开关电源装置 【技术领域】
本发明涉及开关电源装置，具体地说，涉及适合于驱动其中负载电流可能突变的负载的开关电源装置。背景技术
按常规，所谓直流到直流变换器被称为开关电源装置。有代表性的直流到直流变换器是这样一种装置：它使用开关电路将直流输入转换成交流输出，并使用变压器将结果交流输出变压(将其升压或降压)，然后使用输出电路将交流输出转换为直流输出，这样得到具有与输入电压不同电压的直流输出。
在这样的开关电源装置中，输出电压由控制电路检测，并且开关操作由开关电路根据检测到的输出电压进行控制。这样就向由开关电源装置驱动的负载提供稳定的操作电压。
在所驱动其中负载电流(从开关电源装置看到的输出电流)突变的负载的情况下，相关技术的开关电源装置常常在稳定地维持输出电压方面有困难。
具体地说，CPU(中央处理器)或DSP(数字信号处理器)具有低的操作电压，并在工作状态下需要大的电流，而在待用状态下只需很小的电流。这样，在相关技术的开关电源装置中，输出电流的突变可导致输出电压的大地变化。CPU或DSP是一种具有非常高速运作特点的设备，因此输出电压的变化可导致CPU或DSP误动作，除非能够无延迟地稳定输出电压。发明内容
因此，本发明的一个目的是提供一种合适于驱动其中负载电流可能突变的负载的开关电源装置。
本发明的另一个目的是提供一种能够减小因输出电流突变导致的输出电压改变的开关电源装置。
本发明的再一个目的是提供一种包括用于有效检测输出电流突变的装置的开关电源装置。
本发明第一方面的开关电源装置包括：带有开关电路和输出电路的主电路部分，所述开关电路将直流输入电压转换为交流电压，而输出电路将交流电压整流产生直流输出电压；控制主电路部分工作的控制电路；以及检测从主电路部分提供的负载电流的突变的负载突变检测电路，所述负载突变检测电路包括接收输出电压的第一滤波器和第二滤波器以及根据第一和第二滤波器的输出产生负载突变检测信号的检测信号产生装置。
根据本发明，从主电路部分提供的负载电流的突变是根据接收输出电压的第一和第二滤波器的输出来检测的。这消除了当使用电阻器或电流互感器直接检测输出电流时会导致的功率损失或操作延迟。正确使用负载突变检测信号将能够极大地改善瞬态响应。
在本发明的一个最佳实施例中，时间常数在第一和第二滤波器之间有差别。
在本发明的另一个最佳实施例中，第一和第二滤波器或者是低通滤波器或者是高通滤波器。
在本发明的另一个最佳实施例中，检测信号产生装置包括比较器，用于在一个输入端接收第一滤波器的输出，而在另一个输入端接收第二滤波器的输出。
在本发明的另一个最佳实施例中，在正常状态下第一和第二滤波器的输出电平彼此不同。
在本发明的另一个最佳实施例中，检测信号产生装置包括运算放大器和比较器，前者用于放大第一和第二滤波器之间的输出电平差，后者在运算放大器的输出超过预定阙值电压时做出响应而激励负载突变检测信号。
根据本发明的最佳实施例，运算放大器放大第一和第二滤波器之间的输出电平差，使得有可能更加精确而稳定地检测负载突变状态。
在本发明的另一个最佳实施例中，所述预定阈电压与输出电压相关联。
根据本发明的最佳实施例，没有必要更改负载突变检测电路中的控制，即使在改变了输出电压的目标电压情况下也如此。
在本发明的另一个最佳实施例中，正常状态下第一滤波器的输出电平基本上与第二滤波器的输出电平相同。
在本发明的另一个最佳实施例中，控制电路至少具有用以在其输入端接收输出电压或与输出电压关联的电压的放大器，而负载突变检测电路还包括用于响应负载突变检测信号的激励而改变所述放大器输入端的电平的装置
根据本发明的所述最佳实施例，有可能迅速地恢复因负载状态突变而导致的输出电压突变，因此极大地改善了瞬态响应。这将有效地防止因源电压改变而导致的CPU或DSP的误动作，即使当CPU或DSP被作为负载驱动时也一样。
在本发明的另一个最佳实施例中，控制电路至少具有可变放大器，用于在其输入端接收输出电压或与输出电压关联的电压，根据负载突变检测信号来切换所述可变放大器的特征。
根据本发明的所述最佳实施例，有可能迅速地从由负载状态突变导致的输出电压突变中恢复过来，因此极大地改善了瞬态响应。
在本发明的另一个最佳实施例中，控制电路至少包括：多个具有不同特征的放大器，用于在各自的输入端接收输出电压或与输出电压关联的电压；多个PWM控制电路，用于根据相应的放大器的输出产生相应的控制信号组；以及选择器，用于根据负载突变检测信号选择所述各控制信号组之一，从而根据所选的控制信号组来控制主电路部分的操作。
根据本发明的所述最佳实施例，有可能迅速地从由负载状态突变导致的输出电压突变中恢复过来，因此极大地改善了瞬态响应。
在本发明的另一个最佳实施例中，控制电路至少包括：多个具有不同特征的放大器，用于在各自的输入端接收输出电压或与输出电压关联的电压；选择器，用于根据负载突变检测信号选择所述多个放大器的输出之一；以及PWM控制电路，用于根据所选择的输出产生控制信号组，从而根据所述控制信号组来控制主电路部分的操作。
根据本发明的所述最佳实施例，有可能迅速地从由负载状态突变导致的输出电压突变中恢复过来，因此极大地改善了瞬态响应。
在本发明的另一个最佳实施例中，控制电路响应活动的负载突变检测信号而强制地将主电路部分的输出电路置于同步整流状态或同步整流停止状态。
根据本发明的所述最佳实施例，有可能迅速地从由负载状态突变导致的输出电压突变中恢复过来，因此极大地改善了瞬态响应。
本发明第二方面的开关电源装置包括：带有开关电路和输出电路的主电路部分，所述开关电路将直流输入电压转换为交流电压，而输出电路将交流电压整流产生直流输出电压；用于控制所述主电路部分工作的控制电路；用于检测从主电路部分提供的负载电流的突变的负载突变检测电路，所述负载突变检测电路包括用于接收输出电压的第一到第三滤波器；第一比较器，用于在一个输入端接收第一滤波器输出以及在另一输入端接收第二滤波器输出，从而根据这些输出产生第一负载突变检测信号；以及第二比较器，用于在一个输入端接收第一滤波器输出以及在另一输入端接收第三滤波器输出，从而根据这些输出产生第二负载突变检测信号。
根据本发明，使用产生第一负载突变检测信号的第一比较器和产生第二负载突变检测信号的第二比较器，使得第一到第三滤波特性的正确设置允许检测出一个方向上的负载突变状态(例如负载的突变上升)以及与所述方向相反方向上的负载突变状态(例如负载的突变下降)。第一到第三滤波特性的正确设置还使检测与负载突变程度有关。这样，通过正确使用第一和第二负载突变检测信号，有可能极大地改善瞬态响应。
在本发明的最佳实施例中，正常状态下第一和第二滤波器的输出电平彼此不同，并且正常状态下第一和第三滤波器的输出电平彼此不同。
在本发明的另一个最佳实施例中，所述控制电路至少具有放大器、用于在其输入端接收输出电压或与输出电压关联的电压，并且所述负载突变检测电路还包括一种装置、用于响应第一负载突变检测信号的激励而在一个方向上改变所述放大器输入端的电平、并且响应第二负载突变检测信号的激励而在与所述方向相反的方向上改变放大器输入端的电平。
根据本发明的所述最佳实施例，有可能迅速地从由负载状态突变导致的输出电压突变中恢复过来，因此极大地改善了瞬态响应。
本发明第三方面的开关电源装置包括：带有开关电路和输出电路的主电路部分，所述开关电路将直流输入电压转换为交流电压，而输出电路将交流电压整流产生直流输出电压；用于控制主电路部分工作的控制电路；用于检测从主电路部分提供的负载电流的突变的负载突变检测电路，所述负载突变检测电路包括用于接收输出电压的第一和第二滤波器；运算放大器，用于放大第一和第二滤波器之间的输出电平差；第一比较器，用于响应运算放大器的输出超过第一阈电压而激励第一负载突变检测信号；以及第二比较器，用于响应运算放大器的输出超过第二阈电压而激励第二负载突变检测信号。
根据本发明，使用产生第一负载突变检测信号的第一比较器和产生第二负载突变检测信号的第二比较器，使得第一和第二滤波器阈电压的正确设置允许检测出一个方向上的负载突变状态(例如负载的突变上升)以及与所述方向相反方向上的负载突变状态(例如负载的突变下降)。第一和第二滤波器阈电压的正确设置还使检测于与负载突变程度有关。这样，通过正确使用第一和第二负载突变检测信号，有可能极大地改善瞬态响应。
在本发明的最佳实施例中，所述第一和第二阈电压都与输出电压相关联。
在本发明的另一个最佳实施例中，即使在输出电压的目标电压改变的情况下，也没有必须改变负载突变检测电路中的控制。
在本发明的再一个最佳实施例中，正常状态下第一阈电压低于运算放大器的输出电平，而正常状态下第二阈电压高于运算放大器的输出电平。
在本发明的另一个最佳实施例中，有可能检测出一个方向上的负载突变状态(例如负载的突变上升)以及与所述方向相反的方向上的负载突变状态(例如负载的突变下降)。
在本发明的另一个最佳实施例中，所述控制电路至少具有放大器、用于在其输入端接收输出电压或与输出电压关联的电压，并且所述负载突变检测电路还包括一种装置、用于响应第一负载突变检测信号的激励而在一个方向上改变放大器输入端的电平并且响应第二负载突变检测信号的激励而在与所述方向相反的方向上改变放大器输入端的电平。
根据本发明的所述最佳实施例，有可能迅速地从由负载状态突变导致的输出电压突变中恢复过来，因此极大地改善了瞬态响应。
在本发明的另一个最佳实施例中，正常状态下第一和第二阈电压低于或高于运算放大器的输出电平。
在本发明的另一个最佳实施例中，可以进行与负载突变程度有关的检测。
在本发明的另一个最佳实施例中，控制电路至少具有放大器、用于在其输入端接收输出电压或与输出电压关联的电压，并且所述负载突变检测电路还包括一种装置、用于响应第一负载突变检测信号的激励而在一个方向上以第一速率改变放大器输入端的电平以及响应第二负载突变检测信号的激励而在与所述方向相反的方向上以第二速率改变放大器输入端的电平。
根据本发明的所述最佳实施例，有可能迅速地从由负载状态突变导致的输出电压突变中恢复过来，因此极大地改善了瞬态响应。附图说明
图1是根据本发明第一实施例的开关电源装置的电路图；
图2是显示负载突变状态下图1所示开关电源装置的运作的时间图；
图3是显示正常状态下图1所示开关电源装置的运作的时间图；
图4是根据本发明第二实施例的开关电源装置的电路图；
图5是显示负载突变状态下图4所示开关电源装置的运作的时间图；
图6是显示正常状态下图4所示开关电源装置的运作的时间图；
图7是根据本发明第三实施例的开关电源装置的电路图；
图8是根据本发明第四最佳实施例的开关电源装置的电路图；
图9是显示负载突变状态下图8所示开关电源装置的运作的时间图；
图10是根据本发明第五实施例的开关电源装置电路图；
图11是显示负载突变状态下图10所示开关电源装置的运作的时间图；
图12是根据本发明第六实施例的开关电源装置的电路图；
图13是根据本发明第七实施例的开关电源装置的电路图；
图14是适用于根据本发明的开关电源装置的另一个控制电路130的电路图；
图15是适用于根据本发明的开关电源装置的另一个控制电路140的电路图；
图16是适用于根据本发明的开关电源装置的另一个控制电路150的电路图；
图17是适用于根据本发明的开关电源装置的另一个控制电路160的电路图；以及
图18是高通滤波器的电路图。具体实施方式
以下将参照附图详细说明本发明的最佳实施例。
第一实施例
图1是根据本发明第一实施例的开关电源装置的电路图。
如图1所示，根据本实施例的负载突变检测电路是用于将输送到一对输入端子1和2的直流输入电压Vim变压、并将具有预定电压值的输出电压Vo输送到一对输出端子3和4的装置，它包括主电路部分5、控制电路6以及负载突变检测电路7。连接到输出端子对3和4上的是(虽然并不局限于此)工作在低电压(例如1V)并且又需要大电流(例如100A)的设备(例如CPU或DSP)的电源端子。CPU或DSP在工作状态下需要大电流，而在待用状态下只需很小的电流，并具有非常迅速地在工作状态和待用状态之间切换的特征。根据本实施例的开关电源装置最好是当作用于驱动具有这种特征的设备(负载)的电源。
主电路部分5包括变压器10、设置在变压器10初级侧的半桥型开关电路、以及设置在变压器10次级侧的倍电流型输出电路。
包括在主电路部分5中的开关电源装置包括：串联在一对输入端子1和2之间的第一输入电容器11和第二输入电容器12；串联在一对输入端子1和2之间的第一主开关13和第二主开关14；驱动第一主开关13的驱动器15；以及驱动第二主开关14的驱动器16。如图1所示，变压器10的初级绕组连接于第一和第二输入电容器11、12的结点与第一和第二主开关13、14的结点之间。第一和第二主开关13、14可以是各种已知的元件或电路。
包括在主电路部分5中的输出电路包括：串联在一对输出端子3和4之间的第一电抗器17和第一整流开关19；串联在所述一对输出端子3和4之间的第二电抗器18和第二整流开关20；连接在所述一对输出端子3和4之间的输出电容器21；驱动第一整流开关19的驱动器22；以及驱动第二整流开关20的驱动器23。如图1中所示，变压器10的次级绕组连接于第一电抗器17和第一整流开关19的结点与第二电抗器18和第二整流开关20的结点之间。第一和第二整流开关19、20可以是各种已知的元件或电路。
控制电路6包括放大器30、PWM控制电路31、绝缘电路32及电阻器33和34。
放大器30包括反相输入端(-)、非反相输入端(+)及输出端。在反相输入端(-)和开关电源装置的一个输出端子3之间插入电阻器33。在反相输入端(-)和输出端之间插入电阻器34。参考电压Vref输送到所述非反相输入端(+)。结果是，出现在放大器30输出端的控制信号S1随出现一个输出端子3的输出电压Vo而变化。更具体地说，输出电压Vo越高，出现在放大器30输出端的控制信号S1的电平就变得越低。输出电压Vo越低，出现在放大器30输出端的控制信号S1的电平就变得越高。
PWM控制电路31接收来自放大器30的控制信号S1，并相应地控制控制信号a、b的脉宽。更具体地说，当控制信号S11的电平变高时，PWM控制电路31将增加控制信号a、b的脉宽(提高占空系数)。当控制信号S11的电平变低时，PWM控制电路31将减少控制信号a、b的脉宽(降低占空系数)。控制信号a、b是分别用来控制第一主开关13和第二主开关14的通/断的信号。PWM控制电路31根据控制信号a、b的脉宽来把控制信号c、d调节到适当的脉宽。控制信号c、d是分别用来控制第一整流开关19和第二整流开关20的通/断的信号。
绝缘电路32接收属于变压器10次级侧的控制信号a、b，并将这些信号分别变换为属于变压器10初级侧的控制信号A、B。绝缘电路32可以是变压器或光耦合器(但不局限于此)。
如图1中所示，控制信号A被输送到驱动器15、控制信号B被输送到驱动器16、控制信号c被输送到驱动器22、而控制信号d被输送到驱动器23。当控制信号转为活动的时(例如高电平)，这些驱动器将相应的开关置于导电状态。当控制信号转为非活动的时(例如低电平)，这些驱动器将相应的开关置于非导电状态。
负载突变检测电路7包括滤波器40、滤波器41、比较器42、晶体管43及电阻器35。
滤波器40包括：串联在一对输出端子3和4之间的电阻器44和45；以及与电阻器45并联的电容器46。电阻器44和电阻器45的结点的电位被用作控制信号S2。相似地，滤波器41包括：串联在所述一对输出端子3和4之间的电阻器47和48；以及与电阻器48并联的电容器49。电阻器47和电阻器48的结点的电位被用作控制信号S3。使用此配置，滤波器40以低通滤波器电路的方式工作，它接收输出电压Vo作为输入信号并输出控制信号S2，同时，滤波器41以低通滤波器电路的方式工作，它接收输出电压Vo作为输入信号并输出控制信号S3。
滤波器40的滤波特性与滤波器41的滤波特性彼此不同。更具体地说，这样设置滤波器40和41、使得滤波器40比滤波器41具有较大的时间常数。这样在输出电压Vo变化的情况下，滤波器41将比滤波器40承受较大的变化。作出这样的设置、使得在输出电压Vo稳定或输出电压Vo承受微小变化的情况下，作为滤波器40的输出的控制信号S2将比作为滤波器41的输出的控制信号S3处于较低的电平。这样的特性设置是通过适当选择关于电阻器44、45、47和48以及电容器46和49(它们构成滤波器40和41)的时间常数而得到的。
比较器42包括反相输入端(-)、非反相输入端(+)及输出端。控制信号S2被输送到非反相输入端(+)。控制信号S3被输送到反相输入端(-)。结果是，在控制信号S2的电平低于控制信号S3的电平的情况下，作为比较器42的输出的控制信号S4将转为低电平。在控制信号S2的电平高于控制信号S3的电平的情况下，作为比较器42的输出的控制信号S4将转为高电平。控制信号S4用作负载突变检测信号。
晶体管43包括NPN型双极晶体管(虽不局限于此)，控制信号S4被输送到其基极。晶体管43的发射极连接到输出端子4(接地)。晶体管43的集电极经由电阻器35连接到放大器30的反相输入端(-)。
接下来将说明负载突变状态下根据本实施例的开关电源装置的运作。此处术语“负载突变状态”是指输出电流Io处在突变下的一种状态。
图2是显示负载突变状态下根据本实施例的开关电源装置的运作的时间图。
图2显示假设当输出电流Io在时间t1和时间t2之间突然增加时所述开关电源装置的运作。此现象出现在连接到一对输出端子3和4的负载CPU或DSP从待用状态切换到工作状态时。
在时间t0之前，输出电流Io的量很小并且其变化可被忽略。因而输出电压Vo维持在目标电压。在这种情况下，滤波器40输出的控制信号S2比滤波器41输出的控制信号S3处于更低电平。这样，作为比较器42的输出的控制信号S4维持低电平。这将使晶体管43保持在截止状态，这样，从放大器30的反相输入端(-)所看到的控制信号S5处于高阻抗状态。因此在时间t0之前，负载突变检测电路7对控制电路6的运作没有实质影响。
接着，当在时间t0输出电流Io开始突然上升时，输出电压Vo开始突然下降。当输出电压Vo开始突然下降时，接收所述电压的滤波器40将降低其输出的控制信号S2的电平，而滤波器41将降低其输出的控制信号S3的电平。在此例中，作出这样的设置、使得在响应输出电压Vo的变化时，滤波器41输出的控制信号S3比滤波器40输出的控制信号S2具有较大程度的变化。这样，与控制信号S3的电平相比较，控制信号S2的电平在时间t1被逆转；也就是说，控制信号S2比控制信号S3处于较高电平。
这将驱动作为比较器42的输出的控制信号S4变高并使晶体管43导通。当晶体管43导通时，控制信号S5的电平变为输出端子4(接地)的电位或地电位。这将经由电阻器35把地电位输送到放大器30的反相输入端(-)。
这将突然地提高作为放大器30的输出的控制信号S1的电平，通常至饱和电平。这样，用于接收控制信号S1作为其输入的PWM控制电路31将显著地增加控制信号a、b的脉宽(基本上到达最大值)，从而使低电平的输出电压Vo突然地升高到目标电压。这种状态一直维持到与控制信号S3的电平相比较的控制信号S2的电平逆转时，也就是说，控制信号S2的电平变得比控制信号S3的电平更低时。
当在时间t3控制信号S2的电平变得比控制信号S3的更低时，作为比较器42的输出的控制信号S4返回到低电平，再次使晶体管43截止。这样，负载突变检测电路7将对控制电路6的运作没有实质影响。然后在时间t4，输出电压Vo的电平恢复为目标电压，这将稳定控制信号S1的电平。
借助于以上的操作，在根据本实施例的开关电源装置中，有可能迅速地从由负载状态突变所导致的输出电压Vo的突然下降中恢复过来，从而极大地改善瞬态响应。
在图2中，以Vo′和S1′的形式示出当从根据本实施例的开关电源装置中除去负载突变检测电路7时而获得的输出电压Vo的波形和控制信号S1的波形。正如从图2可以明白的，当从开关电源装置中除去根据本实施例的负载突变检测电路7时，即使在因负载状态突变而导致输出电压Vo突然下降时，控制信号S1的提升也是轻微的。这将导致需要较长时间来使输出电压Vo的电平恢复到目标电压。在此例中，当控制信号S1的电平稳定时，输出电压Vo的电平在时间t5被恢复为目标电压。
在根据本实施例的开关电源装置中，在因负载状态突变而导致输出电压Vo突然下降的情况下，可以比没有负载突变检测电路7的情况下较早地(其时间差为时间t5减去时间t4所得出的时间)恢复输出电压Vo的电平。
以下将说明正常状态下根据本实施例的开关电源装置的运作。此处术语“正常状态”是指其输出电流Io处于稳定状态，或者即使是在其变化时，输出电流Io的改变也是很小的，或是一种除负载突变状态之外的状态。
图3是显示正常状态下根据本实施例的开关电源装置运作的时间图。图3显示假设当输出电流量Io在时间t6和时间t7之间增长相对平缓时(时间t7-时间t6＜时间t2-时间t0)开关电源装置的运作。
在如图3中所示输出电流量Io增长相对平缓的情况下，输出电压Vo中的相应下降也很平缓，相对于控制信号S3电平的控制信号S2的电平未逆转。这样，比较器42输出的控制信号S4维持在低电平，同时，晶体管43维持截止。如前所述，在晶体管43截止的情况下，负载突变检测电路7对控制信号6的操作没有实质影响。因而，根据本实施例的开关电源装置能够在正常状态下执行正常运作。
如前面提到的，在根据本实施例的开关电源装置中，有可能迅速从由负载状态突变所导致的输出电压突然下降中恢复过来。这样可以有效地防止因源电压改变而导致的CPU或DSP误动作，即使当CPU或DSP被作为负载驱动时也一样。
在根据本实施例的开关电源装置中，使用了具有低通滤波特性的滤波器40和41。这样可以避免因偶尔将伴随主电路部分5开关操作的脉动电压变化识别为负载突变而导致的误动作。
在迅速地从由负载突变所导致的输出电压Vo突然下降中恢复的方法中，可以包括使用较大容量电容器作为输出电容器21的方法。这种方法将导致增加整个开关电源装置的尺寸，因而增加了成本。使用根据本实施例的开关电源装置可以有效地控制整个装置的尺寸和成本，同时可以迅速地从由负载状态突变所导致的输出电压Vo的突然下降中恢复。
第二实施例
接下来将说明本发明的另一个最佳实施例。
图4是根据本发明第二实施例的开关电源装置的电路图。
如图4所示，根据本实施例的开关电源装置不同于图1中所示开关电源装置之处是，负载突变检测电路7被替换成了负载突变检测电路50。其他配置与图1中所示开关电源装置相同，相关的说明将省略。
负载突变检测电路50包括滤波器41、滤波器51、比较器52、晶体管53及电阻器54。
滤波器51包括串联在一对输出端子3和4之间的电阻器55和56以及与电阻器56并联的电容器57。电阻器55和电阻器56的结点的电位被用作控制信号S6。使用此配置，滤波器51以低通滤波器电路的方式工作，它接收输出电压Vo作为输入信号并输出控制信号S6。滤波器41的电路配置和特性已在前面提过。
滤波器41的特性与滤波器51的彼此不同。更具体地说，作出这样的设置、使得滤波器41比滤波器51具有较大的时间常数。这样在输出电压Vo变化的情况下，滤波器51将比滤波器41承受较大的变化。作出这样的设置、使得在输出电压Vo稳定或输出电压Vo承受微小变化的情况下，滤波器51输出的控制信号S6将比滤波器41输出的控制信号S3处于较低的电平。这样的特性设置是通过适当选择关于电阻器47、48、55和56以及电容器49和57(它们构成滤波器41和51)的所述时间常数而得到的。
比较器52包括反相输入端(-)、非反相输入端(+)及输出端。控制信号S3被输送到非反相输入端(+)。控制信号S6被输送到反相输入端(-)。结果是，在控制信号S6的电平低于控制信号S3的电平的情况下，比较器52输出的控制信号S7将转为高电平。在控制信号S6的电平高于控制信号S3的电平的情况下，比较器52输出的控制信号S7将转为低电平。控制信号S7被用作负载突变检测信号。
晶体管53(虽不局限于此)包括PNP型双极晶体管，控制信号S7被输送到其基极。晶体管53的发射极连接到输出端子3(Vo)。晶体管53的集电极经由电阻器54连接到放大器30的反相输入端(-)。
接下来将说明负载突变状态下根据本实施例的开关电源装置的运作。
图5是显示负载突变状态下根据本实施例的开关电源装置的运作的时间图。
图5显示假设当输出电流Io在时间t10和时间t12之间突然下降时所述开关电源装置的运作。此现象出现在连接到一对输出端子3和4的负载CPU或DSP从工作状态切换到待用状态时。
在时间t10之前，输出电流量Io很小并且其变化可被忽略。因而输出电压Vo维持在目标电压。在这种情况下，滤波器51输出的控制信号S6比滤波器41输出的控制信号S3处于较低电平。这样比较器52输出的控制信号S7维持高电平。这将使晶体管53保持在截止状态，这样，从放大器30的反相输入端(-)所看到的控制信号S8处于高阻抗状态。因此在时间t10之前，负载突变检测电路50对控制电路6的运作没有实质影响。
接着，当在时间t10输出电流Io开始突然下降时，输出电压Vo开始突然上升。当输出电压Vo开始突然上升时，接收所述电压的滤波器41将升高其输出的控制信号S3的电平，而滤波器51将升高其输出的控制信号S6的电平。在此例中，作出这样的设置、使得在响应输出电压Vo的变化时，滤波器51输出的控制信号S6比滤波器41输出的控制信号S3具有较大程度的变化。这样，与控制信号S6的电平对比的控制信号S3的电平在时间t11被逆转；也就是说，控制信号S6比控制信号S3处于较高电平。
这把作为比较器52的输出的控制信号S7驱动到低电平，并使晶体管53导通。当晶体管53导通时，控制信号S8的电平变为输出端子3的电位(Vo)或源电位。它将经由电阻器54把源电位输送到放大器30的反相输入端(-)。
这将突然降低作为放大器30的输出的控制信号S1的电平，通常降低至最小电平。这样，接收控制信号S1作为其输入的PWM控制电路31将显著地减小控制信号a、b的脉宽、基本上降至最小值，从而导致高电平的输出电压Vo突然地下降到目标电压。这种状态一直维持到与控制信号S6的电平对比的的控制信号S3的电平逆转时，也就是说，控制信号S6的电平变得低于控制信号S3的电平。
当在时间t13控制信号S6的电平变得低于控制信号S3的电平时，作为比较器52的输出的控制信号S7转为高电平，再次使晶体管53截止。这样，负载突变检测电路50将对控制电路6的运作没有实质影响。然后在时间t14，输出电压Vo的电平恢复为目标电压，这将稳定控制信号S1的电平。
借助于以上的操作，在根据本实施例的开关电源装置中，有可能迅速地从由负载状态突变导致的输出电压Vo的突然上升中恢复过来，从而极大地改善瞬态响应。
在图5中，以Vo′和S1′表示当从根据本实施例的开关电源装置中除去负载突变检测电路50时而获得的输出电压Vo的波形和控制信号S1的波形。正如从图5可以明白的，当从开关电源装置中除去根据本实施例的负载突变检测电路50时，即使是因负载状态突变而导致输出电压Vo突然上升时，控制信号S1的下降也是轻微的。这将导致需要较长时间来将输出电压Vo的电平恢复为目标电压。在此例中，当控制信号S1的电平稳定时，输出电压Vo的电平在时间t15被恢复为目标电压。
在根据本实施例的开关电源装置中，在因负载状态突变而导致输出电压Vo突然上升的情况下，可以比没有负载突变检测电路50较早地恢复输出电压Vo的电平(提早的时间量通过时间t15减去时间t14给出)。
以下将说明正常状态下根据本实施例的开关电源装置的运作。
图6是显示正常状态下根据本实施例的开关电源装置运作的时间图。图6显示假设当输出电流量Io在时间t16和时间t17之间减小相对平缓时(时间t17-时间t16＜时间t12-时间t10)开关电源装置的运作。
在如图3中所示输出电流量Io减少相对平缓的情况下，输出电压Vo中的相应上升也很平缓，与控制信号S6的电平相比较的控制信号S3的电平未逆转。这样，比较器52输出的控制信号S7维持在高电平，同时，晶体管53保持截止状态。如前所述，在晶体管53截止的情况下，负载突变检测电路50对控制信号6的操作没有实质影响。因而，根据本实施例的开关电源装置能够在正常状态下执行正常运作。
如前面提到的，在根据本实施例的开关电源装置中，有可能迅速地从由负载状态突变所导致的输出电压突然上升恢复过来。这样可以有效地防止因源电压改变而导致的CPU或DSP误动作，即使当CPU或DSP被作为负载驱动时也一样。
第三实施例
接下来将说明本发明的另一个最佳实施例。
图7是根据本发明第三实施例的开关电源装置的电路图。
如图7所示，根据本实施例的开关电源装置不同于图1中所示开关电源装置之处是，负载突变检测电路7被替换成了负载突变检测电路60。其他配置与图1中所示开关电源装置相同，相关的说明将省略。
负载突变检测电路60包括滤波器40、滤波器41、滤波器51、比较器42、比较器52、晶体管43、晶体管53及电阻器35和54。
滤波器40、41和51的电路配置如前面第一和第二实施例中所提到的。滤波器40、41和51分别产生控制信号S3、S2和S6。比较器42和51如前面所提过的那样接收对应的控制信号，并根据接收到的控制信号分别产生控制信号S4和S7。如前面所提到的，控制信号S4被输送到晶体管43的基极。其集电极经由电阻器35连接到放大器30的反相输入端(-)。类似地，控制信号S7被输送到晶体管53的基极，其集电极经由电阻器54连接到放大器30的反相输入端(-)。
如前面所提过的，作出这样的设置、使得滤波器40比滤波器41具有较大的时间常数，并且滤波器41比滤波器51具有较大的时间常数。这样在输出电压Vo变化的情况下，滤波器41将比滤波器40承受较大的变化，并且滤波器51将比滤波器41承受较大的变化。还作出这样的设置、使得在输出电压Vo稳定或输出电压Vo承受微小变化的情况下，滤波器40输出的控制信号S2将比滤波器41输出的控制信号S3处于较低的电平，并且滤波器51输出的控制信号S6将比滤波器41输出的控制信号S3处于较低的电平。
根据包括负载突变检测电路60的开关电源装置，既获得图1中所示开关电源装置的作用又获得图4中所示开关电源装置的作用是可能的。也就是说，在因负载突变而导致输出电压Vo突然下降的情况下，比较器42输出的控制信号S2被激励(转为高电平)，因而允许控制信号S1的电平迅速上升。在因负载突变而导致输出电压Vo突然上升的情况下，比较器52输出的控制信号S7被激励(转为低电平)，因而允许控制信号S1的电平迅速下降。在正常状态下，负载突变检测电路60对控制电路6的操作没有实质影响。
这样，在根据本实施例的开关电源装置中，有可能迅速地从由负载突变所导致的输出电压Vo突然下降或上升中恢复过来。例如，在CPU或DSP被作为负载驱动的情况下，当CPU或DSP从工作状态切换到待用状态、或从待用状态切换到工作状态时发生的源电压变化会导致CPU或DSP误动作，有效地避免所述误动作是可能的。
第四实施例
接下来将说明本发明的另一个最佳实施例。
图8是根据本发明第四实施例的开关电源装置的电路图。
如图8所示，根据本实施例的开关电源装置不同于图1中所示开关电源装置之处是，负载突变检测电路7被替换成了负载突变检测电路70。其他配置与图1中所示开关电源装置相同，相关的说明将省略。
负载突变检测电路70包括滤波器71、滤波器72、运算放大器73、比较器74、晶体管75及电阻器76至80。
滤波器71包括串联在一对输出端子3和4之间的电阻器81和82以及与电阻器82并联的电容器83。电阻器81和电阻器82的结点的电位被用作控制信号S9。滤波器72包括串联在一对输出端子3和4之间的电阻器84和85以及与电阻器85并联的电容器86。电阻器84和电阻器85的结点的电位被用作控制信号S10。使用此配置，滤波器71以低通滤波器电路的方式工作，它接收输出电压Vo作为输入并输出控制信号S9。而滤波器72以低通滤波器电路的方式工作，它接收输出电压Vo作为输入并输出控制信号S10。
滤波器71的滤波特性与滤波器72的彼此不同。更具体地说，作出这样的设置、使得滤波器71比滤波器72具有较大的时间常数。这样在输出电压Vo变化的情况下，滤波器72将比滤波器71承受较大的变化。作出这样的设置、使得在输出电压Vo稳定的情况下，滤波器71输出的控制信号S9将与滤波器72输出的控制信号S10处在本质上相同的电平。这样的特性设置是通过适当选择关于电阻器81、82、84和85以及电容器83和86(它们构成滤波器71和71)的时间常数而得到的。
运算放大器73包括反相输入端(-)、非反相输入端(+)及输出端。在反相输入端(-)和滤波器72之间连接电阻器76。在反相输入端(-)和输出端之间连接电阻器77。这样，运算放大器73将以非反相放大器的方式工作，其放大倍数由电阻器76的电阻值与电阻器77的电阻值的比率决定。控制信号S9被输送到运算放大器73的非反相输入端(+)。控制信号S10被输送到反相输入端(-)。结果是，在控制信号S10的电平变成低于控制信号S9的电平时，作为运算放大器73的输出的控制信号S11的电平将变高。
比较器74包括反相输入端(-)、非反相输入端(+)及输出端。控制信号S11被输送到非反相输入端(+)。通过利用电阻器78和79将输出电压Vo分压而得到的电压Vo1被输送到反相输入端(-)。结果是，在控制信号S11的电平低于电压Vo1的电平的情况下，作为比较器74的输出的控制信号S12将转为低电平。在控制信号S11的电平高于电压Vo1的电平的情况下，作为比较器74的输出的控制信号S12将转为高电平。虽然在图8中未示出，但是，最好附加与电阻器79并联的电容器、以便进一步稳定电压Vo1。控制信号S12被用作负载突变检测信号。
晶体管75(虽不局限于此)包括NPN型双极晶体管，控制信号S12被输送到其基极。晶体管75的发射极连接到输出端子4(接地)。晶体管75的集电极经由电阻器80连接到放大器30的反相输入端(-)。
接下来将说明负载突变状态下根据本实施例的开关电源装置的运作。
图9是显示负载突变状态下根据本实施例的开关电源装置的运作的时间图。图9显示假设当输出电流Io在时间t20和时间t22之间突然上升时所述开关电源装置的运作。
在时间t20之前，输出电流量Io很小并且其变化可被忽略。因而输出电压Vo维持在目标电压。在这种情况下，作为滤波器71的输出的控制信号S9与作为滤波器72的输出的控制信号S10基本上相等。作为运算放大器73的输出的控制信号S11处在预定的电平。如图9中所示，所述预定电平低于利用电阻器78和79将输出电压Vo分压所得到的电压Vo1。这样，作为比较器74的输出的控制信号S12维持在低电平。这将使晶体管75保持在截止状态，这样，从放大器30的反相输入端(-)所看到的控制信号S13处于高阻抗状态。因此，在时间t20之前，负载突变检测电路70对控制电路6的运作没有实质影响。
接着，当在时间t20输出电流Io开始突然上升时，输出电压Vo开始突然下降。当输出电压Vo开始突然下降时，用于接收所述电压的滤波器71将降低作为其输出的控制信号S9的电平，同时，滤波器72将降低作为其输出的控制信号S10的电平。在此例中，作出这样的设置、使得在响应输出电压Vo的变化时、作为滤波器72的输出的控制信号S10比作为滤波器71的输出的控制信号S9具有较大程度的变化。这样，作为运算放大器73的输出的控制信号S11的电平随所述差值而上升，并在时间t21超过电压Vo1。
这将驱动作为比较器72的输出的控制信号S12变高，并使晶体管75导通。当晶体管75导通时，控制信号S13的电平变为输出端子4(接地)的电位或地电位。它将地电位经由电阻器80输送到放大器30的反相输入端(-)。
这将突然地提升作为放大器30的输出的控制信号S1的电平，通常提升至饱和电平。这样，接收控制信号S1作为其输入的PWM控制电路31将显著地增加控制信号a、b的脉宽至最大值，因而导致低电平的输出电压Vo突然地升高到目标电压。这种状态一直维持到作为运算放大器73的输出的控制信号S12的电平下降到低于电压Vo1。
电压Vo1实际上随输出电压Vo而改变。在图9中，以放大的视图的形式显示输出电压Vo的变化，使得与输出电压Vo的变化同时发生的电压Vo1的变化被忽略了。
当在时间t23控制信号S11的电平再次下降到低于电压Vo1时，比较器74输出的控制信号S12返回到低电平，再次使晶体管43截止。这样，负载突变检测电路70对控制电路6的运作将没有实质影响。
借助于以上操作，在根据本实施例的开关电源装置中，有可能迅速地从由负载状态突变导致的输出电压Vo的突然下降中恢复，从而极大地改善瞬态响应。
图9中未显示当从根据本实施例的开关电源装置中除去负载突变检测电路70时而获得的各种波形。与根据前述实施例的开关电源装置相同，当除去负载突变检测电路70时，即使在因负载状态突变而导致输出电压Vo突然下降的时候，控制信号S1的上升也是轻微的。这将导致需要较长时间来将输出电压Vo的电平恢复到目标电压。
在正常状态下，输出电压的改变可被忽略，因而作为运算放大器73的输出的控制信号S11的电平将不会超过电压Vo1。这样，在正常状态下，作为比较器74的输出的控制信号S12维持在低电平，而晶体管75维持在截止状态。如上所述，在晶体管75截止的情况下，负载突变检测电路70对控制电路6的运作将没有实质影响。这样，根据本实施例的开关电源装置能够在正常状态下执行正常操作。
如上所述，在根据本实施例的开关电源装置中，有可能迅速地从由负载状态突变所导致的输出电压Vo突然下降中恢复。这样，可以有效地防止因源电压改变而导致的CPU或DSP误动作，即使当CPU或DSP被作为负载驱动时也一样。
在根据本实施例的开关电源装置中，作为滤波器71的输出的控制信号S9的电平与作为滤波器72的输出的控制信号S10的电平之差被运算放大器73放大产生控制信号S11，将其电平与作为阈值的电压Vo1比较。因而可以比图1中所示的开关电源装置更精确和稳定地检测负载突变。
此外，在根据本实施例的开关电源装置中，作为阈值的电压Vo1是根据输出电压Vo产生的。这使电压Vo1可以通过用于输出电压的设置或下垂度(droop)控制的VID(电压识别)码而自动跟踪控制信号S11电平的改变，所述控制信号S11电平的改变是由输出电压Vo的目标值的改变引起的。结果，即使在输出电压Vo的目标值已经改变的情况下，也无必要改变负载突变检测电路70中的控制。
第五实施例
接下来将说明本发明的另一个最佳实施例。
图10是根据本发明第五实施例的开关电源装置的电路图。
如图10所示，根据本实施例的开关电源装置不同于图1中所示开关电源装置之处是，负载突变检测电路7被替换成了负载突变检测电路90。其他配置与图1中所示开关电源装置相同，相关的说明将省略。
负载突变检测电路90的配置与图8中所示的负载突变检测电路70的配置相似，除了比较器74被替换为比较器91、晶体管75被替换为晶体管92，以及电阻器78至80被替换为电阻器93至95之外。其他配置与图8中所示开关电源装置70相同，相关的说明将省略。
比较器91包括反相输入端(-)、非反相输入端(+)及输出端。控制信号S11被输送到非反相输入端(+)。利用电阻器93和94将输出电压Vo分压而得到的电压Vo2被输送到反相输入端(-)。结果是，在控制信号S11的电平高于电压Vo2的电平的情况下，作为比较器91的输出的控制信号S14将转为高电平。在控制信号S11的电平低于电压Vo2电平的情况下，作为比较器91的输出的控制信号S14将转为低电平。虽然图10中未示出，但是，最好附加与电阻器94并联的电容器以便进一步稳定电压Vo2。控制信号S14被用作负载突变检测信号。
晶体管92(虽不局限于此)包括PNP型双极晶体管，控制信号S14被输送到其基极。晶体管92的发射极连接到输出端子3(Vo)。晶体管92的集电极经由电阻器95连接到放大器30的反相输入端(-)。
接下来将说明负载突变状态下根据本实施例的开关电源装置的运作。
图11是显示负载突变状态下根据本实施例的开关电源装置运作的时间图。图11显示假设当输出电流Io在时间t30和时间t32之间突然上升时所述开关电源装置的运作。
在时间t30之前，输出电流量Io很大并且其变化可被忽略。因而输出电压Vo维持在目标电压。在这种情况下，作为滤波器71的输出的控制信号S9与作为滤波器72的输出的控制信号S10基本上相等。因而，作为比较器73的输出的控制信号S11维持在预定的电平。如图11中所示，所述预定电平高于利用电阻器93和94将输出电压Vo分压得到的电压Vo2。这样，作为比较器91的输出的控制信号S14维持在高电平。这将使晶体管92保持在截止状态，这样，从放大器30的反相输入端(-)所看到的控制信号S15处于高阻抗状态。因此在时间t30之前，负载突变检测电路90对控制电路6的运作没有实质影响。
接着，当在时间t30输出电流Io开始突然下降时，输出电压Vo开始突然上升。当输出电压Vo开始突然上升时，接收所述电压的滤波器71将提升作为其输出的控制信号S9的电平，而滤波器72将提升作为其输出的控制信号S10的电平。在此例中，作出这样的设置、使得在响应输出电压Vo的变化时，作为滤波器72的输出的控制信号S10比作为滤波器71的输出的控制信号S9具有较大程度的变化。这样，作为运算放大器73的输出的控制信号S11的电平随这些信号的差值而下降，并在时间t31下降到低于电压Vo2。
这把作为比较器91的输出的控制信号S14驱动到低电平，并使晶体管92导通。当晶体管92导通时，控制信号S15的电平变为输出端子3(Vo)的电位或源电位。这种操作经由电阻器80把源电位输送到放大器30的反相输入端(-)。
这将突然地降低作为放大器30的输出的控制信号S1的电平，通常降低至最小电平。这样，接收控制信号S1作为其输入的PWM控制电路31将显著地减小控制信号a、b的脉宽至最小值，因而导致高电平的输出电压Vo突然下降到目标电压。这种状态一直维持到作为运算放大器73的输出的控制信号S11的电平再次超过电压Vo2。
当在时间t33控制信号S11的电平再次超过电压Vo2时，作为比较器91的输出的控制信号S14返回到高电平，再次使晶体管92截止。这样，负载突变检测电路90对控制电路6的运作将没有实质影响。
借助于以上操作，在根据本实施例的开关电源装置中，有可能迅速地从由负载状态突变导致的输出电压Vo的突然上升中恢复过来，从而极大地改善瞬态响应。
图11中未显示当从根据本实施例的开关电源装置中除去负载突变检测电路90时而获得的各种波形。与根据前述实施例的开关电源装置相同，当除去负载突变检测电路90时，即使在因负载状态的突变而导致输出电压Vo突然上升的时候，控制信号S1的下降也是轻微的。这将导致需要较长时间来将输出电压Vo的电平恢复为目标电压。
在正常状态下，输出电压的改变可被忽略，因而作为运算放大器73的输出的控制信号S11的电平将不会下降到低于电压Vo2。这样，在正常状态下，作为比较器91的输出的控制信号S14维持高电平，而晶体管92维持截止状态。如上所述，在晶体管92截止的情况下，负载突变检测电路90对控制电路6的运作将没有实质影响。这样，根据本实施例的开关电源装置能够在正常状态下执行正常操作。
如上所述，在根据本实施例的开关电源装置中，有可能迅速地从由负载状态突变所导致的输出电压Vo突然上升中恢复。这样可以有效地防止因源电压改变而导致的CPU或DSP误动作，即使当CPU或DSP被作为负载驱动时也一样。
在根据本实施例的开关电源装置中，作为滤波器71的输出的控制信号S9的电平与作为滤波器72的输出的控制信号S10的电平之差被运算放大器73放大而产生控制信号S11，将其电平与作为阈值的电压Vo2比较。因而可以比图1中所示的开关电源装置更精确和稳定地检测负载突变。
此外，在根据本实施例的开关电源装置中，作为阈值的电压Vo2是根据输出电压Vo产生的。这使电压Vo2可以通过用于输出电压的设置或下垂度控制的VID(电压识别)码来自动跟踪控制信号S11的电平的改变，所述控制信号S11的电平改变是由输出电压Vo的目标值的改变引起的。结果，即使在输出电压Vo的目标值改变的情况下，也无必要改变负载突变检测电路90中的控制。
第六实施例
接下来将说明本发明的另一个最佳实施例。
图12是根据本发明第六实施例的开关电源装置的电路图。
如图12所示，根据本实施例的开关电源装置不同于图1中所示开关电源装置之处是，负载突变检测电路7被替换成了负载突变检测电路100。其他配置与图1中所示开关电源装置相同，相关的说明将省略。
负载突变检测电路100包括滤波器71、滤波器72、运算放大器73、比较器74、比较器91、晶体管75、晶体管92及电阻器76至80和93至95。
滤波器71和72的电路配置如前面所提到的。滤波器71和72分别产生控制信号S9和S10。运算放大器73接收控制信号S9和S10，并放大两者电平之差产生控制信号S11。比较器74和91如前面所提过的那样也根据控制信号S11和对应的电压Vo1或Vo2、并根据接收到的控制信号分别产生控制信号S12和S14。如前面所提到的，控制信号S12被输送到晶体管73的基极。其集电极经由电阻器80连接到放大器30的反相输入端(-)。类似地，控制信号S14被输送到晶体管92的基极，其集电极经由电阻器95连接到放大器30的反相输入端(-)。
如前所述，作出这样的设置、使得在低电平稳定状态下电压Vo1高于控制信号S11的电平，并在高电平稳定状态下电压Vo2低于控制信号S11的电平。
根据包括负载突变检测电路100的开关电源装置，有可能既获得图8中所示的开关电源装置的作用又获得图10中所示的开关电源装置的作用。也就是说，在因负载突变而导致输出电压Vo突然下降的情况下，作为比较器74的输出的控制信号S12被激励(转为高电平)，从而使控制信号S1的电平可以迅速上升。在因负载突变而导致输出电压Vo突然上升的情况下，作为比较器91的输出的控制信号S14被激励(转为低电平)，从而使控制信号S1的电平可以迅速下降。在正常状态下，负载突变检测电路100对控制电路6的操作没有实质影响。
这样，在根据本实施例的开关电源装置中，有可能迅速地从由负载突变所导致的输出电压Vo突然下降或上升中恢复。例如，在CPU或DSP被作为负载驱动的情况下，当CPU或DSP从工作状态切换到待用状态、或从待用状态切换到工作状态时发生的源电压变化会导致CPU或DSP误动作，有效地避免所述误动作是可能的。
第七实施例
接下来将说明本发明的另一个最佳实施例。
图13是根据本发明第七实施例的开关电源装置的电路图。
如图13所示，根据本实施例的开关电源装置不同于图1中所示开关电源装置之处是，负载突变检测电路7被替换成了负载突变检测电路110。其他配置与图1中所示开关电源装置相同，相关的说明将省略。
负载突变检测电路110的配置与图8中所示的负载突变检测电路70的配置相似，除了比较器74被替换为三个比较器111至113、晶体管75被替换为三个晶体管114至116、包括电阻器78和电阻器79的一系列元件被替换为包括电阻器117至120的一系列元件、以及电阻器80被替换为三个电阻器121至123之外。其他配置与图8中所示开关电源装置70相同，相关的说明将省略。
比较器111包括反相输入端(-)、非反相输入端(+)及输出端。控制信号S11被输送到非反相输入端(+)。利用电阻器117至119和电阻器120将输出电压Vo分压而得到的电压Vo3输送到反相输入端(-)。结果，在控制信号S11的电平高于电压Vo3电平的情况下，作为比较器111的输出的控制信号S16将转为高电平。在控制信号S11的电平低于电压Vo3电平的情况下，作为比较器111的输出的控制信号S16将转为低电平。
比较器112包括反相输入端(-)、非反相输入端(+)及输出端。控制信号S11被输送到非反相输入端(+)。利用电阻器117和118及电阻器119和120将输出电压Vo分压而得到的电压Vo4被输送到反相输入端(-)。结果，在控制信号S11的电平高于电压Vo4电平的情况下，作为比较器112的输出的控制信号S17将转为高电平。在控制信号S11的电平低于电压Vo4电平的情况下，作为比较器112的输出的控制信号S17将转为低电平。
比较器113包括反相输入端(-)、非反相输入端(+)及输出端。控制信号S11被输送到非反相输入端(+)。利用电阻器117和电阻器118至120将输出电压Vo分压而得到的电压Vo5被输送到反相输入端(-)。结果，在控制信号S11的电平高于电压Vo5电平的情况下，作为比较器113的输出的控制信号S18将转为高电平。在控制信号S11的电平低于电压Vo5的电平的情况下，作为比较器113的输出的控制信号S18将转为低电平。
晶体管114(虽不局限于此)包括NPN型双极晶体管，控制信号S16被输送到其基极。晶体管114的发射极连接到输出端子4(接地)。晶体管114的集电极经由电阻器121连接到放大器30的反相输入端(-)。
晶体管115(虽不局限于此)包括NPN型双极晶体管，控制信号S17被输送到其基极。晶体管115的发射极连接到输出端子4(接地)。晶体管115的集电极经由电阻器122连接到放大器30的反相输入端(-)。
晶体管116(虽不局限于此)包括NPN型双极晶体管，控制信号S18被输送到其基极。晶体管116的发射极连接到输出端子4(接地)。晶体管116的集电极经由电阻器123连接到放大器30的反相输入端(-)。
最好这样设置电阻器121至123的电阻值、使得这些并联的电阻器的合成电阻大约与前述各实施例中所使用电阻器35、54、80及95的电阻相同。
虽然在图13中未示出，但是最好附加与电阻器120并联的电容器、以便进一步稳定电压Vo3至Vo5。
在具有这样的配置的负载突变检测电路110中，用关系式Vo3＜Vo4＜Vo5来描述电压Vo3、Vo4和Vo5。在因负载突变而导致输出电压Vo下降的情况下，可以根据电压下降的幅度在各级改变反相输入端(-)和放大器30输出端子4(接地)之间的电阻值。
更具体地说，在作为运算放大器73的输出的控制信号S11的电平处于状态S11＜Vo3(稳定状态)的情况下，晶体管114至116截止、使得从放大器30的反相输入端(-)所看到的控制信号S19至S21处于高阻抗状态。因此在这种情况下，负载突变检测电路110对控制电路6的运作没有实质影响。
在作为运算放大器73的输出的控制信号S11的电平处于状态Vo3＜S11＜Vo4的情况下，晶体管114导通，而晶体管115和116截止、使得地电位经由电阻器121输送到放大器30的反相输入端(-)。因而控制信号S1上升到由电阻器121的电阻值所决定的电压电平(V1)。
在作为运算放大器73的输出的控制信号S11的电平处于状态Vo4＜S11＜Vo5的情况下，晶体管114和115导通，而晶体管116截止、使得地电位经由并联电阻器121和122输送到放大器30的反相输入端(-)。因而控制信号S1上升到由并联电阻器121和122的合成电阻值(第一合成电阻值)所决定的电压电平(V2(＞V1))。在此例中，第一合成电阻值低于电阻器121的电阻值。因此，控制信号S1的上升要比当控制信号S1的电平被表示为Vo3＜S11＜Vo4时的上升来得迅速。
在作为运算放大器73的输出的控制信号S11的电平处于状态S11＞Vo5的情况下，晶体管114至116都导通、使得地电位经由并联电阻器121至123被输送到放大器30的反相输入端(-)。因而控制信号S1上升到由并联电阻器121至123的合成电阻值(第二合成电阻值)所决定的电压电平(V3(＞V2))。在此例中，第二合成电阻值低于第一合成电阻值。因此，控制信号S1的上升要比当控制信号S1的电平被表示为Vo4＜S11＜Vo5时的上升来得迅速。
用这种方法，在根据本实施例的开关电源装置中，在输出电压Vo因负载突变而下降的情况下，有可能将控制信号S1的电平提升至取决于输出电压Vo下降幅度的电压电平。这样，根据本实施例的开关电源装置能够比图8中所示的开关电源装置更加精确地恢复因负载突变而导致突然下降的输出电压Vo。
虽然在根据本实施例的开关电源装置中使用了三个比较器111至113来以三级的方式控制因负载突变而导致突然下降的的输出电压Vo的恢复速度，但比较器的数目是示范性的，也可以使用两个或四个比较器。
虽然图中未示出，但是，包含在图8中所示的负载突变检测电路70中的比较器74同样被多个比较器111至113替换，这些比较器在图13所示的负载突变检测电路110中具有彼此不同的阈值，包含在图10中所示的负载突变检测电路90中的比较器91可以被多个具有彼此不同的阈值的比较器所替换。当使用这样的负载突变检测电路时，在因负载突变而导致输出电压Vo上升的情况下，可以将控制信号S1的电平降低到取决于输出电压Vo上升幅度的电压电平。这样就能够比图10中所示的开关电源装置更加精确地恢复因负载突变而导致突然上升的输出电压Vo。
虽然图中未示出，但是包含在图12中所示的负载突变检测电路100中的比较器74也被多个具有彼此不同阈值的比较器所替换，比较器91可以被多个具有彼此不同阈值的比较器所替换。当使用这样的负载突变检测电路时，在因负载突变而导致输出电压Vo下降的情况下，可以将控制信号S1的电平提升到取决于输出电压Vo下降幅度的电压电平。并且在因负载突变而导致输出电压Vo上升的情况下，也可以将控制信号S1的电平降低到取决于输出电压Vo上升幅度的电压电平。因此，有可能比图12中所示的开关电源装置更加精确地恢复因负载突变而导致突然下降或上升的输出电压Vo。应当指出，替换比较器74的比较器的数目无需等于替换比较器91的比较器数目；这些数目可以互不相同。
在根据前述各实施例的开关电源装置中，当负载突变检测电路检测到负载突变状态时，可以通过包含在控制控制电路6中的放大器30的反相输入端(-)电平迅速恢复输出电压Vo。用以迅速恢复输出电压Vo的发明方法并不局限于此方法，而可以是任何用来迅速恢复输出电压Vo的其他方法。
图14是适用于根据本发明开关电源装置的另一控制电路130的电路图。
如图14中所示，控制电路130包括可变放大器131、PWM控制电路31及绝缘电路32。
可变放大器131包括输入端、输出端和控制端(CONT)。输出电压Vo加到输入端。来自图1中所示负载突变检测电路7的控制信号S4加到控制端。可变放大器131输出端的输出被用作控制信号S1。可变放大器131根据加到控制端(CONT)的控制信号S4的电平来改变其增益。具体地说，在加到控制端(CONT)的控制信号S4为低电平的情况下，可变放大器131的增益是第一增益(正常增益)。在加到控制端(CONT)的控制信号S4为高电平的情况下，可变放大器131的增益是第二增益，它比第一增益要高。
如前所述，在输出电压Vo突然下降的情况下，控制信号S4被激励(变为高电平)。在正常状态下，可变放大器的增益是第一增益，而在负载突变状态下，可变放大器的增益是第二增益。这样，在输出电压Vo因负载突变而突然下降的情况下，可变放大器131输出的控制信号S1迅速上升，从而从由负载突变所导致的输出电压Vo的突然下降中恢复过来，这与图1中所示的开关电源装置相同。
可变放大器131的第二增益可以高到对于包括主电路部分5和控制电路130的闭合回路的传送功能来说足以超过使输出电压Vo开始振荡的限制值。当可变放大器131以如此高的增益运作时，输出电压Vo最终将振荡。但是，在负载突变状态下控制信号S4被激励仅持续片刻，因此输出电压Vo实际上将不会振荡。
输送到可变放大器131控制端(CONT)的信号可以是控制信号S7、S12或S14，以及控制信号S4。
在使用根据输出电压Vo变化幅度分级产生的控制信号S16至S18的情况下，如在图13中所示的负载突变检测电路110中所使用的，所述可变放大器最好是能够根据分级产生的控制信号来分级(在使用控制信号S16至S18的情况下分四个级)改变增益的可变放大器。
以下将说明迅速恢复输出电压Vo的另一种方法。
图15是适用于根据本发明开关电源装置的另一控制电路140的电路图。
如图15中所示，控制电路140包括第一放大器141、第二放大器142、第一PWM控制电路143、第二PWM控制电路144、选择器145及绝缘电路32。
在控制电路140中，第一放大器141的增益与第二放大器142的增益彼此不同。具体地说，第二放大器142的增益被设置为比第一放大器141的增益高些。第一PWM控制电路143接收作为第一放大器141的输出的控制信号S1-1，并控制控制信号a1、b1、c1、d1的脉宽。第二PWM控制电路144接收作为第二放大器142的输出的控制信号S1-2，并控制控制信号a2、b2、c2、d2的脉宽。所有控制信号a1、b1、c1、d1、a2、b2、c2、d2都被输送到选择器145。选择器145包括选择端(SELECT)。在加到选择端(SELECT)的控制信号S4为低电平的情况下，选择器145选择并输出控制信号a1、b1、c1、d1。在加到选择端(SELECT)的控制信号S4为高电平的情况下，选择器145选择并输出控制信号a2、b2、c2、d2。
如前面所提，当因负载突变而使输出电压Vo突然下降时，控制信号S4被激励(变为高电平)。在正常状态下，选择器145选择控制信号a1、b1、c1、d1，而在负载突变状态下，选择器145选择控制信号a2、b2、c2、d2。与图1中所示的开关电源装置相同，在因负载突变而使输出电压Vo突然下降的情况下，可以迅速地从由负载突变所导致的输出电压Vo突然下降中恢复过来。
第二放大器142的增益可以高到对于包括主电路部分5和控制电路140的闭合回路的传送功能来说足以超过使输出电压Vo开始振荡的限制值。当第二放大器142以如此高的增益运作时，输出电压Vo最终将振荡。输送到选择器145的选择端(SELECT)的信号可以是控制信号S7、S12或S14，以及控制信号S4。
在使用根据输出电压Vo变化幅度分级产生的控制信号S16至S18的情况下，如在图13中所示的负载突变检测电路110中所使用的，根据分级产生的控制信号，最好配备至少三组放大器和PWM控制电路(在使用控制信号S16至S18的情况下配备四组)。
以下将说明迅速恢复输出电压Vo的另一种方法。
图16是适用于根据本发明开关电源装置的另一控制电路150的电路图。
如图16中所示，控制电路150包括第一放大器141、第二放大器142、选择器151、PWM控制电路31及绝缘电路32。
选择器151包括选择端(SELECT)。在加到选择端(SELECT)的控制信号S4为低电平的情况下，选择器151选择并向PWM控制电路31输送作为第一放大器141的输出的控制信号S1-1。在加到选择端(SELECT)的控制信号S4为高电平的情况下，选择器151选择并向PWM控制电路31输送作为第二放大器142的输出的控制信号S1-2。
控制电路150因此执行与前述控制电路140几乎相同的操作。
以下将说明迅速恢复输出电压Vo的另一种方法。
图17是适用于根据本发明开关电源装置的另一控制电路160的电路图。
如图17中所示，控制电路160包括放大器161、PWM控制电路162及绝缘电路32。
PWM控制电路162接收来自放大器161的控制信号S1，并相应地控制控制信号a、b、c、d的脉宽。不同于前述PWM控制电路31的是，PWM控制电路162包括第一控制端(MODE1)和第二控制端(MODE2)。控制信号S4加到第一控制端(MODE1)。控制信号S7加到第二控制端(MODE2)。当第一控制端(MODE1)被激励时，PWM控制电路162与控制信号a、b同步地激励控制信号c、d，而不管从放大器161提供的控制信号S1的电平，从而将主电路部分5中的整流器电路置于同步整流状态。当第二控制端(MODE2)被激励时，PWM控制电路162撤消控制信号c、d，而不管放大器161提供的控制信号S1的电平，从而停止主电路部分5中整流器电路的同步整流。
基本上，在第一控制端(MODE1)和第二控制端(MODE2)都未被激励的状态下(正常状态)，PWM控制电路162将主电路部分5中的整流器电路置于同步整流状态或停止同步整流。在PWM控制电路162将主电路部分5中的整流器电路置于同步整流状态的情况下，有可能消除基于设置在第一整流开关19和第二整流开关20中的体二极管(body diode)(未显示)的电压下降的损耗，而产生基于第一整流开关19和第二整流开关20的栅电容的再充电/放电的损耗。在PWM控制电路162停止同步整流的情况下，有可能消除基于第一整流开关19和第二整流开关20的栅电容的再充电/放电的损耗，而产生基于设置在第一整流开关19和第二整流开关20中的体二极管(未显示)的电压下降的损耗。从这点来看，主电路部分5中的整流器电路是被置于同步整流状态还是被置于操作停止状态是由输出电流Io的量决定的。在输出电流Io超过预定值的情况下，主电路部分5中的整流器电路被置于同步整流状态。在输出电流Io低于预定值的情况下，同步整流停止。
如前所述，当第一控制端(MODE1)被激励时，PWM控制电路162强制主电路部分5中的整流器电路进入同步整流状态。当第二控制端(MODE2)被激励时，PWM控制电路162强制主电路部分5中的整流器电路停止同步整流。此控制基于以下技术研究结果：被置于同步整流状态的整流器电路允许输出电压Vo更加迅速地上升，而停止同步整流允许输出电压Vo更加迅速地下降。
如前面所提，在输出电压Vo由于负载突变而突然下降的情况下，控制信号S4被激励(变为高电平)。当使用控制电路160时，当输出电压Vo突然下降时可以通过强制使主电路部分5上的整流器电路进入同步整流状态来迅速地从输出电压Vo的突然下降中恢复过来。如前所述，在输出电压Vo由于负载突变而突然上升的情况下，控制信号S7被激励(变为高电平)。当使用控制电路160时，当输出电压Vo突然上升时可以通过强制停止同步整流来迅速地从输出电压Vo的突然上升中恢复过来。
输送到PWM控制电路162的第一控制端(MODE1)的信号可以是控制信号S12以及控制信号S4。同样地，输送到PWM控制电路162的第二控制端(MODE2)的信号可以是控制信号S14以及控制信号S4。
虽然低通滤波器电路用作包含在根据前述每个实施例的开关电源装置的负载突变检测电路中的滤波器，但是，在本发明中，包含在负载突变检测电路中的滤波器不必一定是低通滤波器，只要设置适当的时间常数，这样的滤波器可以是图18中所示的高通滤波器。
虽然在根据前述每个实施例的开关电源装置中主电路部分5的初级侧电路使用了半桥型开关电路，而在其次级侧电路使用了倍流(current-doubler)型输出电路，但是，主电路部分5的初级侧电路和次级侧电路并不局限于此例，而也可以使用其他电路。
例如，作为适用于根据本发明的开关电源装置的替代初级侧电路，可以使用全桥型电路或推挽电路。作为适用于根据本发明的开关电源装置的另一次级侧电路，也可以使用正向型电路、中央抽头型电路或桥型电路。
虽然在根据前述每个实施例的开关电源装置中的主电路部分5包括变压器10、初级电路和次级电路，但在本发明中可以使用多个包括变压器、初级电路和次级电路的装置，其相位可以互相变换。
显然，本发明并不局限于前述各实施例，而可以在权利要求书中所定义的本发明范围内以多种方法进行修改。
例如，虽然在图8、10、12和13中所示的开关电源装置中，为了与作为运算放大器73的输出的控制信号S11的电平作比较而使用了通过将输出电压Vo分压而得到的电压Vo1至Vo5。但也可以使用预定参考电压。应当指出：在使用预定参考电压而不是电压Vo1至Vo5并且输出电压Vo的目标值被控制电路6改变的情况下，必须相应地改变参考电压的电平。
虽然输出电压Vo被直接输送到包含在控制电路6、130、140、150和160及可变放大器131中的每个放大器30、141、142、161的输入端，但也可以把与输出电压Vo关联的电压(例如通过使用包括多个电阻器的一系列元件把输出电压Vo分压所得到的电压)输送到这些输入端中的每一个输入端。
如前面所提到的，根据本发明，有可能迅速地从由负载突变所导致的输出电压Vo的突然下降和/或上升中恢复过来，这样配备的开关电源装置可以极大地改善瞬态响应。因此，根据本发明的开关电源装置，可以有效地防止作为负载的CPU或DSP在负载电流突变时出现的误动作。
根据本发明的开关电源装置，负载突变是通过监控输出电压Vo间接地检测到的，因而消除了当使用电阻器或电流互感器直接检测输出电流Io时可能发生的功率损耗或操作延时。因此，有可能提供适合于按照所谓遥感方法进行电压检测的开关电源装置，其中，开关电源装置的输出电容器21被安排在极靠近负载处并且在极靠近负载的地方检测输出电压Vo，所述负载设置在离开开关电源装置的主部件相对地较远的地方。