L-LTF包括用于同步获取和均衡的已知的训练码元。L-SIG描述了传输速率、数据长度或其他信息。
图13中图示的分组的报头(在下文中称为“MM分组”)包括与IEEE802.11a/g的格式完全相同的格式的前导码、以及具有与后面的IEEE802.11n专有的格式的前导码(在下文中称为“HT前导码”)和数据部分。与MM分组中的PHY有效载荷对应的遗留分组的一部分是以HT格式。也就是说，HT格式递归地包括HT前导码和PHY有效载荷。
HT前导码包括HT-SIG、HT-STF和HT-LTF。HT-SIG具有解译(interpret)由PHY有效载荷(PSDU)施加的MCS的HT格式、有效载荷的数据长度等所需的信息。HT-STF包括用于改善MIMO系统中的自动增益控制(AGC)的训练码元。HT-LTF包括用于对于在接收器端处空间调制(映射)的每一个输入信号执行信道估计的训练码元。
在使用两个或更多发射分支的MIMO通信中，在接收器端必须通过对于每一发射和接收天线(其中接收信号是空间分离的)估计信道来获取信道矩阵。因此，在发射器端，从每一发射天线以时间共享模式发射HT-LTF。因此，根据空间流的数量添加一个或多个HT-LTF字段。
MM分组中的遗留前导码以与遗留分组的前导码的格式相同的公共格式，并且以其中可以解码遗留终端的传输方法进行发射。通过遗留终端不对应的传输方法来发射HT前导码之后的HT格式部分。遗留终端解码MM分组的遗留前导码中的L-SIG，以读取分组没有寻址到其自身以及包括数据长度的其他信息。遗留终端可以是适当长度的网络分配矢量(NAV)，即传输等待时段，以避免冲突。结果，MM分组具有与遗留终端的兼容性。
图14中图示的分组(在下文中，称为“GF分组”)仅包括HT格式部分。GF分组的前导码由用于分组检测的L-STF字段、用于信道估计的HT-LTF字段、其中描述了用于解译HT格式所需的信息的HT-SIG字段以及第二HT-LTF字段形成。在MIMO通信中，由于必须对于每一空间流执行信道估计以获得信道矩阵，因此在第二HT-LTF字段中以时间共享模式(如上所述)来发射多个发射天线的HT-LTF。
图15图示了HT-SIG字段的数据结构。如图15所述，HT-SIG由2OFDM码元形成，其中用于解译HT格式所需的各种控制信息，如在PHY有效载荷中采用的MCS(将在后面描述)和有效载荷的数据长度。HT-SIG字段中的描述内容与MM分组和GF分组二者中的相同。在MM分组和GF分组二者中，确定如遗留前码和HT前导码中那样，包括HT-SIG字段的前导码采用具有1/2编码率的BPSK调制。这样的低数据率还用以可靠地提供分组接收所需的处理和信息通知。
接着，将描述根据信道矩阵的条件的发射和接收制式的采用控制。
在MIMO通信系统中，SVD-MIMO制式使用之前通过信道矩阵H的奇异值分解而获得的右奇异矩阵V来执行传输聚束。因此在发射侧与接收侧之间形成了完全正交的信道，以提供最佳的链路特性。接收经历了传输聚束的空间多路复用信号的接收器可以接收任意接收制式的信号，只要它是线性区域估计制式即可。
然而，本发明人发现，在发射器的发射天线的数量等于通过传输聚束形成的传输流的数量的情况下，当将相同的调制制式分配给多个流时，难以获得MLD接收制式(其是非线性区域的估计制式)的应得特性改进效果，在某些通信条件(即，信道矩阵H的条件)下，关于聚束传输分组，在MLD或MMSE接收中特性变得等效。
这里，发射器可以由ABF或SE来执行聚束传输。发射器也可以在不聚束的情况下进行发射。接收器可以在MMSE或MLD制式中进行接收。
图5到图7图示了在发射器与接收器之间的天线配置是2×2、3×3和4×4时，对于每个发射和接收制式，根据SN环境的分组误差率(PER)的仿真结果。图中的仿真模型如下。
-TGn Ch.B
-2000speed
-wo/ all RF impair
-MCS12/15(2 stream only) …(3)
-ABF+MMSE，SE+MMSE，SE+MLD，ABF+MLD
-1000[byte]
调制和编码机制(MCS)是用于调制制式、编码制式和空间信道的数量的确定的值。MCS 12和15的内容如下。
表1
图5示出了在2×2的天线配置中，MLD具有比ABF更好的性能，并且当在任意调制制式和编码制式(MCS)中仅采用MLD时，ABF和MLD的组合具有比MLD更低的性能。
图6示出了在3×3的天线配置中，MLD具有比ABF更好的性能，并且ABF和MLD的组合未改进任意调制制式和编码制式(MCS)中的特性。
图7示出了在4×4的天线配置中，MLD具有比ABF更好的性能，并且当在任意调制制式和编码制式(MCS)中不采用MLD时，ABF和MLD的组合具有比MLD更低的性能。
在图5到图7中图示的2×2的天线配置的仿真结果中，示出了MLD特性超出了聚束传输的增益。聚束传输(ABF)和MLD的组合未改进、或甚至降低了特性。
在每一天线配置中，由等式(4)到(6)表示根据测量值的MIMO信道模型的特征。
H＝UDVH，D=λ100λ2...(4)]]>
λ1＞＞λ2
H＝UDVH，D=λ1000λ2000λ3...(5)]]>
λ1≅λ2>>λ3]]>
H＝UDVH，D=λ10000λ20000λ30000λ4...(6)]]>
(λ1≅λ2)>>(λ3≅λ4)]]>
在2×2信道模型中，超过10dB的差存在于λ1与λ2之间。在3×3信道模型中，超过10dB的差存在于λ1和λ2与λ3之间。在4×4信道模型中，超过30dB到40dB的差存在于λ1和λ2与λ3和λ4之间。
因此根据信道矩阵H的条件(即，由作为对角矩阵D的对角元素的特征值λi表示的通信流的质量)，实际上采用对于每一个流不适当的调制制式。因此，在相同额定(identically-rated)的分组误差率(PER)特性中，SVD-MIMO制式中ABF的特性不差于MLD特性。
然而，在IEEE802.11n的双流配置中，由于不存在以比MCS 12(在20MHz的104Mbps)的速率更高的速率的不等调制(最高速率是在20MHz的97.5Mbps)，因此在比MCS 12的速率更高的速率的数据通过的环境中，MLD特性在峰值速率方面好于SVD-MIMO的特性。在安装中的瓶颈是关于更高增益的流，难以采用64QAM或更高的调制制式。
本发明人从图5到图7中图示的结果中已经导出了如下结论。
(1)如果发射天线的数量(M)和比传输流的数量更小的数量(MIN(M，N)以下)相等，则应该认为MLD接收的特性没有余量(margin)。特性几乎等于当组合聚束传输和MMSE接收(即，ABF+MMSE)时的特性。
(2)如果天线配置是其中发射天线的数量大于传输流的最大数量，则可以维持MLD接收的原始特性，而不管是否与任意调制制式组合。聚束传输和MMSE接收的组合(ABF+MMSE)的特性通常可以总是保持关于MLD接收特性的余量，并且因此ABF和MMSE可以彼此共存和彼此改进。
当组合聚束传输和MLD接收(ABF+MLD)时聚束(即，SVM-MIMO)传输的效果最大约为1dB。在某些情况下，聚束传输和MMSE接收的组合具有比MLD的特性更好的特性(ABF+MMSE＞＞MLD)。
因此，在MIMO通信系统中，根据信道矩阵H的条件，通过采用地切换发射和接收制式，可以提供最佳的链路特性。
从线性区域波形等效算法的视角来看，如SVD和MMSE，降低了信道矩阵(H＝UDVH)的秩，并且信道难以容纳两个或更多流。如果确定两个或更多流的SNR高，那么发射器取消ABF(即，使用通过信道矩阵H的奇异值分解获得的系数矩阵V的聚束传输)，并且在不加权的情况下在SE(即，固定聚束，如循环延迟)制式中进行发射。接收器采用根据非线性区域波形等效算法的MLD接收制式。以这种方式，根据信道矩阵的条件通过应用发射和接收制式可以提高峰值速率。
如果发射器关于M个天线发射M个流，则发射器可以基于SVD分解取消聚束传输，并在不加权的情况下在SE(即，固定聚束，如循环延迟)制式中进行发射。在接收器，根据非线性区域波形等效算法，通过MLD接收制式的应用，期望峰值速率的提高。
这里，为了通知在发射器与接收器之间发射和接收制式的切换，可以采用使用现有的帧切换过程的方法。
其示例包括其中将关于信道矩阵的信息反馈到发射器与接收器之间的帧切换过程。在发射器中，关于接收器，请求发声(sounding)分组(其包括用于激励信道矩阵的训练序列)的传输的TRQ(训练请求)过程，以便建立信道矩阵。如果接收器使用根据非线性区域波形均衡算法的MLD接收制式，则接收器通过发射具有作为HT-SIG中的报头单元的“无效”发声标记(见图15)的响应分组，可以有意地防止来自发射器的聚束传输。以这种方式，可以防止在发射器根据SVD-MIMO的ABF和在接收器MLD的组合的建立，由此可以防止链路性能的恶化。
图8图示了用于使用TRQ帧切换过程来切换发射和接收制式的过程的流程图。
在从发射器接收TRQ分组时，接收器确认其自身当前是否正在以MLD模式接收(步骤S1)。
如果接收器并非正在以MLD模式接收(在步骤S1否定)，则接收器向发射器返回发声分组(步骤S2)。
发射器可以获得信道矩阵H并且可以在使用通过奇异值分解产生的系数矩阵V之后执行聚束传输。
如果接收器当前正在以MLD模式接收(在步骤S1肯定)，则接收器发射在HT-SIG中具有“无效”发声标志的响应分组(步骤S3)。在这种情况下，由于不将发声分组发送到发射器，因此接收器可以有意地防止来自发射器的聚束传输。
另一种切换过程是帧切换过程，其用于在发射器和接收器之间执行链路适配。帧切换过程包括如下两种方法。
一种方法是发射链路适配反馈(MCS反馈：MFB)，其包括在单个传输机会(TXOP)内从响应者通信站到发起者通信站的推荐传输制式MCS。另一种方法是在接收来自通信伙伴的传输制式MCS的、包括发送请求(即，MCS请求：MRQ)的分组时，在后续传输机会(TXOP)返回链路适配反馈(MFB)。
在任一种链路适配方法中，接收器在从M天线发射器接收到MRQ(其中将流的数量M指定为推荐MCS)时，发射在HT-SIG中具有“无效”发声标志的响应分组。以这种方式，在不返回发声分组的情况下，可以有意地防止发射器中的聚束传输，由此防止了链路特性的恶化。
图9图示了用于通过使用MRQ帧切换过程来切换发射和接收制式的过程的流程图。
在从发射器接收MRQ分组时，接收器确认在分组的发射器处的天线数量和推荐MCS的内容。然后接收器确认MRQ是否具有来自M天线发射器的指定的M个流(步骤S11)。
这里，如果M天线发射器未请求与指定的M个流的链路适配(即，指定了小于发射天线数量的流的数量)(步骤S11否定)，那么接收器向发射器返回MFB(步骤S12)。以这种方式，在发射器与接收器之间建立与指定的M个流的链路适配。
如果M天线发射器请求与指定的M个流的链路适配(在步骤S11肯定)，则接收器发射在HT-SIG中具有“无效”发声标志的响应分组(步骤S13)。在该情况下，接收器可以有意地防止发射器中的聚束传输。
应该注意，本发明不仅限于用以通知发射和接收制式的这两种帧切换过程，因此根据应用于通信系统的通信协议可以适当地改变所述过程。
无论采用哪种帧切换过程以切换MIMO通信系统的发射和接收制式，确定如何检查信道矩阵H的条件，作为是否要由发射器执行聚束传输的确定条件都很重要。
SVD-MIMO制式和MMSE接收制式是用于线性区域的波形均衡技术。因此，根据信道矩阵H的逆矩阵H-1的行列式和特征值λi的秩数，可以确定最大的可选择流数量和调制制式。
MLD接收制式是用于非线性区域的波形均衡技术。当所发射的信号x在由信道矩阵H形成的信道上传播时，接收信号y是如等式(1)表示的y＝Hx+n(n表示噪声信号)。MLD接收器关于接收信号y使用多个发射信号候选者xk来产生复制品，并输出使得欧几里德距离|y-H-xk|2最小的信号候选者。因此，MLD接收制式的度量计算(metric calculation)由等式(7)表示。
metric0<k<m=||y-H·xk||...(7)]]>
这里，使用实际示例考虑MLD的特性是否改进。例如，假设在由等式(8)表示的信道矩阵H的条件下在BPSK调制制式中发射两个流。根据信道矩阵H的逆矩阵H-1，行列式是0.0266，并且因此它是其中在发射器与接收器之间难以通过两个流的信道环境。
H=-0.69181.254-0.858-1.5937...(8)]]>
在MLD(即，所有可能的发射信号序列样式)与信道矩阵H之间的组合由等式(9)表示。在等式(9)中，由于在所有估计矢量之间的距离很大，因此在所有估计矢量之间的差很大，可以容易地找到最大似然发射矢量。
11⇒-0.5622-0.7357]]>
1-1⇒-1.94582.4517]]>
-11⇒1.9458-2.4517...(19)]]>
-1-1⇒-0.56220.7357]]>
在用于线性区域的波形均衡制式(如SVD-MIMO和MMSE)中，不接收关于在数量上大于信道矩阵H的秩数的流的数据。在等式(9)中示出了用于非线性区域的波形均衡制式，如MLD，相反，可以接收关于在数量上大于由信道矩阵H的行列式或特征值的秩指定的数量的流的数据，而无论信道矩阵H的条件如何，只要流的SNR足够高即可。
当根据对于每一信道估计的SNR1和SNR2以及特征值λ1和λ2的信道矩阵被链接在一起时，可以使用像由等式(10)表示的γ那样的线性评估函数。如上所述，可以通过同步电路224中的噪声估计器304来获得所估计的SNR。
γ=SNR1×λ100SNR2×λ2...(10)]]>
λ1＞＞λ2
在本实施例中，通过除了从等式(10)中的γ获得的线性评估函数之外，还应用单独评估估计SNR和评估要接收的数据是否在与MLD难以接收的条件对应的条件之下的评估函数，来确定发射器是否应该执行传输聚束。MLD难以接收的条件是例如其中当信道矩阵H(即，UDVH)是在各接收天线之间获得不适当的功率增益的单元矩阵(如，UD)时，可以确定接收基于SVD的聚束传输信号的情况。由等式(11)表示所述条件。也就是说，如果第二特征值λ2极其小，那么那个环境不适于两个流。
H=UD,D=λ100λ2...(11)]]>
λ1＞＞λ2
将在后面描述确定信道矩阵H是否是酉矩阵的方式。
将在下面描述用于适当地确定是否要在发射器处执行传输聚束的信道矩阵条件的检查的几种方法。
将描述当通过将BPSK调制制式应用于等式(8)和(9)中图示的MIMO信道H，来执行两个聚束传输时度量值的示例性计算。根据奇异值，由等式(12)表示信道矩阵H。
D=2.308000.0113]]>
HV=-1.43210.0091.810.0071...(12)]]>
由等式(13)表示度量值的示例性计算。
11⇒-1.42311.8171]]>
1-1⇒-1.44121.8029]]>
-11⇒1.4412-1.8029...(13)]]>
-1-1⇒1.4231-1.8171]]>
在以上示例性计算中，发现关于每一发射信号候选者(1，1)和(1，-1)的估计矢量之间的距离很小，并且关于每一发射信号候选者(-1，1)和(-1，-1)的估计矢量之间的距离也很小。也就是说，当存在以估计矢量之间的极其小的距离的组合时，找到最大似然矢量是非常难的。
测试第一信道矩阵的条件的方法利用这样的事实：当使用由等式(12)和(13)表示的聚束传输时，对于多个传输样式的度量变得彼此接近。特别地，对于测试准备几个星座模型(constellation pattern)(如BPSK和QPSK)，并且使用信道矩阵H预演(rehearse)MLD。例如，计算使用等式(14)获得的度量之间的距离χ，假设发射BPSK调制制式中的两个流SA＝(s0，s1)＝(1，1)和Sb(s0′，s1′)＝(-1，1)。
χ＝||H·Sa-H·Sb||2 …(14)
当应用由等式(12)和(13)表示的示例时，χ＝5.2925e-004，这是极其小的值。由于χ包括噪声或所估计的误差，因此阈值具有对于噪声或所估计的误差的余量。如果各度量之间的距离短于阈值，则在线性区域中不求解数据，并且因此确定应该避免聚束传输。
在第二信道矩阵条件的检查中，通过关于具有简化检索样式的星座点执行MLD接收来计算所获得的度量的距离。计数位于确定距离之上的度量的数量，并且应用由等式(15)表示的确定等式。可以间接地确定如果所述值超过阈值λ，则各度量之间的距离足够长以进行确定，这不是其中不像等式(12)和(13)表示的示例中那样难以求解MLD的条件。
(||y-H·xk||2-δ2I)≥λ2 …(15)
在等式(15)中，δ表示噪声方差，并且I表示酉矩阵。
如等式(11)所表示的，可以确定当信道矩阵H(即，UDVH)是在各接收天线之间获得不适当的功率增益的酉矩阵(如，UD)时接收基于SVD的聚束传输信号。如上所述，基于SVD和MLD的聚束传输的组合是不期望的(见图5到图7)。当接收基于SVD的聚束传输信号时，接收器可以将其自身从具有最佳接收特性的MLD接收制式切换到具有更小电路的、根据线性区域均衡算法的接收制式(如ZF和MMSE)，以便降低功耗。
基于聚束分组的信道矩阵H，接收器从发射天线取得信道的总电功率，估计特征值，并以所估计的特征值归一化信道矩阵H。然后，如果计算结果小于预定阈值，则归一化信道矩阵H′的每一个天线的元素是否彼此正交，并确定信道矩阵H为酉矩阵。为了简化起见，参照2×2的天线配置描述确定过程。
由等式(16)表示经历聚束传输的分组的信道矩阵H。
Hij=UD=h11h21h12h22=u11u21u12u22λ100λ2...(16)]]>
0＜i≤2，0＜j≤2
使用等式(16)分解信道矩阵的元素，并且以等式(17)表示的方式估计特征值。
λ1′＝||h11||2+||h12||2
λ2′＝||h21||2+||h22||2 …(17)
使用等式(17)的结果，如等式(18)中所示，使用估计对角矩阵D′来归一化信道矩阵H。
Hij′=H/D′=h11h21h12h22/λ1′00λ2′=h11′h21′h12′h22′...(18)]]>
归一化矩阵H′变为酉矩阵。
β＝||h11′×h21′||2-||h12′×h22′||2 …(19)
作为等式(19)的结果，β不可避免地为0。在实际处理中，由于矩阵包括等式(17)的噪声或估计误差，因此阈值具有对于噪声或估计误差的余量，以确定信号是否已经聚束。
本申请包含与在2008年10月10日向日本专利局提交的日本优先权专利申请JP 2008-263961中公开的主题相关的主题，将其全部内容通过引用的方式合并在此。
本领域的技术人员应该理解，根据设计要求和其他因素可能出现各种修改、组合、部分组合和变更，只要它们落在所附权利要求书及其等价物的范围内即可。