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本发明涉及电路(100)，包括平衡-不平衡变换器部分(102)，平衡侧阻抗变换元件(104)和不平衡侧阻抗变换元件(106)。平衡-不平衡变换器部分(102)至少部分地变换在平衡信号输入/输出端(108，110)和不平衡信号输入/输出端(112)之间的信号。阻抗变换元件(104，106)至少部分地改变在平衡-不平衡变换器德平衡和不平衡侧处的阻抗。通过将阻抗变换的任务从平衡-不平衡变换器信号转换分离出来，与提供信号转换和阻抗变换功能的平衡-不平衡变换器相比，电路(100)的有用带宽可以得到改善。

1.  一种电路，其特征在于，包括：
第一平衡端；第二平衡端；不平衡端；地端；
平衡-不平衡变换器部分，包括：
第一平衡节点，第二平衡节点，连接到不平衡端的不平衡节点，
具有第一端和第二端的第一传输线，连接到不平衡节点的第一传输线的第二端，
具有第一端和第二端的第二传输线，第二传输线电容性地和/或电感性地耦合到第一传输线，第二传输线的第一端连接到第一平衡节点，其中第二传输线的第二端连接到地端，
具有第一端和第二端的第三传输线，第三传输线的第一端连接到第一传输线的第一端，其中第三传输线的第二端连接到地端，
具有第一端和第二端的第四传输线，第四传输线的第一端连接到第二平衡节点，第四传输线电容性地和/或电感性地耦合到第三传输线，其中第四传输线的第二端连接到地端，和
至少一个匹配传输元件，被配置为在第一平衡节点，第二平衡节点或不平衡节点处引入阻抗；和
平衡侧阻抗变换元件，包括：
连接在第一平衡端和平衡-不平衡变换器部分的第一平衡节点之间的第五传输线，和
连接在第二平衡端和平衡-不平衡变换器部分的第二平衡节点之间的第六传输线，第六传输线电容性地和/或电感性地耦合到第五传输线。

2.  根据权利要求1所述的电路，其特征在于，包括连接在不平衡端和平衡-不平衡变换器部分的不平衡节点之间的不平衡侧阻抗变换元件。

3.  根据权利要求1或2所述的电路，其特征在于，包括平面的介电层，其中传输线和/或传输元件被设置在介电层上。

4.  根据权利要求3所述的电路，其特征在于，每对耦合的传输线是宽边耦合的传输线，其中各对宽边耦合的传输线被设置在平面的介电层的相反的两表面上。

5.  根据前述任一权利要求所述的电路，其特征在于，至少一个匹配传输元件连接在地端和第一平衡节点、第二平衡节点或者不平衡节点中的一个之间。

6.  根据前述任一权利要求所述的电路，其特征在于，至少一个匹配传输元件连接在不平衡节点和第一传输线的第二端之间。

7.  根据前述任一权利要求所述的电路，其特征在于，至少一个匹配传输元件包括第一匹配传输元件和第二匹配传输元件。
其中第一匹配传输元件连接在第二平衡节点和第二传输线的第一端之间，和
其中第二匹配传输元件连接在第一平衡节点和第四传输线的第一端之间。

8.  根据权利要求7所述的电路，其特征在于，第一匹配传输元件是第一匹配传输线，第二匹配传输元件是第二匹配传输线，第二匹配传输线电容性地和/或电感地耦合到第一匹配传输线。

9.  根据前述任一权利要求所述的电路，其特征在于，包括连接在第一平衡节点和第二平衡节点之间的阻抗调谐电容器。

10.  根据前述任一权利要求所述的电路，其特征在于，平衡-不平衡变换器部分包含第一DC去耦电容器和第二DC去耦电容器，
其中第一DC去耦电容器连接在第二传输线的第二端和地端之间，和
其中第二DC去耦电容器连接在第四传输线的第二端和地端之间。

11.  根据权利要求3至10中任一项所述的电路，其特征在于，不平衡侧阻抗变换元件包括连接在不平衡端和第二传输线的第二端之间的传输线。

12.  根据前述任一权利要求所述的电路，其特征在于，每个传输线是与工作频率相关的一个四分之一波长传输线。

13.  根据前述任一权利要求所述的电路，其特征在于，每个传输线包括带状线或微波传输带。

14.  根据前述任一权利要求所述的电路，其特征在于，包括放大器，所述放大器具有连接到第一平衡端的第一放大器输出端和耦合到第二平 衡端的第二放大器输出端。

15.  一种UHF或VHF发射机，其特征在于，包括根据前述任一权利要求所述的电路。

电路
技术领域
本申请特别涉及，但不只涉及，用于变换阻抗和用于在平衡信号和不平衡信号之间转换的电路。
背景技术
高功率放大器(PA)设备典型地需要非常低的输出负载。多赫蒂放大器(Doherty amplifier)的输出阻抗匹配需求变得更为严格用于近来的高功率PA装置。在一些情况下，可能需要匹配到小于2欧姆的输出阻抗。甚至，在超宽带多赫蒂类型结构中，结合点阻抗(即主和峰值装置的输出功率相结合的节点处的阻抗)可能下降到1欧姆。
然而，与多赫蒂放大器集成的大多数设备按照惯例匹配到50欧姆阻抗。因此，多赫蒂放大器应该在其被用于50欧姆应用之前匹配到50欧姆，从而减少或阻止大量的信号反射和功率损失。
为了解决上述阻抗匹配问题，多赫蒂放大器可能在推拉结构中操作和首先匹配到方便的阻抗水平，可能是12.5欧姆。阻抗变换的平衡-不平衡变换器可用于从12.5欧姆差分(或平衡侧)变换到50欧姆单端(或不平衡侧)。可能使用基于平衡-不平衡变换器结构的同轴电缆。然而，这样的布置不能提供适当的带宽用于一些多赫蒂放大器结构，例如超宽带结构。
发明内容
根据本申请的一个方面，提供一种电路，包括：
第一平衡端；第二平衡端；不平衡端；地端；
平衡-不平衡变换器部分包括：
第一平衡节点，第二平衡节点，连接到不平衡端的不平衡节点，具有第一端和第二端的第一传输线，第一传输线的第二端连接 到不平衡节点，
具有第一端和第二端的第二传输线，第二传输线电容性地和/或电感地耦合到第一传输线，第二传输线的第一端连接到第一平衡节点，其中第二传输线的第二端连接到地端，
具有第一端和第二端的第三传输线，第三传输线的第一端连接到第一传输线的第一端，其中第三传输线的第二端连接到地端，
具有第一端和第二端的第四传输线，第四传输线的第一端连接到第二平衡节点，第四传输线电容性地和/或电感地耦合到第三传输线，其中第四传输线的第二端连接到地端，和
至少一个匹配传输元件被配置为在第一平衡节点，第二平衡节点或不平衡节点处引入阻抗；和
平衡侧阻抗变换元件包括：
连接在第一平衡端和平衡-不平衡变换器部分的第一平衡节点之间的第五传输线，和
连接在第二平衡端和平衡-不平衡变换器部分的第二平衡节点之间的第六传输线，第六传输线电容性地和/或电感地耦合到第五传输线。
平衡-不平衡变换器部分至少部分地将信号在平衡信号和不平衡信号之间变换。阻抗变换元件可以至少部分地改变在平衡-不平衡变换器德平衡和不平衡侧处呈现的阻抗。通过将阻抗变换的任务从平衡-不平衡变换器信号转换中分离出来，与提供信号转换和阻抗变换功能的平衡-不平衡变换器相比，电路的有用带宽可以得到改善。因此电路可能提供具有至少比一些现有技术方案更高的阻抗变换率。
电路可能包括不平衡侧阻抗变换元件。不平衡侧阻抗变换元件可能连接在不平衡端和平衡-不平衡变换器部分的不平衡节点之间。提供额外的阻抗变换元件可能改善电路的带宽，因为在多个元件之间的阻抗变换工作负荷被分割。
电路可能包含平面层。平面层可能包含介电材料。传输线和/或传输元件可能设置在平面层上。平面结构可能是有利的，因为它可以减少外部元件的数目和减少集成工艺的变化。这种结构的一个优点是可能实 现高可重现电路行为(由于结构中更大的一致性)而不需要调谐该电路。
每一对电容性地和/或电感地耦合的传输线可能是一对宽边耦合的传输线。各对宽边耦合的传输线可能设置在平面层的相反的表面上。宽边耦合的传输线具有的特性是只有奇模信号可以通过它以及它提供了断开电路给偶模信号。因此，第二谐波终端可能通过第三对耦合的传输线被固定到开路电路条件。也就是说，在平衡侧端子上的偶模信号可能被抑制或拒绝。偶模信号的抑制改善电路，或者连接到它的电路/元件(例如功率放大器，或推拉放大器)的功率效率。电路的有用带宽也可能增加，因为偶模信号被抑制所以不干扰工作频率范围内的其它信号。
至少一个匹配传输元件可能连接在地端和第一平衡节点，第二平衡节点或不平衡节点中的一个之间。至少一个匹配传输元件可能连接在不平衡节点和第一传输线的第二端之间。至少一个匹配传输元件可能包括第一匹配传输元件和第二匹配传输元件。第一匹配传输元件可能连接在第二平衡节点和第二传输线的第一端之间。第二匹配传输元件可能连接在第一平衡节点和第四传输线的第一端之间。第一匹配传输元件可能是第一匹配传输线。第二匹配传输元件可能是第二匹配传输线。第二匹配传输线可能电容性地和/或电感地耦合到第一匹配传输线。
电路可能包含阻抗调谐电容器。阻抗调谐电容器可能连接在第一平衡节点和第二平衡节点之间。阻抗调谐电容器可能连接在第五传输线的第二端和第六传输线的第二端之间。也就是说，阻抗调谐电容器可能连接在第二传输线的第一端和第四传输线的第一端之间。
平衡-不平衡变换器部分可能包括第一DC去耦电容器。平衡-不平衡变换器部分可能包括第二DC去耦电容器。第一DC去耦电容器可能连接在第二传输线的第二端和地端之间。第二DC去耦电容器可能连接在第四传输线的第二端和地端之间。
不平衡侧阻抗变换元件可能包括传输线。传输线可能连接在不平衡端和第二传输线的第二端之间。
电路的一个或多个传输线可能是与工作频率相关的四分之一波长传输线。电路的一个或多个传输线可能是与工作频率范围的中点相关的四分之一波长传输线。电路的一个或多个传输线可能包括带状线或微波 传输带。
电路可能包括放大器，放大器具有第一放大器输出端和第二放大器输出端。第一和第二放大器输出端的每一个耦合到各自的第一和第二平衡端中的一个。放大器可能是推拉放大器。
根据本申请的另一个方面，提供一种包括这里描述的任何一种电路的UHF或VHF发射机。
附图说明
通过示例的方式根据以下附图描述本发明的实施例，其中：
图1示出了阻抗变换的平衡-不平衡转换电路；
图2示出了一对宽边耦合的传输线；
图3示出了与图1相似的另一个阻抗变换的平衡-不平衡转换电路；
图4示出了用于图3的阻抗变换的平衡-不平衡转换电路的相对于频率的输入反射曲线；
图5示出了当不平衡输入信号被施加到图3的阻抗变换的平衡不平衡电路时两个平衡侧输出信号的比率；
图6示出了当不平衡输入信号被施加到图3的阻抗变换的平衡-不平衡转换电路时两个平衡侧的输出信号之间的相位差；
图7示出了与图3类似的另一个阻抗变换的平衡-不平衡转换电路；以及
图8示出了一种包括具有耦合到与图3类似的平衡-不平衡转换电路的输出端的推拉放大器的电路。
具体实施方式
图1示出了阻抗变换的平衡-不平衡转换电路100。电路100包括三个部分：平衡-不平衡变换器部分102；平衡侧阻抗变换元件104和不平衡侧阻抗变换元件106。平衡侧和不平衡侧阻抗变换元件104、106连接到平衡-不平衡变换器部分102的相反的两侧。
阻抗变换的平衡-不平衡转换电路100提供分级阻抗变换器。三个部分的每一个可以被配置为形成在所需要的频率处的四分之一波长的传 输线。另外，每个部分的阻抗可以被选择以获得在所需要的频带上的所需要的阻抗变换响应。
平衡-不平衡变换器部分102至少部分地将信号在平衡信号和不平衡信号之间变幻。阻抗变换元件104、106至少部分地改变在平衡-不平衡变换器部分102的平衡侧和不平衡侧呈现的阻抗，从而在平衡侧的阻抗例如是1.25欧姆，和在不平衡侧的阻抗例如是50欧姆。另外，平衡侧阻抗变换元件104被配置为拒绝共模信号。通过将阻抗变换的任务从平衡-不平衡变换器信号转换中分离出来，与提供信号转换和阻抗变换功能的平衡-不平衡变换器相比，电路100的有用带宽可以得到改善。
第一平衡输入/输出端108和第二平衡输入/输出端110由平衡侧阻抗变换元件104提供。不平衡输入/输出端112由不平衡侧阻抗变换元件106提供。地端114被提供为与平衡-不平衡变换器部分102连接。
平衡-不平衡变换器部分102包含第一对耦合的传输线116，第二对耦合的传输线118，第一平衡节点120，第二平衡节点122和不平衡节点124。第一对耦合的传输线116被配置为在第一平衡端120和不平衡端124之间传送信号。第一对耦合的传输线116包含第一传输线126和第二传输线128。第二传输线128电容性地和/或电感地耦合到第一传输线126。第一传输线126具有第一端和第二端。传输线的术语“端”可能简单地表示用于传输线的连接点，并且不一定是传输线的终端。第一传输线126的第二端连接到不平衡节点124。第二传输线128具有第一端和第二端。第二传输线128的第一端连接到第一平衡节点120。第二传输线128的第二端连接到地端114。
第二对耦合的传输线118被配置为在第二平衡端122和不平衡端124之间传送信号。第二对耦合的传输线118包括第三传输线130和第四传输线132。第四传输线132电容性地和/或电感地耦合到第三传输线130。第三传输线130具有第一端和第二端。第三传输线130的第一端连接到第一传输线126的第一端。第三传输线130的第二端连接到地端114。第四传输线132也具有第一端和第二端。第四传输线132的第一端连接到第二平衡节点122。第四传输线132的第二端连接到地端114。
平衡-不平衡变换器部分包含至少一个匹配传输元件134、136、138。 在图1中三个可选的匹配传输元件134、136、138被示出为平衡-不平衡变换器部分102的部分。匹配传输元件134、136、138可以通过在节点120、122、124处引入额外的阻抗来改善在这些节点处的阻抗匹配。匹配传输元件134、136、138被配置为保证平衡-不平衡变换器部分102总体上提供λ/4相移，例如，λ是电路100的预定的工作频率范围的中点。
第一匹配传输元件134耦合在第二传输线128的第一端和第一平衡节点120之间。第二匹配传输元件136耦合在第四传输线132的第一端和第二平衡节点122之间。第三匹配传输元件138耦合在第一传输线126的第二端和不平衡节点124之间。传输元件例如可以使用传输线来实现。可选地，传输元件可以使用其它电感的或电容性的元件，例如接合线来实现。在一个实施例中，提供第一、第二和第三匹配元件134、136、138中的每一个。可选地，只提供第一和第二匹配元件134、136。在另外的选择中，只提供第三匹配元件138。
在图1的实施例中，每个匹配传输元件间接地连接在地端114和第一平衡节点120、第二平衡节点122或不平衡节点124中的一个之间。第一匹配传输元件134通过第二传输线128连接到地端114。第二匹配传输元件136通过第四传输线132连接到地端114。第四匹配传输元件138通过与第一和第三传输线126、130串联连接到地端114。
提供分离的平衡侧阻抗变换元件104和不平衡侧阻抗变换元件106从而可以在第一平衡输入/输出端108和第二平衡输入/输出端110处呈现第一阻抗和可以在不平衡输入/输出端112处呈现不同的第二阻抗。
平衡侧阻抗变换元件104包括第三对耦合的传输线140。第三对耦合的传输线140包括第五传输线142和第六传输线144。第六传输线144电容性地和/或电感地耦合到第五传输线，例如宽边耦合的传输线，或差分线。
宽边耦合的传输线具有的特性是只有奇模信号可以通过它以及它提供了断开电路给偶模信号。因此，图1中的平衡-不平衡变换器的第二谐波终端通过第三对耦合的传输线140被固定到断开并且在理想的情况下，与其它电路参数的特征无关。这是有利的，因为偶模信号的抑制改 善电路或相关联的电路/元件的功率效率。电路的有用带宽也可能增加，因为偶模信号被抑制所以不干扰工作频率范围内的其它信号。以下根据图2进一步描述宽边耦合的传输线的结构。其它传输线可以使用例如带状线或微带来实现。
第五传输线142具有第一端和第二端。第五传输线142的第一端连接到第一平衡输入/输出端108。第五传输线142的第二端连接到平衡-不平衡变换器部分102的第一平衡节点120。第六传输线144也具有第一端和第二端。第六传输线144的第一端连接到第二平衡输入/输出端110。第六传输线144的第二端连接到平衡-不平衡变换器部分102的第二平衡节点122。
不平衡侧阻抗变换元件106连接在平衡-不平衡变换器部分102的不平衡节点124和不平衡输入/输出端112之间。阻抗变换元件106可能通过传输线或可选地通过另外的电感元件，例如接合线提供。可选地，不平衡侧阻抗变换元件106可以被省略从而不平衡节点124直接连接到不平衡的输入/输出端112。在包含不平衡侧阻抗变换元件106的实施例中，电路的带宽可以得到改善，因为对平衡侧阻抗变换元件104的阻抗变换需求可能减少。
图2示出了一对宽边耦合的传输线250。在图1的电路实施在电路板或其它介电层252上时，一对耦合的传输线254、256可以被提供为设置在介电层252的相反的表面254上的一对宽边耦合的传输线250。
因此这里披露的平衡-不平衡变换器可能使用两层印刷电路板结构制造和可能不需要，或者需要最小限度的外部的元件。这种结构的优点是可能实现高可重现电路行为而不需要调谐该电路。这可能导致更大的在结构上的一致性。也就是说，平衡-不平衡变换器的公差可以得到改善，同时易于制造。同样地，也可能减少电路的成本。
图3示出了与图1相似的另一个阻抗变换的平衡-不平衡转换电路300。相应的附图标记被用于在图之间表示相似的元件。相似的元件一般不会再进一步讨论。
平衡-不平衡变换器部分302还包含连接在第二传输线328的第一端和第四传输线332的第一端之间的阻抗调谐电容器342。阻抗调谐电 容器342，和第一和第二匹配元件334、336一起有助于在第一和第二平衡节点320、322处设置适当的阻抗。通过额外的阻抗调谐电容器342可能使阻抗变换的平衡-不平衡转换电路300的可实现的带宽得到改善。
在这个电路中，元件被配置为使每个平衡-不平衡变换器部分302、平衡侧阻抗变换元件304和不平衡侧阻抗变换元件306具有四分之一波长路径长度。工作频带的四分之一波长可能是工作频带/范围的中点的波长的四分之一。
电路300可能提供具有至少比一些现有技术方案更高的阻抗变换的倍频程带宽。图4-6示出了当可变频率输入信号施加到不平衡的输入/输出端312时，与图3的阻抗变换的平衡-不平衡转换电路300的第一和第二平衡的输入/输出端308、310处的信号输出相关的信号曲线400、500、600。
图4示出了用于图3的阻抗变换的平衡-不平衡转换电路的输入反射(dB)相对于频率的波形400。在400MHz到900MHz的频率范围上示出波形400。对于一些应用，可能需要输入反射小于-20dB。在470MHz和830MHz之间的输入反射波形400小于-20dB，这可以被认为体现了一种设备具有横跨高带宽的可接受的性能。
输入反射从在400MHz处的-9dB降到在510MHz处的第一最低值约-30dB。输入反射增加到在570MHz和730MHz之间的约-24dB和下降到在大约790MHz处的第二最低值约-30dB。输入反射在900MHz增加到大约-8dB。波形400大致对称于约650MHz，这是470MHz和830MHz的工作频带的中点。
图5示出了当不平衡输入信号施加到图3的阻抗变换的平衡不平衡电路时两个平衡侧输出信号的比率曲线500。曲线500给出了平衡-不平衡变换器的对称的指示。对于对称的平衡-不平衡变换器，在第一和第二平衡输入/输出端的信号将被认为是相同的用于在不平衡输入/输出端处给出的输入信号。也就是说，在第一平衡输入/输出端处的信号与在第二平衡输入/输出端处的信号的比是理想的1∶1。
在400到900MHz的频率范围上示出曲线500。在500和900MHz之间的比率接近0dB(与理想值1∶1相应)。在约450MHz处看到信号中的扰 动。再一次，图5的曲线500示出了在高带宽上的图3的电路的可接受的性能。
图6示出了当不平衡输入信号施加到图3的阻抗变换的平衡-不平衡转换电路时两个平衡侧的输出信号之间的相位差(度)曲线600。理想地，在第一平衡输入/输出端的输出信号应该是与在第二平衡输入/输出端处的输出信号是180度异相。
在400到900MHz的频率范围上示出曲线600。在400MHz和420MHz之间和在480MHz和900MHz之间的相位差是180度。
对于需要-20dB输入反射的应用，从图4-6可以看出图3的电路在约470MHz和830MHz之间，超高频(UHF)谱内的频带上提供所需要的性能。通过改变传输线的长度或者阻抗，频率响应可以适于例如在UHF频谱的其它部分或非常高频(VHF)频谱处操作。在一些应用中，图3的电路可能适于在整个VHF或UHF频谱操作。
图7和图8给出了与图3类似的另一个阻抗变换的平衡-不平衡转换电路。在图1、3、7和8中相应的附图标记被用于表示相似的元件。和图3一样，一般地，图之间相似的部分不再描述。
在图7中，提供五个四分之一波长传输元件：平衡侧传输元件740，第二平衡侧传输元件741，平衡-不平衡变换器部分702，第一不平衡侧传输元件739和第二不平衡侧传输元件706。通过增加传输元件的数目，可以增加电路的带宽，因为与提供较少元件的情况相比，用于每个元件的所需要的各个阻抗变换工作是减少的。
平衡-不平衡变换器部分具有总长度λ/4和包括不平衡侧匹配传输元件738。平衡-不平衡变换器部分的第一个传输线726，第二传输线728，第三传输线730和第四传输线732的每一个是由宽边耦合的传输线提供的λ/8的电容性的和/或电感耦合的传输线。
第二平衡侧传输元件741提供为第四对宽边耦合的传输线。第二平衡侧传输元件741与第一平衡侧传输元件740串联在平衡侧端708、710和平衡侧节点720、722之间。
第一不平衡侧传输元件739与第二不平衡侧传输元件706串联在不平衡侧端712和不平衡侧节点724之间。
图7中的元件被设置在两个分离的电路板746、748上。所有耦合的传输线对被提供在第一双面板746上，所有单个的传输线被提供在分离的第二板748上。第二板748可能是单面的。也就是说，导电迹线可能只提供在第二板748的一面上。
图8示出了包括推拉放大器848的电路，推拉放大器848具有耦合到与图3类似的平衡-不平衡转换电路的输出端。例如，这样的电路可能被用于实现UHF或VHF发射机。
推拉放大器848具有输入侧平衡-不平衡变换器850，配置为接收不平衡信号和提供平衡信号到第一宽带匹配电路852和第二宽带匹配电路854，这是本领域已知的。第一和第二宽带匹配电路852、854供应各自的第一和第二放大器856、858。第一放大器856具有第一放大器输出端，第一放大器输出端通过第一传输线860连接到阻抗变换的平衡-不平衡转换电路的第一平衡输入/输出端808。第二放大器858具有第二放大器输出端，第二放大器输出端通过第二传输线862连接到阻抗变换的平衡-不平衡转换电路的第二平衡输入/输出端808。第一和第二传输线860、862可能具有λ/4的长度。
在本实施例中，平衡-不平衡变换器部分802不包含第一和第二匹配元件。提供第三匹配元件838从而使平衡-不平衡变换器部分802提供λ/4信号路径。
在本实施例中，平衡-不平衡变换器部分802包含第一DC去耦电容器864和第二DC去耦电容器866。第一和第二DC去耦电容器864，866通过阻止从多赫蒂放大器到地的DC信号路径可以在系统中减少损失和热量。第一DC去耦电容器864连接在第二传输线826的第二端和地端之间。第二DC去耦电容器866连接在第四传输线832的第二端和地端之间。
这里描述的任何微波传输带或带状线可能都是由它的LC(电感器/电容器)等效电路提供，这包含在术语“阻抗变换元件”中。传输线也是“阻抗变换元件”的一个例子。
这里描述的任何元件“耦合的”或“连接的”可以是直接的或间接的耦合或连接。也就是说，一个或多个元件可以位于所述耦合的或连接的两个元件之间并且仍然能实现所需要的功能。