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公开一种用于确定上行链路信号的最大功率减少的方法。在具有一频率范围的载波上发送上行链路信号。载频范围之外的频率包括邻近信道区域。识别已被分配用于发送上行链路信号使用的载波的资源块。基于所识别的资源块，确定功率谱密度。确定基于功率谱密度函数的三阶卷积的度量。还基于该度量，确定用于邻近信道区域的最大功率减少。

1.  一种用于确定上行链路信号的最大功率减少的方法，所述上行 链路信号在载波上被发送，所述载波具有一频率范围，其中，所述载 频范围之外的频率包括邻近信道区域，所述方法包括：
识别已被分配用于发送所述上行链路信号使用的载波的资源块；
基于所识别的资源块，确定功率谱密度；
确定度量，所述度量基于所述功率谱密度函数的三阶卷积；以及
基于所确定的度量，确定用于所述邻近信道区域的最大功率减少。

2.  根据权利要求1所述的方法，其中，确定度量包括：
基于所述三阶卷积确定函数；以及
基于所确定的函数跨过所述邻近信道区域的频率间隔的积分，确 定所述度量。

3.  根据权利要求1所述的方法，其中，确定最大功率减少包括：
参考度量到最大功率减少的映射；以及
基于所述参考步骤，确定与所确定的度量相对应的所述最大功率 减少。

4.  根据权利要求1所述的方法，其中，所述邻近信道区域之外的 频率包括伪区域，其中，所确定的度量是第一度量，其中，所确定的 函数是第一函数，所述方法进一步包括，
确定第二函数，所述第二函数基于所述功率谱密度的函数的五阶 卷积；
确定第二度量，所述第二度量基于所述第二函数跨过所述伪区域 的频率间隔的积分；以及
基于所确定的第二度量，确定用于所述伪区域的最大功率减少。

5.  根据权利要求4所述的方法，其中，确定所述第二度量包括：
参考度量到最大功率减少的映射；以及
基于所述参考步骤，确定映射至所确定的第二度量的所述最大功 率减少。

6.  根据权利要求4所述的方法，进一步包括：确定所述邻近信道 最大功率减少和所述伪区域最大功率减少中的最大一个。

7.  根据权利要求2所述的方法，其中，所述邻近信道区域的第一 部分处于比所述载波更低的频率处，并且所述邻近信道区域的第二部 分处于比所述载波更高的频率处。

8.  一种用于确定上行链路信号的最大功率减少的方法，所述上行 链路信号在载波上被发送，所述载波具有一频率范围，其中，所述载 频范围之外的频率包括伪区域，所述方法包括：
识别被分配以发送所述上行链路信号的所述载波的资源块；
基于所识别的资源块，确定功率谱密度；
确定度量，所述度量基于所述功率谱密度函数的五阶卷积；以及
基于所确定的度量，确定用于所述伪区域的最大功率减少。

9.  一种确定无线终端的最大功率减少的方法，所述方法包括：
确定所述上行链路信号的所述功率谱密度的n阶卷积的频带宽度 是否与所述伪区域重叠；
如果确定所述上行链路信号的所述功率谱密度的所述n阶卷积的 频率宽度与所述伪区域重叠，则使用第一映射确定最大功率减少；以 及
如果确定所述上行链路信号的所述功率谱密度的所述n阶卷积的 频率宽度与所述伪区域不重叠，则使用第二映射确定最大功率减少。

用于管理无线通信网络上的发送功率的方法和系统
技术领域
本公开主要涉及无线通信，并且更特别地，涉及管理用于多簇发 送的无线通信设备中的发送功率。
背景技术
现代无线通信网络通常通过在多个时隙将特定频率分配给设备， 来将资源分配给多种设备。然而，这通常是网络上的一个或多个设备 的上行链路发送信号泄漏到非分配频率的情况。这样的信号可能干扰 网络上的其他设备的通信和其他网络上的设备的通信。
附图说明
当通过以下描述的附图，认真考虑其以下具体实施方式时，本发 明的多个方面、特征和优点对于本领域普通技术人员来说将变得更加 完全显而易见。附图可以被简化用于清楚的目的，并且不一定按比例 绘制。
图1是根据本发明的实施例的无线通信系统。
图2是根据本发明的实施例的无线终端的示意性框图。
图3描述根据本发明的实施例的通信子帧。
图4是根据本发明的实施例的频谱。
图5是示出根据本发明的实施例的在信号的处理时使用的无线终 端的组件和/或功能的框图。
图6是图示根据本发明的实施例的映射函数的图表。
图7和图8是根据本发明的实施例的MPR对多种度量的映射。
图9示出本发明的实施例中的MPR值对分配率的映射。
图10是示出在本发明的实施例中执行的步骤的流程图。
图11和图12是图示根据本发明的实施例的映射函数的图表。
具体实施方式
本公开阐述本发明的多个实施例。
在一个实施例中，提供一种用于确定上行链路信号的最大功率减 少的方法，上行链路信号在载波上被发送，载波具有一频率范围，其 中，载频范围之外的频率包括邻近信道区域，该方法包括：识别已被 分配用于发送上行链路信号使用的载波的资源块；基于所识别的资源 块，确定功率谱密度；确定度量，该度量基于功率谱密度函数的三阶 卷积；以及基于所确定的度量，确定用于邻近信道区域的最大功率减 少。
在另一个实施例中，提供一种用于确定上行链路信号的最大功率 减少的方法，上行链路信号在载波上被发送，载波具有一频率范围， 其中，载频范围之外的频率包括伪区域，该方法包括：识别被分配以 发送上行链路信号的载波的资源块；基于所识别的资源块，确定功率 谱密度；确定度量，该度量基于功率谱密度函数的五阶卷积；以及基 于所确定的度量，确定用于伪区域的最大功率减少。
在另一个实施例中，提供一种确定无线终端的最大功率减少的方 法，该方法包括：确定上行链路信号的n阶卷积的频率宽度是否与伪 区域重叠；如果确定上行链路信号的n阶卷积的频率宽度与伪区域重 叠，则使用第一映射确定最大功率减少；以及如果确定上行链路信号 的n阶卷积的频率宽度与伪区域不重叠，则使用第二映射确定最大功 率减少。
以下是多种实施例的更深入论述。
在新LTE标准3GPP LTE Rel-10中，已经指定了分量载波内并且 通过载波聚合(例如，两个以上载波的带内连续载波聚合)的用于上 行链路的基于OFDM的多簇发送。这样的发送可以包括与第二PUSCH 同时发送的第一物理上行链路共享信道(PUSCH)、与物理上行链路 控制信道(PUCCH)同时发送的PUSCH、以及与SRS同时发送的探 测参考信号(SRS)。在一些实施例中，这样的同时发送由无线终端中 的单个功率放大器(PA)作出。
多个问题由PUSCH和PUCCH发送引起。当在任何两簇之间存在 大功率不均衡时，资源分配可能受带外/带内(OOB/IB)发射或受关于 具有较低发送功率的簇的误差矢量幅度(EVM)限制。其通常是无线 网络中的设备的上行链路发送泄漏到非分配频率的情况。为了解决该 问题，一些工业群体指定了对多少泄漏可允许的限制。为了遵循这样 的限制，设备通常必须减少或“补偿”它们的发送功率。理想地，设 备将补偿它们的发送功率仅足够满足泄漏限制。但是，如果设备补偿 比必须补偿的更多，则将不一定减小它们的最大发送功率。
现在将参考图1描述可以实现本发明的多种实施例的无线通信系 统的实例。在图1中，无线通信系统100包括一个或多个基础单元， 由图1中的基础单元101和102表示。基础单元101和102是跨过地 理区域分布并且在时域、频域或空间域或其组合中服务一个或多个无 线终端-在图1中由无线终端103和104表示-的基础结构网络的一部分。 基础单元还可以被称为接入点、接入终端、基础(base)、基站、节点 B、演进节点B(eNodeB)、家庭节点B(HNB)、家庭演进节点(HeNB)、 宏演进节点B(MeNB)、施主演进节点B(DeNB)、中继节点(RN)、 毫微微小区、毫微微节点、微微小区、网络节点或者本领域中使用的 其他术语。基础单元101和102每个都包括用于下行链路发送的一个 或多个发送器和用于上行链路发送的一个或多个接收器。基础单元101 和102通常是系统100的无线电接入网络的一部分。无线电接入网络 通常包括可通信地耦合至一个或多个基础单元101和102的一个或多 个控制器。接入网络通常可通信地耦合至系统100的一个或多个核心 网络，并且可以耦合至其他网络，像互联网和公共交换电话网络等。
无线通信系统100的基础单元经由无线通信链路，服务例如小区 或小区扇区的相应服务区内的无线终端103、104。无线终端103和104 可以是固定的或者移动的。无线终端还可以被称为订户单元、移动台、 移动站、移动单元、用户、终端、订户站、用户设备(UE)、用户终 端、无线通信设备、中继节点、或其他类似术语。无线终端的实例包 括蜂窝电话、智能电话、平板电脑、以及具有无线能力的个人计算机。 无线终端103和104还包括一个或多个发送器和一个或多个接收器。 基础单元101和102在时域、频域和/或空间域中发送下行链路通信信 号，以服务无线终端103和104。无线终端103和104还在时域、频域 和/或空间域内，经由上行链路通信信号与基础单元101和102通信。 无线终端还经由中继节点与基础单元通信。
在一种实现中，图1的无线通信系统100与3GPP通用移动通信 系统(UMTS)长期演进(LTE)协议版本10(Rel-10)兼容。LTE协 议还可以称为EUTRA或3GPP LTE或者其一些随后代。在LTE实现 中，基础单元101和102在下行链路上使用正交频分复用(OFDM)调 制方案发送，并且无线终端103和104在上行链路上使用单载波-频分 多址(SC-FDMA)方案发送。无线通信系统100可以实现一些其他开 放式或私有通信协议，例如，IEEE 802.16(d)(WiMAX)、IEEE 802.16(e) (移动WiMAX)、其他现有和未来协议。本公开不旨在以任何特定无 线通信系统架构或协议被实现。
通信系统100的架构还可以包括扩频技术的使用，诸如，多载波 CDMA(MC-CDMA)、多载波直扩CDMA(MC-DS-CDMA)、具有 一维或二位扩频的正交频码分复用(OFCDM)。实现本公开的特征的 架构还可以基于更简单的时分和/或频分复用/多址技术、或者这些多种 技术的组合。在替代实施例中，无线通信系统100可以使用其他通信 系统协议，包括但不限于TDMA或直扩CDMA。通信系统100可以是 时分双工(TDD)或频分双工(FDD)系统。
现在将参考图2描述根据本发明的实施例配置的无线终端的实 例。无线终端200包括可通信地耦合至控制器220的收发器210。收发 器结合一个或多个天线发送信号。例如，收发器可以发送上行链路信 号，并且上行链路信号的功率可以根据在此描述的多种实施例被配置。 无线终端实现上述无线通信协议，并且能够进行电路或分组交换通信 或两者。无线终端还可以包括用于执行通常与无线通信终端相关的其 他功能的用户接口230，包括但不限于键盘或其他输入设备、其他用户 接口设备中的显示器、音频输入和输出。在一个实施例中，控制器220 被实现为数字处理器，该数字处理器执行存储在一个或多个存储器设 备240中的指令，以执行在本公开中描述的功能，包括以下描述的多 种计算。可替换地，控制器220可以被实现为等效硬件电路或者硬件 和软件的组合。在一个实施例中，其多个方面以下在LTE通信系统的 上下文中进一步描述，无线终端是离散傅里叶变换-扩频-正交频分多址 (DFT-S-OFDMA)UE。在其他实施例中，无线终端可以实现一个或 多个其他协议。
返回参考图1，在本发明的实施例中的无线终端103和104与基 础单元101和102之间传输的信号可以由组织到无线电帧中的 SC-FDMA信号承载。每个无线电帧通常包括10个子帧。在图3中示 出子帧的结构的实例。在时频图的上下文中示出子帧300。图表的垂直 刻度描绘可以被分配用于发送的子帧300的多个频率块、或者频率门 (频率子载波)。图表的水平刻度描绘可以分配的子帧300的多个时 间块(以时隙为单位)。子帧300包括多个资源块(RB)，诸如，RB 302。每个RB包括跨过时隙的12个SC-FDMA子载波，包括用于正常 循环前缀(CP)情况的七个(7)SC-FDMA符号。通常，子帧持续时 间是1ms，并且其可以包括两个时隙，每个时隙0.5ms持续时间。进而， 每个RB可以被划分为多个资源元素(RE)。每个RE是单个SC-FDMA 符号上的单个SC-FDMA子载波、或频率门。注意，很多帧和子帧都可 以从无线终端被发送至基础单元，并且反之亦然，并且多个信道可以 占用很多子帧中的时隙。
返回参考图1，当无线终端在LTE网络中诸如通过PUSCH和 PUCCH发送将信号发送至基础单元101和102时，其通常是信号泄漏 到除了它们想要的那些之外的频率的情况。这样的泄漏的说明现在将 参考图4给出，其描绘频谱400。特定频率值仅用于说明的目的，并且 可以使用很多其他频率值和范围。频谱400上的频率从左侧的较低频 率增加至右侧的较高频率。频谱400包括带内区域402。带内区域的带 宽是Δf_in-band，其跨过10MHz的范围。在带内区域中发送的一个或多 个信号可以被称为载波。载波以载频404为中心。载频通常基于无线 终端的本地振荡器(LO)的频率。带内区域跨过从第一边缘402A到 第二边缘402B的频率范围。带内区域402包括跨过从带内区域402的 第一边缘402A到边缘402C的第一内保护带区域。第一内保护带区域 是带内区域402的宽度的5％，其在本实例中是0.5MHz。第一内保护 带区域的边缘402C的频率高于带内区域402的第一边缘402A的频率。 带内区域402还包括第二内保护带区域，其从带内区域402的第二边 缘402B横跨到边缘402D。第二内保护带区域是带内区域402的宽度 的5％，其在本实例中是0.5MHz。第二内保护带区域的边缘402D的频 率低于带内区域402的第二边缘402B的频率。邻近带内区域402的是 第一邻近信道(AC)区域406，其从带内区域402的第一边缘402A横 跨至位于低于带内区域402的第一边缘402A的频率处的边缘406A。 还邻近带内区域402的是第二AC区域408，其从带内区域402的第二 边缘402B横跨至位于高于带内区域402的第二边缘402B的频率处的 边缘408A。
在本发明的实施例中，可以由工业群体同意的标准指定邻近信道 区域。例如，在LTE 3GPP标准的一种实现中，在带内区域以上和以下 的邻近信道区域可以被划分为两个区域：邻近信道泄漏比率(ACLR) 1和ACLR 2，其中，ACLR 1跨过带内区域以上和以下的5MHz，并且 ACLR 2跨过ACLR 1区域以上和以下的5MHz。在另一种实现中，被 称为演进通用陆地无线电接入(E-UTRA)ACLR的带内区域以上和以 下的单个区域从带内区域的上边缘和下边缘横跨至带内区域以上和以 下的频率。E-UTRA ACLR区域的尺寸根据带内区域的尺寸而变化。
频谱400还包括：第一伪区域410，其包括第一AC区域406的边 缘406A以下的所有频率；以及第二伪区域412，其包括第二AC区域 408的边缘408A以上的频率。
仍然参考图4，带内区域402的可分配区域414位于第一和第二 保护带区域的边缘402C和402D之间，并且在本实例中，为9MHz宽。 在可分配区域414内是占用跨过频率范围416B的一组416子载波的 PUSCH信号416和占用跨过频率范围418B的一组418A子载波的 PUCCH信号418。PUSCH的该组416A子载波由一组416C RB承载， 而PUCCH的该组418A子载波由单个RB 418C承载。当被分配承载上 行链路数据和控制信号时，PUSCH的该组RB和PUCCH的RB的组合 将被称为“带内分配RB”。带内分配RB承载的子载波的组合频率范 围将被共同称为“分配区域”。
而且，位于带内可分配区域414的是由不被分配用于承载上行链 路数据和控制信号的RB 422承载的子载波。这些RB共同被称为“带 内非分配RB”，并且占用它们的子载波的组合频率范围将被共同称为 “非分配区域”。在图4中所示的非分配RB 422仅是代表性的，并且 将理解，存在更多占用未由所分配RB占用的区域的非分配RB。在以 下实例中，PUSCH的该组416A子载波将被假设为包括60个子载波， 并且分配给PUSCH的该组416C RB包括5个RB，该组416C的每个 RB承载12个子载波。类似地，PUCCH的该组418A子载波将被假设 为包括12个子载波，分配给PUCCH的RB 418C承载12个子载波。 非分配RB 422的数量被假设为44个RB。
区域402、406、408、410、412和414中的每个都包含信号。信 号通常包括承载PUSCH和PUCCH的子载波加上泄漏至非分配区域、 AC区域406和408、以及伪区域410和412的频率中的信号的那些RB。 多个区域中的信号的功率如下将被称为：用于带内分配区域的P_{in-band，allocated}、用于带内非分配区域的P_{in-band，non-allocated}、用于组合AC区域406 和408的P_AC、用于组合伪区域410和412的P_spurious。
上述泄漏的原因变化，并且可以包括由例如构成调制器和功率放 大器的组件的缺点导致的调制和功率放大的缺点。这些缺点导致在无 线终端的发送操作期间的缺点。这些减值(impairment)可以包括载波 泄漏、同相和正交相位(IQ)增益和相位不均衡、相位噪声、以及计 数器IM。为了限制用户和技术之间的干扰并且改进共存，无线通信标 准通常设置对允许这种泄漏的程度的限制。
根据本发明的实施例，由泄漏导致的减值可以被建模。为了便于 这样的建模的说明，将引入图5中所示的功能框图。将在LTE技术的 上下文中描述该框图。然而，很多或所有这些框都可应用至其他通信 技术，并且本发明的其他实施例可应用至此。而且，将理解，该图表 中的框旨在表示功能，并且可以或可以不表示硬件的离散片段。
在图5中，示出根据本发明的实施例的信号处理系统500。系统 500包括可通信地链接至收发器542(其可以被实现为图2的控制器220 和收发器210)的处理器540。系统500还包括离散傅里叶变换(DFT) 扩频模块502和可通信地链接至DFT扩频模块502的逆快速傅里叶变 换(IFFT)模块504。系统500还包括并串(P/S)模块506、模数转 换器(ADC)模块508、调制器510、功率放大器(PA)512、以及天 线514。P/S模块506可通信地链接至ADC模块508。ADC模块508 可通信地链接至调制器510，其进而可通信地链接至PA模块512。PA 模块512可通信地链接至天线514。PA模块512放大信号(诸如，上 行链路信号)，然后信号经由天线514被发送。PA 512以及图5中所 示的任何其他组件和/或功能可以由图2的控制器220控制。
再次参考图5，数据和/或控制信号通过第一输入路径518在 PUSCH上并且通过第二输入路径520在PUCCH上被输入到信号处理 系统500。可替换地，第一和第二输入路径均可以承载PUSCH。PUSCH 包括共享信道数据，并且还可以包括控制信息。PUCCH承载控制信息， 诸如信道质量指示符(CQI)、调度请求(SR)和在下行链路信道上从 基础单元接收的数据的ACK/NACK。根据一个实施例，PUSCH和 PUCCH的控制信号在无线终端的基带处理器中被生成，而PUSCH的 数据信号在无线终端的应用程序处理器中被生成。在一种实现中，传 输块在应用程序处理器中被生成并且被提供给基带处理器。基带处理 器执行信道编码，并且添加控制信息。这通常发生在发送期间。当无 线终端从例如基站接收到信号时，处理通常反过来工作。
PUSCH和PUCCH进入系统500作为复杂符号序列。PUSCH的符 号在进入IFFT框504之前，通过DFT扩频模块502被扩频。PUCCH 的符号最终被映射至单个RB，所以不要求DFT扩频。然而，如果代 替在单个分量载波上的一个PUSCH和一个PUCCH，使用两个PUSCH， 则第二PUSCH还将经过DFT扩频模块502。如果第一PUSCH在第一 分量载波上被发送，并且第二PUSCH在邻近分量载波上被发送，则单 独DFT被用于第一和第二PUSCH中的每个。
注意，PUCCH在子帧的两个时隙中可以不被承载在相同组子载波 上。例如，在一个时隙中，PUCCH可以被承载在第一组子载波上，并 且然后在之后的时隙中，被承载在离分量载波的中心频率等于或基本 等于到作为第一组子载波的分量载波的中心频率的距离的距离处的分 量载波的另一侧上的第二组子载波上。该图案可以从时隙到时隙重复。
在片段522处，PUSCH和PUCCH信道的数据和控制信号对应于 频域中的X₁(k)，其中，k是子载波索引，其中k＝0，1，…，12*N_RB-1，其 中，N_RB是可分配上行链路(UL)发送带宽(图4的可分配带内区域 414)中的RB的总数。每个RB都具有12个子载波。例如，在10MHz  LTE部署中，N_RB＝50，并且存在N_SC＝12*50＝600个子载波，其中，N_SC是可以分配PUSCH和PUCCH数据和控制信号的可分配带内区域414 中的子载波的数量(即，所分配RB中的子载波的数量)。
IFFT模块504对PUSCH和PUCCH的每个门中的符号执行逆傅 里叶变换函数。项N_FFT表示IFFT的尺寸，并且是LTE载波的带宽的 函数。对于10MHz LTE载波，N_FFT等于1024。N_RB＝用于到IFFT的中 心600个输入的10MHz LTE载波映射的50个资源块。IFFT的剩余624 个输入被指派值0，其中212个输入分别在可以指派N_RB＝50个资源块 的600个输入以上和以下。
在对PUSCH和PUCCH符号序列执行包括逆傅里叶变换函数的函 数时，IFFT模块504在频域中接收分散在多个子载波上的数据符号， 并且在片段524处输出时域信号的时域采样的矢量，其对应于频域输 入。该时间采样的矢量由并串模块506在时域中被转换为复杂序列。 然后，信号被传递至ADC模块508，其中，其被转换为模拟信号。然 后，模拟信号被传递至调制器510，在调制器510中，其根据由本地振 荡器(LO)生成的信号被调制。然后，调制信号(RF信号)被传递至 PA 512，其中，其被放大并且被发送至天线514。然后，天线514将该 信号发送至一个或多个基础单元。
现在将根据表示发生在系统500中的多种处理的数学等式，描述 本发明的实施例。还将给出如何推导这些等式并且它们如何与本发明 的多种实施例相关的解释。
现在将假设，信号处理系统500生成实部是x(t)的复基带信号z(t)。 还将假设，x(t)是到PA 512的输入，并且由此被放大，得到放大信号 y(t)。PA 512可以被建模为幂级数：
y(t)＝a₁x(t)+a₂x²(t)+a₃x³(t)+a₄x⁴(t)+a₅x⁵(t)+…
作为近似值，当在确定PA输出(但是幂级数扩展的相加项可以 包括在分析中)的功率谱时这些第一项是显著的时，在本实施例中将 考虑幂级数的第一、第二和第三项。在该假设下，PA 512y(t)的输出可 以表示如下：
[1]y(t)＝a₁x(t)+a₂x²(t)+a₃x³(t)。
在等式[1]中，a₁x(t)是线性项，同时a₂x²(t)和a₃x³(t)是非线性项，其中， 系数a₁、a₂、和a₃的值表示PA 512的特征。因为输入信号x(t)实际上 是基带信号z(t)的实部，x(t)可以表示为：
[2]    x ( t ) = Re [ z ( t ) e j 2 π f c t ] ]]>
x(t)的不期望分量包括以下：(1)载波泄漏(相对于载波通常大 约为-28分贝(dBc))；(2)IQ增益和相位不平衡，导致信号图像 (相对于载波通常约为-28分贝(dBc))；(3)计数器互调，导致第 二信号图案(相对于载波通常约为-50至-60分贝(dBc))；以及(4) 相位噪声。不期望分量(1)由混合器(其是图5中的调制器510的一 部分)导致。不期望分量(2)、(3)由调制器510导致，同时在PA 512中生成相位噪声(4)。所有这些分量都可以被建模。
在复基带信号z(t)的频域中，IQ增益和相位不平衡的效果可以被 表示为 Z ( k ) = α X 1 ( k ) + β X ‾ 1 ( N - k - 1 ) , ]]>其中，k表示子载波索引， X ‾ 1 ( N - k - 1 ) ]]>是X₁(N-k-l)的复共轭，α＝cosφ+jεsinφ.，β＝εcosφ-jsinφ，并且φ和ε 分别是调制器的相位不平衡和增益不平衡。可以注意，在子载波索引k 和取决于LTE信号的载频fc和带宽的子载波的频率之间存在一一映 射。参数α和β的幅度可以从用于调制器510的IQ图像的相对幂的规 范推导，其中，IQ图像的相对幂由给出。索引k在范围 内，其中，N_FFT是在所分配带内区域(例如，图4中的 区域414)中的子载波的总数。
通过包含载波泄漏的效果，调制器510的输出由 Z ( k ) = α X 1 ( k ) + cδ ( k ) + β X ‾ 1 ( N - k - 1 ) ]]>给出，其中，常数c表示在调制器输 出处的载波的复幅度，对于k＝0，δ(k)＝1，否则δ(k)＝0，并且cδ(k)是载 波泄漏分量。
计数器互调图像是从调制器中的三阶非线性得到的第二图像信 号。该计数器互调图像在与IQ图像相同的载频侧上，但是其中心频率 比IQ图像的中心远离载频三倍。另外，计数器互调图像比IQ图像宽 三倍(频率)。由调制器510产生的计数器互调图像可以由相对于为 图像的其信号的幂(例如，通过其制造商或者通过系统500的制造商 或者为其部分的数字信号处理器)指定。计数器互调图像可以通过将 计数器互调图案添加至复基带信号Z(k)，以类似于以上用于IQ图像和 载波泄漏的方式，包括在以上分析中。
假设在子载波上发送的数据符号不相关并且具有相等能量，Z(k) 的功率谱密度(PSD)是：
[3] S z ( k ) = P × [ | α | 2 I X 1 ( k ) + | c | 2 δ ( k ) + | β | 2 I X 1 ( N - k - 1 ) ] ]]>
其中，是指示函数，使得如果X₁(k)在子载波k上具有非零能量， 则 I X 1 ( k ) = 1 , ]]>否则 I X 1 ( k ) = 0 ; ]]> | α | 2 I X 1 ( k ) ]]>表示期望信号；同时 | β | 2 I X 1 ( N - k - 1 ) ]]>表示图 像信号。总之，S_Z(k)是在到PA的输入处的信号(诸如，图5的PA 512)， 并且捕捉由于调制器IQ增益和相位不平衡导致的载波泄漏以及信号图 像。计数器互调图像可以通过将计数器互调图像的PSD添加至S_Z(k)＝1， 以用于IQ图像和载波泄漏的方式包括在[3]中。
当这些等式[1]和[2]被组合和简化时，y(t)和z(t)之间的关系可以如 下表示为：
y ( t ) = a 2 2 | z ( t ) | 2 + ( a 1 + 3 a 3 4 | z ( t ) | 2 ) Re [ z ( t ) e j 2 π f c t ] + a 2 2 Re [ z 2 ( t ) e j 4 π f c t ] + a 3 4 Re [ z 3 ( t ) e j 6 π f c t ] . ]]>
在本实施例中，假设R_y(τ)和S_y(f)分别表示y(t)的自相关函数和功率 谱，并且功率谱被限定为自相关函数的傅里叶变换。自相关R_y(τ)被限定 为
R y ( τ ) = E [ y ( t ) y ~ ( t - τ ) ] ]]>
其中，表示y的复共轭，并且E[]是跨过自变量的潜在分布计算的自 变量的期望值。
y(t)的自相关函数可以根据z(t)的自相关被表示。开始，应该注意， 乘以t的不同复指数的y(t)的项不相关，并且只要z(t)的带宽的幅度比 载频f_c的值小很多，就可以在部署中被独立处理。
对于y(t)的第一项自相关被限定为期望值
E { | a 2 2 | 2 | z ( t ) | 2 z ~ | ( t - τ ) | 2 } = | a 2 | 2 4 E { | z ( t ) | 2 | z ~ ( t - τ ) | 2 } ]]>
假设在本实施例中，z(t)是弱固定复值和合适(即，循环对称)高 斯处理。通过该假设，第一项的自相关然后由以下给出
| a 2 | 2 4 E { | z ( t ) | 2 | z ~ ( t - τ ) | 2 } = | a 2 | 2 4 ( R Z 2 ( 0 ) + | R Z ( τ ) | 2 ) ]]>
对于y(t)的第二项可以示出
E { ( a 1 + 3 a 3 4 | z ( t ) | 2 ) Re [ z ( t ) e j 2 πf c t ] ( a 1 + 3 a 3 4 | z ~ ( t - τ ) | 2 ) Re [ z ( t - τ ) e - j 2 πf c ( t - τ ) } = ( | a 1 | 2 2 + 3 2 Re ( a 1 a ~ 3 ) R Z ( 0 ) + 9 | a 3 | 2 16 ( 2 R Z 2 ( 0 ) + | R Z ( τ ) | 2 ) ) Re ( R Z ( τ ) exp ( j 2 πf c τ ) ) ]]>
对于y(t)的第三项可以示出
E { a 2 2 Re [ z 2 ( t ) e j 4 πf c t ] a ~ 2 2 Re [ z 2 ( t - τ ) e j 4 πf c ( t - τ ) ] } = | a 2 | 2 2 Re ( R Z 2 ( τ ) exp ( j 4 πf c τ ) ) ]]>
最后，对于y(t)的第四项可以示出
E { a 3 4 Re [ z 3 ( t ) e j 6 πf c t ] a ~ 3 4 Re [ z 3 ( t - τ ) e j 6 πf c ( t - τ ) ] } = 3 16 | a 3 | 2 Re ( R Z 3 ( τ ) exp ( j 6 πf c τ ) ]]>
组合以上四项，y(t)的自相关可以表示为
R y ( τ ) = | a 2 | 2 4 ( R Z 2 ( 0 ) + | R Z ( τ ) | 2 ) ]]>
[5]   + | a 1 | 2 2 + 3 2 ( a 1 a ~ 3 ) R Z ( 0 ) + 9 | a 3 | 2 16 ( 2 R Z 2 ( 0 ) + | R Z ( τ ) | 2 ) Re ( R Z ( τ ) exp ( j 2 π f c τ ) ) + | a 2 | 2 2 Re ( R Z 2 ( τ ) exp ( j 4 π f c τ ) ) + 3 16 | a 3 | 2 Re ( R Z 3 ( τ ) exp ( j 6 π f c τ ) ) ]]>
y(t)的功率谱密度S_y(f)是自相关函数R_y(τ)的傅里叶变换。用于y(t) 的功率谱密度被表示为
[6] S y ( f ) = | a 2 | 2 4 R Z 2 ( 0 ) δ ( f ) + | a 2 | 2 4 S Z ( f ) ⊗ S Z ( - f ) + 1 2 ( | a 1 | 2 2 + 3 2 Re ( a 1 a ~ 3 ) R Z ( 0 ) + 9 | a 3 | 2 8 R Z 2 ( 0 ) ) ( S Z ( f - f c ) + S Z ( - f - f c ) ) + 9 | a 3 | 2 32 S Z ( f - f c ) ⊗ S Z ( f ) ⊗ S Z ( - f ) + S Z ( - f - f c ) ⊗ S Z ( f ) ⊗ S Z ( - f ) + | a 2 | 2 4 ( S Z ( f - 2 f c ) ⊗ S Z ( f ) + S Z ( - f - 2 f c ) ⊗ S Z ( - f ) ) + 3 31 | a 3 | 2 S Z ( f - 3 f c ) ⊗ S Z ( f ) ⊗ S Z ( f ) + S Z ( - f - 3 f c ) ⊗ S Z ( - f ) ⊗ S Z ( - f ) . ]]>
其中，符号表示卷积。[1]中的系数a₁、a₂和a₃是实值数。从而， Re ( a 1 a ~ 3 ) = a 1 a 3 , ]]>在以上等式中， | a j | 2 = a j , j = 1 , 2,3 , . ]]>
由于功率谱密度S_y(f)关于零频率对称，并且此外由于从限制设备 的发射的角度考虑，对以零频率为中心的分量不感兴趣，其足以将一 侧功率谱密度限定为正频率功率谱(排除零频率附近的分量)的 两倍，其由以下给出
S y ( f ) = ( | a 1 | 2 2 + 3 2 Re ( a 1 a ~ 3 ) R Z ( 0 ) + 9 | a 3 | 2 8 R Z 2 ( 0 ) ) S Z ( f - f c ) ]]>
[7]   + 9 | a 2 | 2 16 S Z ( f - f c ) ⊗ S Z ( f ) ⊗ S Z ( - f ) + | a 2 | 2 2 S Z ( f - 2 f c ) S Z ( f ) + 3 16 | a 3 | 2 S Z ( f - 3 f c ) ⊗ S Z ( f ) ⊗ S Z ( f ) ]]>
在本实施例中，在以载频为中心的PA 512的输出处的信号的分量 的PSD等于
( | a 1 | 2 2 + 3 2 Re ( a 1 a ~ 3 ) R Z ( 0 ) + 9 | a 3 | 2 8 R Z 2 ( 0 ) ) S Z ( f - f c ) + 9 | a 3 | 2 16 S Z ( f - f c ) ⊗ S Z ( f ) ⊗ S Z ( - f ) ]]>
其中， ( | a 1 | 2 2 + 3 2 Re ( a 1 a ~ 3 ) R Z ( 0 ) + 9 | a 3 | 2 8 R Z 2 ( 0 ) ) S Z ( f - f c ) ]]>表示功率谱的期望分 量。主要通过功率谱分量来确定邻近信道泄 漏。
提供在第二谐波处的功率谱分量和在第三谐 波处的功率谱分量 3 16 | a 3 | 2 S Z ( f - 3 f c ) ⊗ S Z ( f ) ⊗ S Z ( f ) ]]>来确定伪发射。
从而，无线终端(从图1看)可以通过使用合适频率范围(或等 效地用于这些区域中的子载波的合适索引值k)并且应用如以下所示的 等式[7]，计算P_{inband，allocated}、P_{inband，non-allocated}、P_AC和P_spurious。
无线终端可以通过对跨过合适频率范围的载频fc处的PA的输出 的PSD估计积分，计算P_{inband，allocated}、P_{inband，non-allocated}、P_AC和 P_spurious。
P inband , allocated = ∫ f c - ( Δ f alloc / 2 ) f c + ( Δ f alloc / 2 ) S y + ( f ) I allocated ( f ) df ]]>
其中，如果分配频率，则指示函数I_allocated(f)＝1，否则I_allocated(f)＝0。 应该注意，所分配区域是带内区域402的一部分：
P inband , non - allocated = ∫ f c - ( Δ f inband / 2 ) f c + ( Δ f inband / 2 ) S y + ( f ) df P inband , allocated ]]>
其中，[-Δf_in-band/2，Δf_in-band/2]限定带内区域。
正(+)侧和负(-)侧上的邻近信道泄漏功率可以被表示为
P AC + = ∫ f c + Δ f inband / 2 f c + Δ f OOB S y + ( f ) df ]]>
P AC - = ∫ f c - Δ f OOB f c - Δ f inband / 2 S y + ( f ) df ]]>
正(+)和负(-)侧上的最大伪发射功率可以表示为
P spurious + = max { S y + ( f ) : f > f c + ( Δ f inband / 2 ) + Δ f OOB } ]]>
P spurious - = max { S y + ( f ) : f < f c - ( Δ f inband / 2 ) - Δ f OOB } ]]>
代替逐点计算功率谱的最大值，可以存在与伪发射功率的计算相 关联的测量带宽(例如，对于30MHz≤f_c≤1GHz为100kHz)。
应该注意，在一些情况下，存在对于被允许的伪要求的一些数量 的期望值，并且从而伪定义有时可以被修改，以从最大值排除最大m 个值。
以上积分可以在数字上通过总计子载波量化PSD估计被计算。例 如，带内功率可以通过以下近似，
P inband , allocated = &Integral; f c - ( Δ f alloc / 2 ) f c + ( Δ f alloc / 2 ) S y + ( f ) I allocated ( f ) df &ap; Δf Σ k = - N SC / 2 k = + N SC / 2 S y + ( kΔf ) I allocated ( kΔf ) ]]>
其中，Δf＝15kHz或者子载波带宽。其他项可以以类似方式通过数 值积分计算。
随后，无线终端可以计算
P_{inband，non-allocated}/P_{inband，allocated}
P_AC/P_{inband，allocated}
P_spurious/P_{inband，allocated}
无线终端可以使用映射函数确定可应用到每个这些比率的功率减 少(PR)值：
PR_EVM＝f_EVM(P_{inband，non-allocated}/P_{inband，allocated})
PR_AC＝f_AC(P_AC/P_{inband，allocated})
PR_spurious＝f_spurious(P_spurious/P_{inband，allocated})
其中，f_EVM是将比率P_{inband，non-allocated}/P_{inband，allocated}映射至在标准中 指定的EVM补偿功率的映射函数，f_AC是将比率P_AC/P_{inband，allocated}映射至 在标准中指定的AC补偿功率的映射函数，并且f_spurious是将比率 P_spurious/P_{inband，allocated}映射至标准中指定的伪补偿功率的映射函数。映射 函数指示最大发送功率的减少，还被已知为最大功率减少，其允许无 线终端103和104应用以满足发射约束。到映射函数的输入包括比率 P_{inband，non-allocated}/P_{inband，allocated}、P_AC/P_{inband，allocated}和P_spurious/P_{inband，allocated}中的至少一个， 并且还可以包括参数a₂、a₃、α和β、以及载波泄漏cδ(k)。图6中示出 这样的映射的实例。垂直轴指示可以由无线终端应用的最大功率减少， 而水平轴指示不期望功率与期望功率的比率。应该注意，当输入自变 量低于阈值时，可以没有最大功率减少被应用。图6中的线的斜率的 值通常小于或等于1，其中，斜率被限定为随着输入比率的改变的允许 最大功率减少的改变。
最大发送补偿功率可以被计算为三个值中的最大值：
PR＝max{PR_EVM，PR_AC，PR_spurious}
简而言之，比率P_{inband，non-allocated}/P_{inband，allocated}，、P_AC/P_{inband，allocated}和 P_spurious/P_{inband，allocated}中的每个都可以基于a₂、a₃、α和β的值被计算。 a₃的值可以是PA 512的已知特征，同时α和β的值基于和ε，其是 调制器510的相位不平衡和增益不平衡，并且可以是调制器510的已 知特征。可替换地，如果已知，α和β的值可以从调制器规范确定。使 用这些比率，可以从函数f_EVM、f_AC和f_spurious获取PR_EVM、PR_AC和 PR_spurious，并且在本发明的实施例中，无线终端分析计算用于给定PA 的三个比率。无线终端设置补偿其发送功率的量，使得其超过每个比 率，由此满足最严格限制。
为了说明PUCCH RB(如上所述)的该可能的交替特性，上述等 式可以采用PUCCH的第一和第二组子载波中的泄漏信号的功率的平 均值，或者可以采用两个泄漏信号功率中的最差功率(最高)。
上述PR的确定可以通过无线终端103和104以及基站101和102 中的一个或多个执行。无线终端可以基于a₂、a₃、α、β等的实际值执 行计算，并且确定必要功率减少，以满足用于给定资源分配的特定带 内、邻近信道和OOB发射约束。基站可以基于a₂、a₃、α、β等的最差 情况值执行计算，并且确定允许无线终端应用于给定资源分配的最大 功率减少。例如，如果对IQ图像的-28dBc要求由通信标准(例如，3GPP  TS 36.101 V10.6.0)指定，则可以推导满足要求的最差情况参数α和β。 伪发射要求还可以暗示用于a₂和a₃的特定最差情况值。基站101和102 中的一个或多个可以应用合适模型，以适应诸如相位噪声、载频偏移 等的其他非线性。
在基站处计算的最大功率减少的知识允许基站选择合适传输块尺 寸(TBS)、资源分配(RA)尺寸、UL功率控制设定(例如，通过下 行链路控制信息(DCI)发送的加电/掉电命令)等，以确保UL可以被 关闭(即，可以以足够可靠性在基站处接收UL发送)。
另外，无线终端可以将所计算的PR发送至基站。而且，无线终端 可以将a₂、a₃、α、β等的值(例如，实际值)中的一个或多个发送至 基站。然后，基站可以基于所接收的值计算上述PR(例如，最大值或 必要PR)，并且分配资源或者配置基站发送至无线终端的命令，例如， 指示无线终端应该增加或减小其发送功率的命令。
在本发明的实施例中，可以应用与以上描述的类似技术，以满足 在第二谐波、第三谐波、第四谐波、第五谐波等附近的发射约束。如 上所述，在多种实施例中的用于PA 512的输入-输出关系是：
y ( t ) = a 2 2 | z ( t ) | 2 + ( a 1 + 3 a 3 4 | z ( t ) | 2 ) Re [ z ( t ) e j 2 π f c t ] + a 2 2 Re [ z 2 ( t ) e j 4 f c t ] + a 3 4 Re [ z 3 ( t ) e j ]]>
出现在载频的第三谐波处的信号的PSD还可以被表示为在 关于z(t)的相同假设下的二阶卷积。特别地，集中在3*fc处的信号分 量的PSD可以被写为：
3 16 | a 3 | 2 S Z ( f - 3 f c ) &CircleTimes; S Z ( f ) &CircleTimes; S Z ( f ) ]]>
由此，允许无线终端估计在载频的第三谐波附近的发射功率电平。 在LTE的特定实现中，诸如在TS 36.101中阐述的，在第三谐波附近 的发射落入伪发射域。从而，无线终端可以计算如下在第一谐波(如 先前所述)处的伪发射功率电平和在第三谐波处的伪发射功率电平。
PR spurious ( f c ) = f spurious ( f c ) ( P spurious ( f c ) / P inband , allocated ) ]]>
PR spurious ( 3 f c ) = f spurious ( 3 f c ) ( P spurious ( 3 f c ) / P inband , allocated ) ]]>
其中，是将所估计的功率电平映射至满足在第一谐波处 的特定发射要求所需的功率减少的映射函数，并且是将所估计 的功率电平映射至满足在第三谐波处的特定不同发射要求的功率减少 的映射函数。
无线终端可以通过计算以下等式来计算所要求的功率减少，以满 足对第一谐波附近的带内、OOB、伪发射域以及在第三谐波附近的伪 发射域的发射约束。
PR = max { PR EVM , PR AC , PR spurious ( f c ) , PR spurious ( 3 f c ) } ]]>
在本发明的实施例中，该方法可以扩展成包括例如在第二、第四 和第五谐波处的发射。
根据本发明的实施例，在考虑在不同谐波处的发射的同时获得PR 的值的上述方法可以按以下处理被统一为单个架构：
计算第一函数A(f)和第二函数B(f)的卷积
基于所述卷积，计算PR
基于PR，计算所配置的最大功率(P_CMAX)(以下将描述)。
基于P_CMAX，计算用于UL信号的n个发送功率，其中，UL信号 是PUSCH、PUCCH、SRS和RACH之一。
对于第一谐波，A(f)＝S_Z(f)并且B(f)＝conv(S_Z(f)，S_Z(-f))
对于第三谐波，A(f)＝S_Z(f)，并且B(f)＝conv(S_Z(f)，S_Z(f))
当然，这些步骤可以按照多种顺序被执行。
在本发明的实施例中，可以基于S_Z(f)确定每个功率比 P_{inband，non-allocated}/P_{inband，allocated}、P_AC/P_{inband，allocated}和 P_spurious/P_{inband，allocated}，可以基于a_n、α和β的值计算S_Z(f)，其中， a_n是第n个谐波的系数。a_n的值可以是PA的已知特征，同时α和β的 值基于和ε，其是调制器的相位不平衡和增益不平衡，并且可以是调 制器的已知特征。
在计算多个函数的卷积时，应该注意，卷积的数学运算是相关的 和可累积的。从而，对于任意函数A(f)、B(f)和C(f)，以下关系总是成 立
A ( f ) &CircleTimes; B ( f ) ≡ B ( f ) &CircleTimes; A ( f ) ]]>
并且更通常地
A ( f ) &CircleTimes; B ( f ) &CircleTimes; C ( f ) ≡ ( A ( f ) &CircleTimes; B ( f ) ) &CircleTimes; C ( f ) ≡ ( A ( f ) &CircleTimes; C ( f ) ) &CircleTimes; B ( f ) ≡ ( B ( f ) &CircleTimes; A ( f ) ) &CircleTimes; C ( f ) ≡ ( B ( f ) &CircleTimes; C ( f ) ) &CircleTimes; A ( f ) ≡ ( C ( f ) &CircleTimes; A ( f ) ) &CircleTimes; B ( f ) ≡ ( C ( f ) &CircleTimes; B ( f ) ) &CircleTimes; A ( f ) ]]>
可以注意，上述映射函数可以取决于要求用于每个区域的保护电 平。还应该注意，在此描述的方法应用至多簇发送和诸如被指定用于 LTE频带26的那些的情形，其中，LTE载波是离被保护区域的可变频 率距离，并且允许功率减少可以被参数化为该可变频率距离的函数。
存在本发明的多种实施例可以使用上述PR信息的很多方式。在以 下段落中描述一些可能方式。在一个实施例中，PR信息是基于由无线 终端使用的调制方案和信道的带宽(例如，带内区域宽度)并且基于 上述多种不完美条件的值。
可以使用PR来确定P_CMAX，P_CMAX是用于无线终端的最大允许发 送功率。P_CMAX必须高于或等于P_{CMAX_L}并且低于或等于P_{CMAX_H}，这考 虑了系统的特定容忍量。P_EMAX是取决于无线终端的功率分类的无线终 端的最大允许发送功率。P_{CMAX_L}＝MIN{P_EMAX-ΔT_C，P_PowerClass-PR-ΔT_C}.，其中， P_PowerClass是在不考虑系统的容忍度的情况下的无线终端的最大发送功 率，ΔT_C是在LTE标准中指定的值，并且P_{CMAX_H}＝MIN{P_EMAX，P_PowerClass}。
在本发明的实施例中，图1的无线终端基于在另一组上行链路资 源上是否存在PUSCH的同时发送、是否存在同时PUSCH或SRS发送、 是否存在与较高阶调制(16QAM、64QAM、256QAM)相关的功率补 偿(由“最大功率减少(MPR)表示”)或“附加最大功率减少(A-MPR)”、 和/或带外的量和伪发送，计算可应用至子帧n的P_CMAX。
如上所述，P_CMAX的值至少部分地基于MPR。MPR是允许无线终 端减小其发送功率的最大量。可以以多种方式确定MPR，以下将描述 其中的一些方式。
在本发明的实施例中，P_CMAX可以被用于确定子帧i上的上行链路 信号PUSCH的功率，被称为P_PUSCH(i)。在本实施例中，P_PUSCH(i)以dB 计算为 P PUSCH ( n ) = min P CMAX ( n ) , 10 log 10 ( M PUSCH ( n ) ) + P O _ PUSCH + α &CenterDot; PL + Δ TF ( i ) + f ( i ) , ]]>其中， P_PUSCH(n)是上行链路子帧i中的PUSCH发送功率，P_CMAX(n)是所配置最大 发送功率，M_PUSCH(n)是子帧n中的PUSCH资源分配的带宽，P_{O_PUSCH}由较 高层配置的PUSCH功率偏移量，α是由较高层配置的分数功率控制系 数，PL是与基站无线终端链路相关的路径损耗，Δ_TF(i)是与在由较高层 配置的PUSCH上发送UCI[上行链路控制信息]或上行链路共享信道 (UL SCH)相关的功率控制Δ，并且由于累积被重置，f(i)是当子帧n 偶然为第i个子帧时，当功率控制累积被启用用于子帧n时的功率项。
在以上等式中，i是从发送功率控制(TPC)命令推导的功率偏移 量被累积的子帧的数量。从而，i＝n-n_RESET，其中，n_RESET是子帧的子 帧索引，其中，由于TPC命令导致的功率累积最后被重置。在通过 PDCCH传输的下行链路控制信息中发送TPC命令。服务基站可以在子 帧(n-k)上发送可应用至循环1的TPC命令，其中，例如，k＝4或k＝6。 在一个实施例中，TPC命令包括在具有用于服务基站c的DCI格式0 的PDCCH中，或者与具有DCI格式3/3A的PDCCH中的其他TPC命 令联合编码，用TPC-PUSCH-RNTI对其CRC校验位加扰。一旦接收 到TPC命令，无线终端就应用闭环功率控制更新：
f(i)＝f(i-1)+δ_PUSCH(i-K_PUSCH)
其中，基于可应用至循环j的TPC命令和K_PUSCH＝4或6确定δ_{PUSCH，loopj}。
根据本发明的实施例，无线终端可以使用P_CMAX(如上所述，其 部分地基于MPR)计算功率余量(PH)：
PH(n)＝P_CMAX(n)-{10log₁₀(M_PUSCH(n))+P_{O_PUSCH}+α·PL+Δ_TF(i)+f(i)}
无线终端在PH报告(PHR)中向基站报告PH。在LTE Rel-10中， 例如，PHR和Pcmax都被报告用于所配置子帧中的分量载波。
在“虚拟PHR报告”中，甚至当不在该分量载波中的该子帧中发 送PUSCH时，攻击者UE可以被配置成在用于给定分量载波的子帧上 计算并且发送PHR。为了PHR计算的目的，无线终端在其PHR计算 中假设特定参考资源(特定尺寸、RB开始位置等的分配)。
如先前所述，PA 512的输出可以被建模为[8]
y(t)＝a₁x(t)+a₂x²(t)+a₃x³(t)+a₄x⁴(t)+a₅x⁵(t)+…
根据本发明的实施例，通过无线终端(图1)在ACLR区域中发 送的泄漏信号的功率主要由等式[8]的三阶项a₃x_3(t)表示。另一发面，由 无线终端在伪区域中发送的泄漏信号的功率主要由等式[8]的五阶项 a₅x_5(t)表示。从而，为了对在ACLR区域中和在伪区域中的PA 512的 输出建模，可以使用以下等式：
y(t)＝a₁x(t)+a₂x²(t)+a₃x³(t)+a₄x⁴(t)+a₅x⁵(t)
在一些高斯假设下，由于三阶项导致的在载频fc处的功率谱与以 下成比例
S 3 ( f ) = S ( f - f c ) &CircleTimes; S ( f ) &CircleTimes; S ( - f ) . ]]>
其中，表示卷积，并且S(f)是用于在调制器的输出处的分配的 功率谱。
除了期望分配之外，S(f)包括来自诸如LO泄漏、IQ图像、计数器 IM3的减值的贡献。在仅解决诸如普通频谱发射掩模(SEM)、 UTRA_ACLR1、UTRA_ACLR2、E-TRA_ACLR的普通发射要求、以及普通伪发 射要求时，可以不必须将调制器减值包括在S(f)中。注意，在本实施例 中，以上给出的三阶项不超过ACLR区域，并且从而不影响伪域。
在本实施例中，仅奇数阶项有助于ACLR区域中的发射，但是在 载频fc的附近或者在该频率的谐波处，所有非线性项都有助于伪域中 的发射。偶数阶项不有助于载频附近的伪发射，并且结果，在该区域 中，对伪发射的主要贡献是由于五阶项。在一些高斯假设下，由于五 阶项导致的载频fc处的功率谱与以下成比例
S 5 ( f ) = S ( f - f c ) &CircleTimes; S ( f ) &CircleTimes; S ( - f ) &CircleTimes; S ( f ) &CircleTimes; S ( - f ) ]]>
如上所述，对ACLR区域的主要贡献是PA非线性的三阶项，其 频谱如上限定为
S 3 ( f ) = S ( f - f c ) &CircleTimes; S ( f ) &CircleTimes; S ( - f ) ]]>
其中，S(f)是在调制器的输出处的功率谱。
在继续之前，将限定术语“分配率”。分配率是指分配给无线终 端用于上行链路的RB的数量与可分配RB的总数的比率。例如，在 LTE中，RB的最大数量是LTE载波带宽的函数。对于1.4、3、5、10、 15和20MHz，最大数量(或可分配RB)分别是6、15、25、50、75 和100。
根据本发明的实施例，用于每个分配率的以下ACLR度量可以被 限定。
γ UTRA ACLR 1 = max ( &Integral; UTRA ACLR 1 , LEFT S 3 ( f ) df , &Integral; UTR A ACLR 1 , RIGHT S 3 ( f ) df ) ]]>
γ UTRA ACLR 2 = max ( &Integral; UTRA ACLR 2 , LEFT S 3 ( f ) df , &Integral; UTR A ACLR 2 , RIGHT S 3 ( f ) df ) ]]>
γ E - UTRA ACLR = max ( &Integral; E - UTRA ACLR , LEFT S 3 ( f ) df , &Integral; E - UTR A ACLR , RIGHT S 3 ( f ) df ) . ]]>
以上ACLR度量可以如下被组合为单个ACLR度量
γ ACLR = max ( 2 &CenterDot; γ UTRA ACLR 1 , 4 &CenterDot; γ UTRA ACLR 2 , γ E - UTRA ACLR ) ]]>
其中，使用权重2和4说明UTRA_ACLR1和UTRA_ACLR2要求是3和 6dB，分别比E-UTRA_ACLR1要求更严厉的事实。
图7中示出需要满足作为γ_ACLR的函数的所有ACLR要求的MPR的 映射的实例。在该映射中，使用近似方法计算参数γ_ACLR，其中，每个多 簇上行链路分配都被表示为长度N_RB的矢量(其中，N_RB是用于给定带 宽的可分配RB的数量-在本实例中，N_RB＝100)，其中，矢量的第i个 元素对应于第i个RB。如果第i个RB不被分配，则矢量的第i元素被 设置为0。如果RB的第i个元素被分配，则第i个元素的值被设置为 1/N_{PB_alloe}，其中，N_{PB_alloe}是所分配RB的数量。通过该表示，不管所分 配RB的数量如何，每个多簇分配的功率都是统一的。
根据本发明的实施例，开始于以上归一化分配矢量的离散频域卷 积被用于计算S₃(f)，然后其被用于估计用于和 的积分。所得到的用于和的值是近 似值。
如上所述，PA非线性的三阶项不有助于伪域，也不有助于由普通 E-UTRA谱发射掩模的外部5MHz覆盖的频谱区域(表1)。

表1
该区域中的主要贡献是由于PA非线性的五阶项，谱响应与其成 比例
S 5 ( f ) = S ( f - f c ) &CircleTimes; S ( f ) &CircleTimes; S ( - f ) &CircleTimes; S ( f ) &CircleTimes; S ( - f ) ]]>
用于伪区域的以下度量可以被限定为：
β spurious 1 = max { &Integral; f 0 - 50 kHz f 0 + 50 kHz S 5 ( f ) df &ForAll; f 0 : ( f 0 - 50 kHz , f 0 + 50 kHz ) &Subset; spurious domain } ]]>
β spurious 2 = max { &Integral; f 0 - 500 kHz f 0 + 500 kHz S 5 ( f ) df &ForAll; f 0 : ( f 0 - 500 kHz , f 0 + 500 kHz ) &Subset; spurious domain } ]]>
其中，β_ｓpurious1应用低于1GHz，并且β_ｓpurious2应用高于1GHz。以下 度量被限定用于由普通E-UTRA SEM覆盖的区域的外部5MHz
β SEM = max { &Integral; f 0 - 500 kHz f 0 + 500 kHz S 5 ( f ) df &ForAll; f 0 : ( f 0 - 500 kHz , f 0 + 500 kHz ) &Subset; outer 5 MHz SEM } ]]>
以上度量可以被组合到覆盖伪域和普通E-UTRA谱发射掩模的外 部5MHz的单个度量。低于1GHz，
β₁＝max{10·β_spurious1β_SEM/1.26}
其中，当两者均被称为1MHz带宽时，使用因数1.26，以说明对SEM 的外部5MHz的要求相对于低于1GHz的伪要求被1dB释放的事实。 类似地，高于1GHz，组合度量是
β₂＝max{β_ｓpurious2，β_SEM/3.16}
其中，使用因数3.16，说明对SEM的外部5MHz的要求相对于高 于1GHz的伪要求被5dB释放的事实。
在图8中示出满足作为β₂的函数的所有ACLR要求所需的MPR 的示例性映射。以下观测可以关于图8作出。
甚至对于β₂是0的分配，可能要求差不多2dB的MPR来满足伪 要求和SEM的外部5MHz。当β₂是0时对于MPR的需要可能由于因 为PA非线性的较高阶奇数项导致的谱分量的影响。
给定分配所需的MPR可以通过执行以下步骤，使用以上映射被确 定：
(1)使用MPR对γ_ACLR的映射来确定满足所有ACLR约束所需 的MPR。
(2)使用MPR对β₁或β₂的映射(取决于是高于还是低于1GHz)， 来确定满足伪和SEM要求所需的MPR。
(3)确定满足ACLR要求和伪要求所需的MPR的最大值
(4)使用所确定的最大值作为MPR
根据本发明的实施例，无线终端或基础单元在其存储器中存储将 γ的每个值映射至对应MPR的数据结构。该映射可以在统一工业标准 中被指定，并且可以从模拟数据生成。
在本发明的一些实施例中，对大MPR值的需要由伪区域要求推 动。例如，如果观测到，满足所有ACLR要求的MPR不超过～3.6dB， 并且对大MPR的需要由伪要求推动，则对于S₅(f)未达到伪域的分配， 所要求的MPR应该不超过3.6dB。该特征可以通过使用到MPR映射的 两个分配被采用-一个当S₅(f)未达到伪区域时被使用，并且另一个当S₅(f) 达到伪区域时被使用。这将使用特定实例更详细地描述。
对于任何分配，S₅(f)的宽度可以被如下确定。在作出该确定时， 假设跨过诸如180KHz的有限范围测量每个RB的PSD。
让f_min和f_max表示分配的最小和最大频率。然后，S₅(f)的宽度由间 隔[3f_min-2f_max，3f_max-2f_min]给出。
让Δ被限定为
max(abs(f_c-(3f_min-2f_max))，abs(f_c-(3f_max-2f_min)))。
如果Δ小于25MHz，则S₅(f)不达到伪域。如果Δ小于20MHz， 则S₅(f)不达到ACLR域外部。作为分配率的函数的MPR在图11和图 12中分别被示出用于小于20MHz的Δ和小于25MHz的Δ。图11表示 第一映射，并且图12表示第二映射。在两种情况下，可以看出，不管 分配率如何，所要求的MPR小于3.6dB。
在本发明的实施例中，如果分配使得Δ小于25MHz，则不管分配 率如何，将MPR限制到4dB。从而，对于单个分量载波，如果Δ小于 25MHz，则所允许的MPR是由MPR掩模和4dB允许的MPR的最小 值。
现在将参考图9描述如何使用MPR对分配率的两个映射的另一个 实例。在该实例中，如果五阶项的频谱与伪区域不重叠，则将使用作 为分配率的函数的MPR的第一映射902。如果五阶项与伪区域重叠， 则使用第二映射904。
在还有的另一个实施例中，当合适时(如上所述)，基础单元或 无线终端计算β₁或β₂，并且获取其最大值：(1)作为分配率的函数的 映射，以满足ACLR要求，以及(2)β₁或β₂的映射，以满足伪区域要 求。
参考图10，现在将描述由本发明的实施例中的基础单元或无线终 端执行的步骤。在步骤902处，确定分配率。在步骤904处，以先前 描述的方式计算γ和β₁或β₂。在步骤906处，使用合适映射，确定基 于γ的MPR和基于β₁或β₂的MPR。在步骤908处，确定基于γ的 MPR和基于β₁或β₂的MPR。在步骤910处，无线终端基于最大值限 制其MPR。
在本发明的实施例中，图1和图2的无线终端以由如上描述的一 个或多个技术确定的功率发送上行链路信号。例如，控制器220可以 执行上述一个或多个步骤，并且控制收发器210和/或PA 512或无线终 端的任何其他组件，使得无线终端基于合适功率减少，以合适功率发 送上行链路信号。然后，该上行链路信号可以由处理上行链路信号的 基础单元(例如，101或102)接收。
在于此描述的本发明的多种实施例中，无线终端可以以多种方式 命令被执行的过程和计算的步骤。可以执行这些过程和计算的组件可 以包括发送上行链路信号的无线终端、其他无线终端和基站中的一个 或多个。而且，多种处理的步骤的顺序可以以除了所描述的顺序之外 的很多不同顺序被执行。例如，在本发明的实施例中，无线终端执行 测量以计算MPR。可替换地，基础单元可以执行这些测量，并且将它 们信号发送至无线终端。基站知晓用于每个无线终端的UL分配。借助 于嵌入下行链路控制信息(DCI)中的UL授权传送UL分配。DCI在 物理下行链路控制信道(PDCCH)上被传输至无线终端。包含UL授 权的DCI包括关于诸如开始RB和分配的长度(RB的数量)的资源分 配的信息。除了资源分配信息之外，基础单元可以计算必要MPR，并 且将该值信号发送至无线终端。然后，无线终端使用该值适当地补偿 发送功率。MPR可以被编码为位图N＝1、2、3…位，并且可以包括在 DCI中。
虽然以建立占有和使本领域普通技术人员能够作出和使用其的方 式描述了本公开及其最佳模式，但是将理解和想到，存在在此公开的 实施例的等同物，并且可以在不脱离所附权利要求的范围和精神的情 况下，对其作出修改和变化。