声音漫射发生器.pdf

反射器和电子系统通过根据数字序列产生时延来产生漫射路径。声音无源反射器在其表面中含有一系列井，以基于数字序列将声波变换成具有时间差的一系列声波。电信号变换系统基于数字序列将信号变换成具有时间差的一系列信号。这可以用于音频扬声器系统，其具有被布置为由电信号变换系统驱动的N×N阵列的扬声器，其中N为奇素数，在所述电信号变换系统中，所述信号变换成以所述信号为中心的一系列信号，所述一系列信号中的至少一个信号在时间上早于所述信号并且至少一个信号跟随所述信号，并且所述信号被布置为发送到N×N阵列中的中心扬声器。

权利要求书1.  一种换能器系统，包括： 具有多个换能器的表面，所述多个换能器以N×1或N×N矩阵进行布 置，其中N为奇素数；并且每个换能器通过放大器和信号时延模块进行驱 动，每个信号时延模块由如下关系决定： Ti,j＝[(i2+j2)rem N]*单位延迟。 2.  根据权利要求1所述的换能器系统，其中当换能器模块共享相同时 延时。每个换能器模块通过同一放大器和时延进行驱动。 3.  一种歧管系统，包括： 具有多个歧管的表面，所述多个歧管以N×1或N×N矩阵的阵列进行 布置，其中N为奇素数；并且每个歧管通过源和信号路径延伸延迟模块进 行驱动，每个信号路径延伸延迟模块由如下关系决定： Ti,j＝[(i2+j2)rem N]*单位延迟。 4.  一种公共广播系统，其包括根据权利要求3所述的歧管。 5.  一种布置在箱体中的扬声器，其中在所述箱体中，所述箱体的面板 结合有以随机奇素数序列间隔的弱线或强度增大的线。 6.  根据权利要求5所述的扬声器，其中在箱体面板中以随机奇素数序 列制成切口。 7.  根据权利要求5所述的扬声器，其中在圆形箱体面板中以随机奇素 数序列制成支撑物。 8.  一种扬声器纸盆，其结合有在所述纸盆中以随机奇素数序列分布的 弱线或强度增大的线。 9.  根据权利要求8所述的扬声器纸盆，其中支撑物被分散开。 10.  一种声学无源反射器，在其表面中结合有一系列的井，以基于数 字序列将声波变换成具有时间差的一系列声波。 11.  根据权利要求10所述的声学无源反射器，其中所述数字序列选自 二次剩余序列、巴克码、零自相关序列或互补序列。 12.  一种电信号变换系统，其基于数字序列将信号变换成具有时间差 的一系列信号。 13.  根据权利要求12所述的电信号变换系统，其中所述数字序列选自 二次剩余序列、巴克码、零自相关序列或互补序列。 14.  一种音频扬声器系统，具有被布置为由权利要求9或10所述的电 信号变换系统驱动的N×N阵列的扬声器，其中N为奇素数，在所述电信 号变换系统中，所述信号变换成以所述信号为中心的一系列信号，所述一 系列信号中的至少一个信号在时间上早于所述信号并且至少一个信号跟随 所述信号，并且所述信号被布置为发送到N×N阵列中的中心扬声器。 15.  根据权利要求14所述的扬声器，其中所述信号的位置可以移动到 所述阵列内的多个地点。 16.  一种布置的声音面板，其中在所述面板中材料结合有以随机奇素 数序列间隔的弱线或强度增大的线。 17.  根据权利要求16所述的面板，其中在所述面板中以随机奇素数序 列制成切口。 18.  根据权利要求16所述的面板，其包括圆形壳体，其中以随机奇素 数序列制造支撑物。

说明书声音漫射发生器
本申请是2011年10月20日提交的申请号为“201180051009.X”、发明 名称为“声音漫射发生器”的分案申请。
技术领域
本发明涉及一种声学装置，尤其涉及一种提供了在流体空间内生成漫 射波的模块的声学装置。具体而言，本发明涉及适于生成漫射波的扩音器 装置。
背景技术
提高扬声器的声效已经是多个专利涉及的主题。
英国专利841440公开了一种其中扬声器以梯形箱体排列的扬声器装 置。
美国专利4031318公开了一种覆盖全部音频范围的半全向扬声器阵列。 其包括可选反射器表面。
美国专利4800983试图通过提供位于扬声器斜前方的绕射迷宫来扩大 最佳听角。该装置使得被反射的能量从发声换能器射出并对生成的声场有 影响。
本发明的发明人的美国专利5764782公开了一种面对声源的声音反射 器。该反射器具有奇素数个井，这些井的深度根据二次剩余系列(quadratic  residue sequence)改变。
本发明的目在于改进美国专利5764782的反射器和发声方法。
发明内容
本发明假定理解听力生理学，并且漫射波的生成会提高声效。
漫射波是特征为时间幅值形状类似小波的信号分析函数。漫射波可以 用于实现多个信号分析结果。当漫射波用于分析数据时，其将找到数据中 的变化的边缘或点。漫射波的大小(scale)可以改变，从而其产生频谱内 容和其它特性的不同参数。可以利用不同大小的漫射波对同一数据进行分 析，并且将发现数据中的相同边缘或变化。因而，通过使用一组不同大小 的漫射波，可以分析数据集，并且将在所有大小的结果上均示出变化。变 化可以与不同大小的结果相关联，并且能够获得对解释具有高可信度的数 据。
漫射波的特性可以是其具有等于零的自相关结果。这意味着漫射波响 应的任意部分与漫射波响应的任意其他部分均没有相似之处。其随时间改 变而不具有基于时间的模式。如果能量能传递到或促使能量呈现零自相关 漫射波形，则其具有平频谱。如果能量具有任何自相关性，则其具有依赖 于频率的频谱。
本发明部分假设：当正确使用零自相关数字序列函数时发现该零自相 关数字序列函数产生能用于控制能量的空间传输的漫射波函数。当在扬声 器中使用时，在这种方法下进行空间传输能够呈现全向空间模式。可以将 具有零自相关并且以全向模式传输的信号描述为非常好的漫射能。这种信 号是唯一的，由于这种信号不具有相位。因此，该能量在空间域中为相位 相干的。
在能量的空间传输中，能够以一个大小或在最小和最大的壳体包封之 间无限量的大小来使用这些基于漫射波的函数。它们可用作容易理解的信 息的漫射载波，从而传输强度通过用于调节在空间环境内包含的功率的信 号进行控制。由于漫射过程，空间环境将包括处于平衡的稳态传输信号成 分。在该信号中包含的变化对于辐射到空间环境中的每个大小的漫射波函 数而言将是显而易见的。如果这些变化承载基于时间的信息，则空间环境 中的能量的每条空间路径将承载源信号的同一显而易见的时变信息。该漫 射时变信息将重新产生增强信号的大脑解释的源信号的三维空间图像。
本发明提供了一种声音装置，在一个实施例中该声音装置为美国专利 5764782中公开的反射器类型，其能够用于发射来自发声源的波。反射器包 括面对源的表面。表面沿表面的长度方向具有多个(N个)井，其中N为 奇素数。每个井的深度为Dn＝(n2rem N)*单位深度，(0<＝N<＝N-1)，井深度 由二次剩余序列来决定。正确使用QRS将产生具有零相关的漫射波响应。 因而，从源直接引导至反射器并且从反射器反射出的声能呈现漫射波响应。 在从反射器起的所有角方向上具有基本相等的声能，并且任意方向上的能 量被漫射并且用漫射波变换进行编码，这使得能够从一个反射器产生或在 多个反射器之间产生三维空间图像。通过来自源的球形波与从反射器的表 面到源的距离之间的变化来调整每个井的深度。
还通过来自源的球形波、源被入射到反射表面的角度、以及从反射器 的入射表面到源的有效修正距离之间的变化来调整每个井的深度。
还通过来自源的球形波、源被入射到反射表面的角度、以及由于反射 器的每个壁表面到源的界面周边的空间环境的流体中的局部阻抗变化导致 的角度的变形来调整每个井的深度。
每个井的深度为：Dn＝(n2rem N)*单位深度，这些井的深度由二次剩余 系列所决定，并且辐射源位于每个井末端或耦合在每个井末端处。
在另一方面，本发明提供了一种扬声器系统，其具有扬声器和高音用 扩音器，其中正确频谱响应的声音驱动器放置为在时间上与高音用扩音器 的声音中心对齐并且被布线成异相，其中所述高音用扩音器具有与其关联 的反射器，所述反射器具有以二次剩余序列布置的井，使得来自所述声音 驱动器的能量用于相位消除所述高音用扩音器的直接辐射能。该系统优选 具有在时间上对齐的低音用扩音器和高音用扩音器，其中所述高音用扩音 器作为反射器的源驱动器，其中所述反射器具有以二次剩余序列排列的井。 优选在本装置中使用的扬声器装配在箱体中，其中在箱体面板中，箱体面 板结合有弱线或强度增大的线，其中弱线或强度增大的线以随机素数比间 隔并产生反谐振的结节点。
在本发明的另一方面中，提供了一种不使用反射器产生漫射波的方法。
在本方面中，本发明提供了一种换能器系统，包括：
具有多个换能器的表面，所述多个换能器以N×1或N×N矩阵进行布 置，(其中N为奇素数)；并且每个换能器通过放大器和信号时延模块进行 驱动，每个信号时延模块由如下关系决定：
Ti,j＝[(i2+j2)rem N]*单位延迟。
本发明还提供了一种声音无源反射器，其在其表面中结合有一系列井， 以基于数字序列将声波变换成具有时间差的一系列声波。
在电子版本中，本发明提供了一种电信号变换系统，其基于数字序列 将信号变换成具有时间差的一系列信号。
优选地，在反射器或电子系统中使用的数字序列选自二次剩余序列、 巴克码、零自相关序列或互补序列。
在另一实施例中，本发明提供了一种音频扬声器系统，其具有被布置 为由电信号变换系统驱动的N×N阵列的扬声器，其中N为奇素数，在所 述电信号变换系统中，所述信号变换成以所述信号为中心的一系列信号， 所述一系列信号中的至少一个信号在时间上早于所述信号并且至少一个信 号跟随所述信号，并且所述信号被布置为发送到N×N阵列中的中心扬声 器。所述信号的位置在所述阵列内可以移动。
附图说明
图1是关于反射器的声源的透视图。
图2是沿着根据本发明的反射器沿的图1的截面3-3截取的截面图，根 据本发明的发射器在表面中具有井，其中井的深度由二次剩余序列决定。
图3是沿着图1的4-4或根据本发明的改进反射器的一个实施例的截面 图。
图4是具有一系列嵌套井的根据本发明的同一个反射器沿图1的3-3 截取的截面图，其中由二次剩余序列决定的每个嵌套井示出对源前方的球 形波的校正。
图5是沿图1的长度方向L或根据本发明的改进反射器的一个实施例 的纬度截面图，该实施例示出由于在界面周边到反射器的每个单独井表面 到源的空间环境的流体中的局部阻抗变化来从而对角度扭曲的校正。
图6是一个特定大小的漫射波函数的时间幅值响应。
图7是另一特定大小的漫射波函数的时间幅值响应。
图8是第一电信号和被编码有三个不同大小的漫射波函数的同一信号 的一系列时间幅值响应。
图9是图1的实施例的透视图，其中井底部为凸的。
图10是图1的实施例的透视图，其中井底部为凹的。
图11A是所示出的驱动器的布置的侧视图，从而使用替代驱动器来相 位消除从源驱动器进入聆听环境的直接频谱辐射。
图11B是所示出的驱动器的布置的侧视图，从而低音用扩音器容许辐 射的范围增加，以容许其相位消除从源驱动器进入聆听环境的直接频谱辐 射。
图12A是全范围驱动器装置的侧视图，并且反射器用于覆盖整个频谱。
图12B为同轴驱动器装置的侧视图，并且反射器用于覆盖整个频谱。
图13是图11B和图12B的装置的波特图表示，其中交叉带用于实现从 源驱动器到聆听环境对直接频谱辐射的控制。
图14是在表面中具有井的根据本发明的反射器沿图1的3-3截取的截 面图，其中井的深度由二次剩余序列决定，并且井的底部的位置和曲率被 调节为补偿跨过槽口的能量的急性到达。
图15A和图15B是在表面中具有井的根据本发明的反射器沿图1的3-3 截取的截面图，其中井的深度由二次剩余序列决定，并且井分离器鳍的顶 部在声学上具有凹槽以最小化从反射器前表面的反射。图15A示出底井的 内缘，并且图15B还示出外缘上的凹槽。
图16是电声实施例的示意图并且图16A示出平面图。
图17是替代电声实施例的示意图。
图18是歧管装置的截面图并且图18B示出歧管的前部的平面图。
图19是包括多个不同大小的漫射波的本发明的电声实施例的示意图。
图20是本发明所产生的效果的图示。
图21示出安装在大基板上的无源反射器。
图22示出电位交感共鸣板结合弱线的本发明的另一实施例。
图23示出电位交感共鸣柱结合加强元件的另一实施例。
图24和图25示出被成形为扬声器驱动器的移动纸盆(cone)的漫射阵 列模式。
图26和图27示出结合有强度线或弱线的扬声器驱动器的实施例。
具体实施方式
图1示出反射器10。在根据本发明的优选实施例中，将来自诸如扬声 器的源12的声能引导至反射器10，并且声能沿着从反射器10的平面14中 形成的一系列井16到聆听环境的长度方向L反射。每个井16沿长度L延 伸并且与长度L平行。二次剩余序列决定每个井16的深度。在从辐射方向 加上或减去1/2Pi(90°)角方向内，被反射的声能在从反射器10起的所有 角方向上具有基本上相等的声能。
参见图2，沿图1示出的20线3-3示出反射器10的截面图。反射器10 在平面14中具有不同深度D0,D1,…,DN-1的N个井16。图2中示出的反射 器在平面14中具有七个这种井16a-16g。通过应用数字序列来确定井16的 深度，以预先确定所辐射的声能的相邻元素之间的相位关系。即，井16的 不同深度调节元素，以校正相位差。
一个这种能够产生自相关等于零的漫射波响应的数字序列被称作二次 剩余序列(QRS)。QRS为全部元素长度等于任意奇素数N(例如1、3、5、 7、11、13、17、19、23、29…)的数列；N为表面14中的井16的数目。 各个元解由如下关系所确定。
Sn＝n2rem N(即，当从n2减去多个N时的最少非负求余结果)。
表1示出了从具有七个元素(即N＝7)的序列得出的QRS的解：
表1
元素数量(0<n<(N-1)) 元素编号的平方(n2) Snn2rem N 0 0 0rem7＝0 1 1 1rem7＝1 2 4 4rem7＝4 3 9 9rem7＝2 4 16 16rem7＝2 5 25 25rem7＝4 6 36 36rem7＝1 7 49 49rem7＝0 8 64 64rem7＝1 9 81 81rem7＝4
10 100 100rem7＝2 11 121 121rem7＝2 12 144 144rem7＝4 13 169 169rem7＝1
QFS的特性为该序列的任一个周期(N个相邻元素)可用于实现漫射 波功能。因而，该序列可以从任一个数字n或其分数开始，只要该编号n 或其分数决定了一个完整的序列周期，即，周期宽度中的Nw(其中w为 井宽)。如下表2从n＝4开始并且包括n＝10，即N＝7个元素。
表2

如下表3从n＝2开始并且包括n＝6，即N＝5个元素。解4、1、0、1、 4也嵌套出现在表2的解2、4、1、0、1、4、2内。QRS的特性是较小素 数的解也嵌套出现在较大素数内。
表3


如果对于任意N的一组解Sn不适于应用，则可以将常数加到每个解Sn并接着应用公式：Sn＝(Sn+a)rem N，其中a为常数。
因而，对于N＝7时的自然解0、1、4、2、2、4、1，可以例如将a＝3 加入每个Sn，并将解变为3、4、0、5、5、0、4。
图2的反射器10具有多个井16，这些井的深度为QRS的解乘以某些 单位深度。即，井0(16a)的深度为0，与井0(16a)紧邻的井1(16b) 的深度为1*单位深度；与井1(16b)紧邻的井2(16c)的深度为4*单位 深度等。期望当从源12辐射的声能的元素从具有井16的表面14反射过来 时，这些元素混合在远程空间中，以显示散射和散射波编码声场。名义上 在从辐射方向加上或减去Pi/2的角方向内，但是在实际上在更大范围内， QRS的“完美”解在从反射器10起的所有角方向上提供了相同声能。
聚焦的反射器的优选实用设计将在从反射器表面起38mm的距离处提 供声音中心。将井深度选择为8.15mm。因此，全部反射器深度为57.05mm。
在表4中示出何时选择1800hz的设计频率的典型QRD解和修改的聚 焦QRD解：
表4
元素 QRD的解 深度 径向误差 修改后深度 0 0 0mm 9.5mm 0mm 1 1 9.5mm 5.1mm 11.7mm 2 4 38.1mm 1.9mm 41.9mm 3 2 19.1mm 0.2mm 23.7mm 4 2 19.1mm 0.2mm 23.7mm 5 4 38.1mm 1.9mm 41.9mm 6 1 9.5mm 5.1mm 11.7mm
其它适合数列为在信号处理中使用的数列，例如巴克码、零自相关序 列或互补序列。
巴克码为N值为+1或-1的序列，
aj，其中j＝1,2,…,N
使得
| Σ j = 1 N - v a j a j + c | ≤ 1 ]]>
其中，所有1≤v＜N。
自相关为信号与其自身的交叉相关。简略地，其为观察结果之间的相 似性，作为它们之间的时间间隔的函数。其作为用于寻找重复模式的数学 工具，例如在噪声下隐藏的周期性信号的存在，或用于识别其谐频所隐含 的信号中的丢失的基频的工具。其常用于信号处理，以分析函数或一系列 值，例如时域信号。
互补序列(CS)源自所应用的数学并且是具有它们的异相非周期自相 关系数总计为零的有用特性的成对序列。二元互补序列首先由Marcel J.E. Golay在1949年引入。在1961-1962年，Golay给出用于构成长度为2N的 序列的某些方法，并且给出长度为10和26的补偿序列的示例。在1974年， R.J.Turyn给出用于从长度为m和n的序列构成长度为mn的序列的方法， 这允许构成形式为2N10K26M的任意长度的序列。
两个主要设计变量、单位深度和元素宽度决定反射器10有效的有用频 带宽。最低有用频率由各井深度所引入的路径量进行控制。最高有用频率 由井宽进行控制。
为了控制机械漫射波发生器的低频设计频率，单位深度被设定为等于 设计波长的1/N倍。例如，如果单位深度为10毫米并且N＝7，则由如下公 式来给出定设计波长：
X＝N×10毫米＝70毫米。
根据该公式，设计频率由如下公式来计算：
F＝c/λD
＝343/(70×10-3)
＝4.9kHz(或将当45度的反射角认为是额外路径长度时，为3.46kHz)。
已经观察到反射器10工作为λD/2。在低于设计频率处，井的尺寸变得 对源频率的相位不重要并且声学装置作为正常辐射体或平面反射器。反射 器有效的最高频率、截止频率由各井宽w或与设计频率的关系所决定。使 用之前的示例，如果井宽为10毫米，则由如下公式来给出截止频率：
λ＝w×2
＝20毫米。
因而，由如下公式来给出频率：
F＝c/λw
＝343/(20×10-3)
＝17.15kHz
限制高频效果的另一因素是序列不工作在设计频率的(N-1)倍频率处。 即，仍然使用上述示例的数量，
λhigh＝λD/(N-1)
λD＝70mm
因此
λhigh＝70mm/6
＝12.87mm
因而，
fhigh＝343/λD
＝343/12.67mm
＝29.4kHz(或将当45度的反射角认为是额外路径长度时，为 20.8kHz)
在该示例中，由2×w所决定的截止频率小于两个限制频率中的较低频 率，因而是实际高频截止点。因此，两个频率中的较低频率将是截止频率。
为了保证避免误差对漫射波函数的零自相关特性的干扰，极大聚焦和 校正补偿必须结合到设计中。在零自相关处，输出自身将不携带可能被观 察者接收器(例如人的聆听系统的接收器)理解的任何有意义的信息。如 图6所示，产生的漫射波函数为“静音”。然而，误差的公差非常小，从而 与理想的百分误差应在幅值或相位上小于3％。误差越大，则漫射波函数变 得更容易听到。其为我们期望在聆听空间环境中听到的驱动源信号的强度， 而不是漫射波函数。由于QRS使得宽范围频率在名义上有效，最重要的是 设计的有用频谱的较高端保持在低于3％的误差的标准。随着频谱变低，成 分波长增加，并且假设源空间起源在频谱域上仍为静态，则行程路径导致 的误差将变得相对不重要。某些扬声器驱动器示出了在非常高的频率处声 音中心的移动明显加速。在所说的10kHz以上，声音中心将开始向驱动器 的音圈快速移动。因而，为了在更低的频谱中发现更重要的通信频率的优 点，可以做出将反射器聚焦在10kHz和更低处的稳定声音中心位置上的决 定。
在图6中，可以使用特定大小的漫射波函数，以找到信号中的“边缘”。 在心理声学上，声学信号的边缘对其中包括的空间图像做出了标记。因此， 漫射波可以用于限定空间，或电声信号的三维声学图像。
根据本发明的反射器10假设来自源12的声能为平面波的形式。然而， 声学驱动器很少产生平面波。实际上，大多数声学驱动器，尤其是高音驱 动器，产生球面波或准球面波。因此，反射器10的平面14中的井16不是 实现来自大部分声学驱动器的零自相关(无声)声能辐射模式的最佳深度 (在3％的误差范围内)。
图3示出了当考虑不与反射器的表面垂直的路径时的反射器深度的虚 拟延伸。这些伸长的距离可以被结合有反射器的聚焦。
图4示出了根据本发明的声音反射器的另一实施例。为了使说明清楚， 放大了图4中示出的某些距离。沿线3-3的截面示出图1的反射器10的平 面14(在图3中由点画线所示出)。与图2的反射器一样，平面14具有不 同深度D0,D1,…,DN-1的N个井16。由图4中的虚线示出深度D0,D1,…, DN-1。对于N＝7，井16的深度由二次剩余序列的解来决定。
然而，根据本发明的反射器10校正了球面波18从源经过的距离和平 面波经过的距离之间的变化。图4中的实线示出校正后的井深度。
可以看出，对于除了与中心井16d相关的元素之外的任意元素，球面 波18的辐射元素经过的距离大于平面波前经过的距离。对于垂直入射波， 球面波的特定元素经过的距离为从源到表面的距离和相关井的深度的组 合。即，其中“r”表示从源到反射器的半径，并且dn为校正距离，球面波 元素经过的距离为：
其中平面波经过的距离为：
dist planar ( n ) = r + 2 * D n 1 , ]]>
在几何上，通过如下公式确定额外距离dn：
dn＝sqrt[r2+{[n-{N/2)]*w}2]-r
其中w为井深。
由于不能保证波前为纯球形并且源的“声音中心”在空间域和球面域 上是固定的，从而更可靠的替代是使用从来自一组延迟测量的得到的距离， 以表示参考波前抵达漫射表面14上的每个井元素的中心的时间。测量每个 元素的抵达时间。可以计算到达每个元素的抵达时间与到达诸如中心元素 的参考元素的抵达时间之间的时间差。当时间差与声速相关时，这些时间 差可以根据距离改变。当距离源的实际距离不恰好是理想波前所采用的路 径时这是有利的。
将声源从球面波改为线性波前在本发明的范围内。通过提供微电子机 械系统(mems)换能器元件的行排列在没有聚焦在空间上的点的正常QRD 上的线性波前，可以实现线性波前。为了使其工作，冲击波前必须是线性 的。因此，mems的阵列用于形成使得线性反射到反射器表面上的线性波前。
由于决定扩散器的物理特性的因素，仅井的相对深度和形状需要改变 以校正球面波和平面波之间的差。在平面井底部解中，相对于n＝0的井， 特定井的校正距离d’(n)为：
d , ( n ) = do - ( sqrt [ r 2 + { [ n - ( N / 2 ) ] * w ) 2 ] - r ) 2 ]]>
在图4中示出的实施例中，每个井的深度为D”加上校正距离为d”。 如图7所示，这将产生漫射波函数的一个特定大小。
图3示出图2的类似情况，但是其中入射角至少为比预先提过的角小 的锐角。可以使用相同公式，但是由于锐角拉长了整个设计，校正距离将 不同，从而看起来比初始要深。
在图7中，这个入射角将使得漫射波函数大小比图6中示出的初始情 况要长。类似地，在最小入射锐角和最大入射锐角之间可以具有无限数量 的解。因此，在由最小锐角入射波前设定的最大与最大锐角入射波前设定 的最大之间可以具有无限数量的可能大小的漫射波函数。
在特定入射角处，漫射波函数的一个非常独特大小将对所反射的能量 进行编码并且声能将进入非常独特的路径中的聆听环境。随着从源到反射 器的入射角的变化，具有反射器的深度大小的诱发变化，因此生成的漫射 波函数的大小变化。其效果是将最小入射角的全部锐角整合到最大入射角。 在图8中，由于源入射到反射器的三个抽样间隔入射角，用三个不同大小 的漫射波编码示出基于变化的信号的相同时间。
所编码的信号在图8中示出的每个路径上具有不同大小的漫射波。这 些路径彼此成一定角度，并且将在聆听环境内形成不同轨道。对任何单个 漫射波大小的作用是使得对源信号中的变化的检测在噪声中非常容易检测 到。其它路径信号可以考虑与路径相关的噪声。所有路径最终将发现到聆 听位置的方式，并且每个路径和反射将基于源信号的信号变化承载相同时 间。以此方式，信号中的变化的百分比将通过每个冲击到过聆听环境中的 聆听者的波前提高。
源的定时信息将会非常清楚，使得聆听者的感知系统将空间纬度归因 为房间中的感知图像。感知图像定位在扬声器的立体对之间的最小距离的 点处的时间＝0数据处。可以从源前方或源后方产生图像，从而可以从后方 聆听扬声器，从而它们作为远离聆听者的声音发射器。
当聆听位置位于立体扬声器位置的中心线的突轴处时，图像仍然在同 一源位置，就像聆听者直接放置在立体对前方的位置。当聆听者直接放置 在扬声器正上方时，图像仍旧似乎偏移到直接位于远离聆听位置的源之间 的声景(sound scape)。定时信息非常显而易见，从而大脑暗示听到真正源 信号和限定源空间位置的时变信息。因此，漫射波函数将声音设定为源信 号变化所限定而不是任意其它环境因素所限定的三维。内部元素相跳越表 现出无规性。表5示出N＝7时的解和连续元素之间的相对解跳越。周期中 的第第一元素被认为与周期中的最后一个元素相对。当元素具有比其原来 较小的解时，假设其移动通过N到达较小解。因而，在4和1之间的间隙 中，相邻解是4和8之间的相等间隙并且将N加入比较解。相对跳越是所 有数列元素数0、1、2、3、4、5以及6。然而，这些元素数是第一通过偶 数元素跳越，接着通过奇数元素跳越。这导致信号非常难以产生反馈条件。 QRD的拉普拉斯变换是1/N。因此，本发明将反馈降低了1/N。
表5

在系统中使用零自相关来重新激励声学空间具有使声音系统的活动复 制的优点。在现有技术中，打开的麦克风(使增益打开的麦克风)倾向于 反馈。反馈是使得声音复制系统供应和房间声学组合产生使得打开的麦克 风维持在幅值上逐渐增加直到接收到嚎叫声感觉位置的频率的足够能量的 条件。这是声音复制系统中的基本不稳定性。为了补偿现有技术，典型在 乐队与听众之间放置声音复制系统(PA)。
在本专利中描述的零自相关声音复制系统通过破坏需要维持反馈的声 学条件，稳定了到打开的麦克风的反馈路径。因此，其将稳定性再次引入 打开的麦克风声音复制系统。
声音复制的优点是：当问题反馈的阈值被去除时，操作者的技能会变 低。这容许发生自然声学仪器放大，而不必须使用诸如压电晶体的非自然 换能系统。这还意味着声音加强系统不再需要放在乐队前方，而是在听众 前面，以产生具有充分免疫力的声学反馈路径，从而保证反馈情况的管理 占优势。因而，声音加强系统现在可以在直接与观众互动并离观众更近的 乐队的后方。
因此，该技术可以用于公共广播系统或其他声学空间，该公共广播系 统或其他声学空间处理在本发明中公开的技术比修改建筑或使用其他构成 方案更简单。零自相关系统的反馈稳定性可以用于改进必须握住电话听筒 的耳机或移动电话的现有技术。所使用的这种典型方法是将耳朵靠近声音 复制源，从而所产生的声音不足以反馈到用户嘴巴附近的听筒上的打开的 麦克风。算法用于简化会话之处在于，当用户说话时，通过麦克风转换的 信号有意不通过用户耳朵扬声器复制。因而，反馈路径被损坏。这些算法 取决于他们预测哪个用户当前正在通话的能力。通过使用听筒或移动电话 的耳机中的零自相关扬声器，当零自相关扬声器将输入此装置所需的稳定 性时从而以这种改变的声学方法中工作时，用户将能够将听筒或移动电话 远离耳朵并打开耳机的音量。可能不再需要使用单一信号控制。
在提供对所反射的漫射波函数的大小的分布的控制的反射器表面下 方，井可能是非线性的。应注意，利用图1-4中示出的反射器，反射器将仍 提供最大反射能量的广角。
此外，如同在专利5764782中描述的，每个井的底面可以是凸面或凹 面。这些井在图9和图10中示出。
扬声器驱动器12优选相对于漫射表面14中的井的长度方向L成45度 角，并且在井的深度的平面中。当来自扬声器驱动器12的声辐射的方向相 对于漫射表面和井成这样一个角度时，与生成的漫射远场压力波的驱动器 干涉被最小化，并且特定段与远场之间的路径差被最大化。
此外，由于反射器实施例的目的是将声音从扬声器驱动器反射到反射 器表面上，并且将生成的声场反射到聆听环境中，从而对于从扬声器直接 到聆听环境中的辐射存在最小偏离路径非常重要。
因此，优选与扬声器一起使用尺寸较大的辐射表面来将近场能量直接 集中到反射器表面上的扬声器驱动器。即，具有非常广的声辐射模式的扬 声器驱动器可以实际上将声音直接辐射到聆听者，而不是首先进行反射器 的反射。这将使得频变相位消除并且还使此频带中的群延迟对齐混乱。
总是具有一些能量直接从高音用扩音器辐射到空间环境。本发明提供 了一种消除此能量的方式，从而仅漫射波能量在空间环境上占优势。图11A 示出正确频谱响应的女权扬声器(suffragette loudspeaker)64在时间上与高 音用扩音器60的声音中心对齐并异相布线。来自此女权扬声器64的能量 用于相位抵消仅离开漫射波编码声波的反射器源驱动器的直接辐射能。
由于大多数扬声器设计包括低音用扩音器和高音用扩音器，从而用户 能够使用交叉技术来消除来自漫射波函数驱动器的源的伪直接辐射。图11B 示出低音用扩音器65和源高音用扩音器60放置在声音中心队列中的优选 实施例。高音用扩音器60作为声学漫射波发生器反射器10的源驱动器。 由于高音用扩音器源的方向性，从而来自源高音用扩音器的直接能量的频 谱在频谱上有限制。因此，允许低音用扩音器的能量增加超过交叉频率到 相位抵消源高音用扩音器的直接能量的程度。这两个波前的组合的结果将 是低于交叉频率的单独低音用扩音器的频谱。被反射的漫射波函数能将填 充交叉频率上的其它频谱，在图13中示出为fcl。低音用扩音器跨过交叉带 的上限，在图13中示出为fch，并且高音用扩音器跨过交叉带的下限，在图 13中示出为fcl。
优选Fcl＝2500Hz，Fch＝5500Hz。
优选实施例名称为交叉带。该带的形状为来自如图13中示出的源高音 用扩音器的直接能量频谱的形状。
可以如图12A通过将反射器放置在宽带源驱动器67的顶部上，或通过 如图12B中将高音用扩音器60同心放置在低音用扩音器65内的同心驱动 器布置来解决这些交叉问题。通过这种方式，这两个驱动器进入反射器并 且受到波路径的相同反射。图12中的反射器部件的长度的重要性在于其能 够使非反射漫射能和反射漫射能之间的变换变得平滑。无源反射器的顶点 可以将软半径合并以使得来自此表面的衍射最小化。
本发明的另一实施例在于通过使用消除不期望的共振的支持箱体来提 高扬声器驱动器的声音性能。这能够通过在面板中引入以随机素数比序列 间隔的弱线或强度增大的线来实现，以在强线或弱线处产生振动的反谐振 节点。优选地，在箱体面板中以随机素数比序列制成切口。
图22示出了将切口结合到面板表面以提供弱线的扬声器箱体的背板。 使用诸如3、5、7的随机奇素数序列来间隔开切口。
图23示出了结合以11、3、7、3、5、3、7、3、5、7、3间隔并模制 的侧壁的一系列锥形强化肋条的扬声器驱动器的锥形圆柱。
表6
随机素数序列元素值 计算 针对圆周的解 11 ＝11/57x360度 69.5度 3 ＝3/57x360度 18.9度 7 ＝7/57x360度 44.2度 3 ＝3/57x360度 18.9度 5 ＝5/57x360度 31.7度 3 ＝3/57x360度 18.9度 7 ＝7/57x360度 44.2度 3 ＝3/57x360度 18.9度 5 ＝5/57x360度 31.7度 7 ＝7/57x360度 44.2度 3 ＝3/57x360度 18.9度 合计＝57 合计＝360度  
图26示出扬声器纸盆，其中纸盆具有以随机素数序列布置的强度增大 的线。图27示出扬声器纸盆，其中纸盆具有由随机素数序列决定的扇形放 射状布置的强度增大的线。
图26和图27示出结合了由随机素数序列决定的强线或弱线的扬声器 驱动器的实施例，如表4所列。图26示出放置在扬声器纸盆2601上的强 线的二维模式。纸盆通过按序固定到三脚架支撑体2603的辊环边2603保 持在恰当位置。三脚架支撑体具有允许驱动器固定到恰当位置的四个安装 孔2604。纸盆由发动机构2605进行驱动。
无论是否在车门中或车门板需要诸如扬声器的反谐振措施，这些实施 例是有用的。
图27示出扬声器纸盆2701上的径向强线2702。扬声器纸盆通过按序 固定到三脚架结构2704的辊环边2703保持在恰当位置。三脚架结构2704 具有允许驱动器固定到恰当位置的四个安装孔3705。纸盆2701由通过三脚 架结构2704保持在恰当位置的发动机构2706进行驱动。
对于无源反射器实施例，扬声器驱动器后方的挡板可能会导致更多能 量反射到反射表面上，从而保证更好的全声从反射器设备输出。
图21示出根据本发明的无源反射器实施例，其具有大底板兼作使得声 能被强迫到反射器设备上接着进入聆听空间的挡板。
美国专利5764782描述了可用于本发明的扬声器的矩阵。参见美国专 利5764782的图6A和图6B，更容易设计为在通过改变匹配驱动元件的阵 列的配置来实现QRS引入的漫射波函数中的控制误差。图6A示出5个辐 射驱动器32a-323的一维群39的平面图。图6B以截面的形式示出图6A的 实施例。通过N＝5时的二次剩余系列的解来确定扬声器驱动器单元的各缩 回深度。当单位深度等于75mm时，在如下表7中列出这些解。
表7低频二次剩余系列驱动器阵列的解

图6B(USA专利5764782)的扬声器驱动器32b、32c、32d、32e的每 一个驱动由于空气柱导致的小负载，有效地对驱动器进行质量加载。由于 扬声器驱动器32a安装为与表面齐平，从而其不受到额外的质量加载效应。 质量加载使得所加载的驱动器在谐振频率和敏感性上均受到变化。无论驱 动器串联布线或并联布线，谐振频率的变化使得在驱动器电负载上大为不 同。敏感性的变化将使得由于序列元素之间的幅值变化导致二次剩余系列 颤抖。
为了补偿空气加载，可以将额外机械质量加入每个单独扬声器驱动器， 使得无论来自空气柱、增加的机械质量或这两者的组合，每个扬声器驱动 器32a-32e均具有相同质量加载。因而，驱动器谐振频率将相同，从而它们 能够串联布线或并联布线，并且每个二次剩余系列元素的敏感性将相同。
可以通过计算每个井中的空气的密度和体积或质量加载驱动器的谐振 频率的偏移，来计算空气柱的有效质量。
在本发明中，图14示出图4的反射器，但是进行了修改以补偿能量的 急性到达跨过槽口。源发出具有抵达反射器的前表面的普通球形波前18的 普通球形波前22。在最远凹槽998的情况下，抵达槽内缘的能量具有半径 R1并且抵达槽最外缘的能量具有半径R2。在一个实施例中，槽底部是从外 缘到内缘的线性纸盆，其中外缘在外侧比在内侧上高了(R2-R1)/2的距离 999。由于内部能量进入槽并且反射回去，这将导致内部能量比外部能量经 过远R2-R1的距离。因而，撞击槽的通常球形能量应以通常平面的波前传 播出槽。该附加校正将补偿跨过槽宽的能量的急性到达。在本实例中，槽 底部是线性锥形，但是在优选实施例中，其为凹锥形，以精确地补偿撞击 在反射器前部的波前的凹形。在此优选实施例中，跨过槽宽，在从内缘到 跨过被补偿的槽的点的抵达能量距离的差的正好一半处，底部是锥形。
图15A示出图4的优选实施例，包括凹槽具有顶部1000以最小化来自 槽口1002的声反射的反射器截面1001
图15B示出图15A的相同实施例，但是外缘200也凹陷以最小化来自 这些边缘的衍射。
参见图18，示出歧管系统400的视图，该歧管系统400被分离器420 分成多个并列截面，通过使用QRS和辐射到流体或真空空间环境的阵列405 的并列截面的末端来确定并列截面410和411的长度。在本实施例中，对 于N＝3的阵列，序列从n＝2开始，元素偏移为2并且持续一整个周期，n＝3 个元素，在n＝4处结束。QRS的最终解是0、2、0并且并列截面411正好 比最短并列截面410长了多个单位深度。并列截面的间隔通过w、歧管的 直径以及内部阵列元素所限制的最短波长所控制。以此方式，由于对辐射 或感应歧管阵列405的较少贡献被最小化，损失导致在耦合到歧管的系统 内的流体介质上的背压降低，或提供扩散进入歧管所辐射到的流体或真空 空间环境。这种歧管可用于压缩驱动器和天花板扬声器，或作为一般高音 用扩音器或包围的驱动器装置。
图16A示出包括以7×7矩阵布置的49个单个驱动器的平面图像帧型 扬声器阵列。所有驱动器安装在前表面上。
图16、17以及19示出产生与上述无源反射器产生相同效果的有源系 统。代替使用产生时延序列的反射器，时延被以电子方式引入。
图16示出3×1个QRS扬声器阵列的替代实施例。在此实施例中，驱 动器800、801、802均放置在同一表面上，例如在现有技术中已知的传统 扬声器壳体。然而，每个驱动器800、801、802通过各放大器803、804、 805轮流驱动，每个放大器具有与驱动器要求的功率匹配的功率P。尽管功 率匹配是优选的，然而在本申请中这并不是关键的。输入在本实施例中是 注入到输入806处的信号。其馈送两条信号路径。第一条路径为进入放大 器803的直接路径，其中放大器803为用于QRS序列的0元素的放大器。 第二条路径为轮流馈送放大器804和805的可变或固定延迟模块808。可变 或固定延迟808可以被用户设定为选择延迟时间的漫射控制807进行驱动。 延迟时间被选择为表示如果其为上述反射器的无源阵列则将会选择的相同 距离。
此外，通过具有可变控制，从而能够使用漫射拨号控制807来限制漫 射的较低设计频率。当漫射拨号807被设定为0秒延迟时，三路驱动器阵 列的操作与现有技术类似。当经由漫射拨号807增加延迟时，则三路阵列 开始作为具有本发明上述内部驱动器距离所设定的较高频率限制和较低频 率限制的漫射阵列，其中较低频率限制由作为具有根据在使此阵列操作的 空气中或液体中的声速之间的关系由可变或固定延迟模块808中的绝对延 迟时间所设定，并且延迟时间表示的等同物理距离等于在本实施例上文描 述的一个单位深度d。可以使用N>3的QRS序列，其中更多可变或固定延 迟模块808用于实现多个单位深度d处的时延，以实现等同单位深度序列 元素数量，来驱动特定驱动器。类似地，可以使用二维阵列。
在图17中，示出如同在图16中描述的优选实施例。在本实施例中， 代替如图16所示使用两个放大器804和805来驱动驱动器801和802，使 用具有两倍功率2P的单个放大器850来驱动驱动器801和802。这可以实 现为分配了相同元素数的两个驱动器801和802，因此可由同一延迟信号所 驱动。该实施例省去所需分立放大器数。同时，优选放大器850的功率为 放大器803的功率的两倍，这是由于放大器850的负载也为放大器803的 两倍，而这对本发明并不是关键性的。在较高次序阵列或二维阵列中，该 方法可以明显降低所需分立放大器数。分配了相同元素的较高次序阵列的 每个元素可由一个延迟和放大器进行驱动。放大器功率优选的大小为反射 多个驱动器的组合负载。
图19示意性示出以QRD结构配置的驱动器的7×7个阵列的DSP控 制。该结构涉及串联、并联或这两者组合的通用元素解驱动器的布线。
参见图19，示出7×7个QRS有源扬声器阵列的替代实施例。通过将 放大器1911、1912、1913、1914、1915、1916以及1917求和，来驱动扬 声器1901(1个关闭)、1902(8个关闭)、1903(8个关闭)、1904(8个关 闭)、1905(8个关闭)、1906(8个关闭)以及1907(8个关闭)。
在本实施例中，数字信号处理用于模拟4个不同大小的漫射波。输入 信号1941馈送到4个滤波器1931、1932、1933以及1934。每个滤波器是 带通的并且仅允许特定频率通过。
延迟集1921引入单位时延“延迟x”。这将导致与x比例因子相关的漫 射波的特定大小。
延迟集1922引入单位时延“延迟y”。这将导致与y比例因子相关的漫 射波的特定大小。
延迟集1923引入单位时延“延迟z”。这将导致与z比例因子相关的漫 射波的特定大小。
延迟集1924引入单位时延“延迟t”。这将导致与t比例因子相关的漫 射波的特定大小。
从4个滤波器1931、1932、1933以及1934输出的干信号被馈送到求 和滤波器1911。这接着驱动扬声器1901。
从由滤波器组1931、1932、1933以及1934驱动的延迟集1921、1922、 1923、1923输出的第一个延迟节拍被馈送到求和放大器1912。其接着驱动 扬声器1902。
从由滤波器组1931、1932、1933以及1934驱动的延迟集1921、1922、 1923、1923输出的第二个延迟节拍被馈送到求和滤波器1913。其接着驱动 扬声器1903。
从由滤波器组1931、1932、1933以及1934驱动的延迟集1921、1922、 1923、1923输出的第三个延迟节拍被馈送到求和滤波器1914。其接着驱动 扬声器1904。
从由滤波器组1931、1932、1933以及1934驱动的延迟集1921、1922、 1923、1923输出的第四个延迟节拍被馈送到求和滤波器1915。其接着驱动 扬声器1905。
从由滤波器组1931、1932、1933以及1934驱动的延迟集1921、1922、 1923、1923输出的第五个延迟节拍被馈送到求和滤波器1916。其接着驱动 扬声器1906。
从由滤波器组1931、1932、1933以及1934驱动的延迟集1921、1922、 1923、1923输出的第六个延迟节拍被馈送到求和滤波器1917。其接着驱动 扬声器1907。
求和放大器1911、1912、1913、1914、1915、1916以及1917合计与 由滤波器组生成的4个频带相关的唯一大小的时延信号，以产生4组不同 大小的漫射波，形成7×7个有源扬声器阵列中的一个输入信号1941。
此实施例将不同大小的应用模拟成音频频谱中的不同边界带(兹维克 尔带)。在表8中示出可能的4个频带：
表8
滤波器 步调带 单位延时 滤波器1 20Hz to 400Hz 1.25毫秒 滤波器2 400Hz to 770Hz 650微秒 滤波器3 770Hz to 1270Hz 394微秒 滤波器4 1270Hz to 2320Hz 216微秒
图20示出了时变信号的概念图并且沿其路径按相对时间排序。表7示 出名义上的时间。
表7示出图2的时变信号在表中与QRD的解n接着是距离的映射。在 此表中，阵列中的驱动器之间的步长和重复距离是70mm。设计的波长将是 7×2×w＝980mm。这相当于350Hz的设计频率。该距离为通过平板2维阵 列中的数字信号处理(DSP)所引入的相同时延。
表9
  n 距离   最远的过去 0 -420mm -1224微秒 过去 1 -280mm -816微秒 接近过去 2 -140mm -408微秒 当前 3 0mm 0微秒 接近的将来 4 140mm 408微秒 将来 5 280mm 816微秒 最远的将来 6 420mm 1224微秒
表10是在7×7阵列扬声器的每个元素处，与基于数字处理表10中示 出的距离导致的延迟的时间分离模式的信号时间相关性的表示。
表10-映射到2维漫射7×7阵列的历史信号。


在表10中，我们看到在其中心感知到“当前”信号。“当前”信号被 相对将来的信号所环绕接着外面是一圈相对过去的信号等。通过操作阵列 偏移和元素偏移，我们在阵列中心布置了3个元素。
由于在概念上不可能存在将来的信号，从而相对于从这种阵列产生的 小波漫射波的中心，人类感知系统宁愿分配历史上感知的当前信号。
一个优选实施例使用70mm宽的扬声器，高频限制是2500Hz，当N＝7 时，低频限制是190Hz。单位时延是140mm或408微秒。
当使用23mm宽的扬声器时，高频限制是7500Hz，当N＝7时，低频限 制是580Hz。单位时延是46mm或134微秒。
因此，在任何时间处，漫射阵列在聆听空间中具有感知到的当前、最 近的过去、最近的将来信号的各方会话。这些信号激励漫射阵列中的空间， 从而它们与重新激励空间相对不相关。然而，给定感知到的当前、将来和 历史信号的周边内容，聆听者现在可以建构信号空间声音在信号中做出的 周边图像。这给予了聆听者感知所记录的空间声音的能力，而没有声音污 染所经历的声音的聆听空间。
所感知的当前信号的分配是运行的最近信号之后的任意点(最远将经 过的)。阵列、小波的暂态响应在其响应的中间具有时间＝0的属性。以此方 式，在此数学小波函数中，我们将“当前”分配给时间＝0。
图24和图25示出形状为扬声器驱动器的移动纸盆的漫射阵列模式。 图24示出3×3阵列高音用扩音器，其中移动纸盆2401的形状为高塔体阵 列，其中中心塔体具有最高的高度。环绕中心塔体的是高度为中心塔体一 半的4个塔体。这些塔体位于对剩余4个元素提供表面的基底上。纸盆2401 耦合到辊环边2402接着将纸盆2401固定到遮光板2403。遮光板2403具有 四个安装孔2404，这四个安装孔2404允许这个高音用扩音器固定到扬声器 壳体或设备。高音用扩音器合并了在垂直方向驱动此锥形结构的电机元件。 在3×3阵列中存在的九个表面满足QRD的时间对齐需求。
图25示出形状为具有在前表面处为0的中心元素的移动纸盆2501。相 邻元素形成为7×7井阵列的井。这些井的底部被设定为深度由QRD的解 所决定。移动纸盆2501耦合到辊环边2502接着固定到三脚架结构2503。 三脚架结构2503还支撑驱动移动纸盆2501的垂直运动的电机元件2504。 三脚架结构2503具有八个安装孔2505，这八个安装孔2505用于将驱动器 安装到扬声器壳体或设备。
已经参考特定实施例描述了本发明。对本领域技术人员显而易见的是， 可以做出各种修改并且可以使用其它实施例，而不脱离本发明的较大范围。 例如，在本发明中可以使用零自相关序列或实现相关序列元件时延的替代 形式。因此，本发明覆盖了对特定实施例的这些和其它改变。