盘装置和盘再现方法 【技术领域】
本发明涉及一种再现记录在盘上的信息的盘装置，并且更特别的涉及一种盘装置，当盘上出现故障时其可以防止进行错误的再现操作，并且本发明也涉及一种盘再现方法。
背景技术
近些年已经开始广泛使用诸如DVD(数字通用盘)的光盘记录和再现设备，并且已经开发和在实际中使用了各种类型的设备。
特别是高密度记录已经在光学记录和再现领域得到了迅速的发展，并且线性记录密度已经大大地增加了。而且，随着激光波长变得越来越短，并且透镜孔径变得越来越大，由于倾斜(tilting)而产生的再现信号质量的恶化就变得越来越明显。为了处理这一问题，在许多情况下开始应用PRML(部分响应最大似然)信号处理方法。该方法适合于光盘装置。通过PRML信号处理方法，即使在光盘上记录高密度的信息，所得到的信号质量也要比通过常规水平的片段(slice)方法得到的质量更高。因此PRML信号处理方法极有可能会应用于为HD图像记录设计的下一代光盘。
另一方面，由于光盘装置所要处理的对象是可移动磁盘，不同于硬盘装置，即使是从上面具有灰尘、污染或指纹或具有诸如划伤之类故障的盘上再现，也期望可以得到稳定的信号再现。如果出现故障，受到干扰地信号就不能正确的再现，并且不利的影响保留在对再现信号的控制值进行管理的滤波器中。因此，即使恢复了故障之后，在某一时间段上也会从正常的数据产生异常数据。针对故障采取措施对于根据PRML方法进行高密度记录和再现的光盘装置是很重要的。
专利文献1(KOKAI日本专利公开No.2003-157528)公开了一种通过监视每一RF信号的幅度水平检测故障的方法。在该方法中，每一RF信号的包络检测结果用于检测每一RF信号幅度的变化，因为当故障出现时所反射的激光量会发生变化。作为一种应付故障的措施，保持在紧邻该故障检测之前获得的每一信号处理部分的控制值，从而限制了故障对再现操作的影响。
专利文献2(KOKOKU日本专利公开1-50992)也公开了这样一种方法。
根据上述专利文献中公开的现有技术，当从RF信号的包络中检测到故障时，保持在紧邻故障检测之前获得的每一信号处理部分的控制值，从而限制了故障对再现操作的影响。然而通过这种方法，没有考虑诸如在故障检测器中的检测延迟之类的问题。更具体的，由于在故障被检测到之前产生了延迟，紧邻该故障检测之前的控制值可能是在该故障出现期间产生的控制值，因此可能不适于作为用以在故障恢复期间和紧接着在故障恢复之后获得高质量的信号再现的控制值的保持值。例如，如果从盘内围获得的保持的控制值表示安全量，那么该控制值就不适合用于盘的外围，因为该信息已经过时，并且在该盘上会产生面内(in-plane)变化。
【发明内容】
考虑到上述各种情况，本发明想要提供一种盘装置，其在正常操作期间不断存储处理信号，并在读取该盘出现故障时使用该处理信号，从而避免故障的不利影响。本发明还提供一种盘再现方法。
一种盘装置，其特征在于包括：读取部分，用于读取盘反射的光线，并根据该读取的反射光线输出读信号；处理部分，用于从该读信号计算调整值，根据该调整值对读信号进行预定的处理，并输出处理信号；检测部分，用于根据该读信号检测读取部分中的读取故障；确定部分，用于确定从该处理部分输出的处理信号的信号质量；存储部分，用于根据从该确定部分输出的结果，在存储器区域中存储由处理部分计算的调整值；和控制器，用于在检测部分检测到读取故障时执行控制，使得从存储部分读出调整值并将该调整值提供给处理部分。
根据本发明的盘装置在某一时间段上在专门提供的存储器中存储和更新每一信号处理部分(或者在滤波器的触发器电路中)的控制和调整值，同时可以进行高质量的信号再现而不会在读取中出现故障。当检测到故障时，使用并保持所存储的控制值，并且在故障恢复之后释放所述控制值保持。与常规的盘装置不同的是，根据本发明的该盘装置并不是在检测到故障时保持处理信号的值。在检测到故障时的控制值已经包含故障成分，并且不可能是在控制操作中所要使用的正确值。
在根据本发明的盘装置中，将在读取中没有故障时所获得的控制值存储在适当的存储器区域中。更具体的，通过帧同步信号给出每一控制值。例如，将对应于前一帧的帧同步信号的控制值替换对应于在故障检测时的帧同步信号的控制值。根据设定，可以使用在故障检测时的帧之前的3帧或10帧的帧控制值，而不是前一帧的控制值。通过这种方式，可以将所存储的对应于在最优定时中的帧同步信号的控制值替换对应于故障检测时的帧同步信号的控制值。因此，总是使用没有受到故障任何影响的控制值。于是，根据本发明的盘装置受到故障的影响较少，并且通过本发明的盘再现方法可以将故障的不利影响最小化。
【附图说明】
图1的结构图描述了根据本发明的光盘装置的范例结构；
图2的结构图描述了根据本发明的光盘装置的增益偏移误差检测部分的范例结构；
图3的结构图描述了根据本发明的光盘装置的负荷调整部分的范例结构；
图4的结构图描述了根据本发明的光盘装置的非对称调整部分的范例结构；
图5的结构图描述了根据本发明的光盘装置的FIR滤波器的范例结构；
图6的结构图描述了根据本发明的光盘装置的抽头系数控制部分的范例结构；
图7的范例描述了需要通过根据本发明的光盘装置进行再现的光盘的帧同步信号；
图8的结构图描述了根据本发明的光盘装置的另一范例结构；
图9的范例说明了根据本发明的光盘装置的DFM与DFM控制器之间的关系；
图10所示为根据本发明的光盘装置的故障检测器的范例结构；
图11所示的曲线图表示在根据本发明的光盘装置中的偏移控制操作中的切换过程；
图12所示的曲线图表示根据本发明的光盘装置的FIR滤波器的中心抽头系数的变化；
图13的流程图为通过根据本发明的光盘装置对故障所执行的操作；和
图14的流程图为通过根据本发明的光盘装置对故障所执行的另一操作。
【具体实施方式】
下面是参照附图对本发明的实施例进行的详细描述。图1的结构图是根据本发明的光盘装置的范例结构。图2的结构图是根据本发明的光盘装置的增益偏移误差检测部分的范例结构。图3的结构是根据本发明的光盘装置的负荷调整部分的范例结构。图4的结构图是根据本发明的光盘装置的非对称调整部分的范例结构。图5的结构图是根据本发明的光盘装置的FIR滤波器的范例结构。图6的结构图是根据本发明的光盘装置的抽头系数控制部分的范例结构。图7的范例描述了需要使用根据本发明的光盘装置进行再现的光盘的帧同步信号。图8的结构图是根据本发明的光盘装置的另一范例结构。图9的范例是根据本发明的光盘装置的DFM与DFM控制器之间的关系。图10所示为根据本发明的光盘装置的故障检测器的范例结构。
下面参照附图，以光盘装置作为根据本发明的盘装置进行详细描述。根据本发明的光盘装置包括：PUH(拾取头)11，其使用激光照射再现或记录盘D，诸如DVD(数字通用盘)，并读取反射的光线；前置放大器12，其放大作为读信号的微弱的模拟电子信号；预波形均衡器13，其对放大后的信号波形进行整流；和增益偏移调整部分14，其对每一整流后的信号的增益和偏移进行调整。该光盘装置进一步包括：A-D转换器(ADC)15，其将模拟信号转换为数字信号；增益偏移误差检测部分16，其接收A-D转换器15的输出；和D-A转换器(DAC)17，其获取从误差转换的数字信号，并将该数字信号返回到增益偏移调整部分14。根据本发明的光盘装置进一步包括：负荷(duty)调整部分18，其对增益偏移调整部分14的输出的占空比(dutyratio)进行调整；非对称调整部分19，其进行非对称调整；和FIR滤波器20，其连接着非对称调整部分19。在该光盘装置中，维特比解码器2l进行维特比解码。理想信号/误差信号计算器22然后从维特比解码器21的输出计算均衡误差信号，并将该误差信号提供给抽头系数控制部分23。该抽头系数控制部分23从该非对称调整部分19的输出和该误差信号计算提供给FIR滤波器20的抽头系数。该光盘装置进一步包括：相位比较器24和频率检测器25，以形成PLL(锁相环)和接收ADC 15的输出；环路滤波器26，其接收相位比较器24和频率检测器25的输出；以及VCO 27(压控振荡器)，其从环路滤波器26的输出产生信号。该光盘装置进一步包括：ECC处理器41，其对从同步解调器部分28接收到的输出进行误差校正；MPEG编码器解码器42，其对ECC处理器41的输出信号进行MPEG解码，并且在记录时进行编码；I/F部分43，其从外部装置接收信号或输出信号到外部装置；以及调制部分44，其在记录时进行信号调制。
根据本发明的光盘装置进一步包括：故障检测器30，其连接着ADC 15，以进行故障处理，这是本发明的一个特征；DMF控制器31，其实际上根据故障检测器30的输出进行故障处理；和DMF(故障管理存储器)32-36，其存储调整值，并然后在DMF控制器31的控制下读取和使用该调整值。
在图8所示的根据本发明的光盘装置中，将误差信号E从理想信号/误差信号计算器22提供给DFM控制器31。如图9中所示，当存储在每一信号处理部分(包括增益偏移误差检测部分16、负荷调整部分18、非对称调整部分19、抽头系数控制部分23和环路滤波器26)中的滤波器70中的控制值和调整值被故障干扰时，在DFM控制器31和DFM32-36的控制下提供位于几帧前的一帧的控制值和调整值。
基本操作
根据本发明的具有上述结构的光盘装置通过下面的方式进行光盘再现操作。
首先使用PUH(拾取头)11将记录在光盘D上的信息再现为微弱的模拟电子信号。通过前置放大器12将该模拟信号放大到足够高的电平作为RF信号，并通过预波形均衡器13将该放大信号的高频成分提升到一定的电平。为了除去DC成分，然后该RF信号通过大约1kHz的高通滤波器(HPF)。
然后通过模拟增益偏移调整部分14调整放大电平和RF信号的偏移值，使得该RF信号能够充满ADC(模拟数字转换器)15的动态范围。增益偏移误差检测部分16位于ADC 15之后，由其通过数字处理检测该增益调整值和偏移调整值，并然后通过DAC 17将这些调整值传输到增益偏移调整部分14。
在特定范例结构的增益偏移误差检测部分16中，如图2中所示，对RF信号进行包络检测，并使用该RF信号的峰值和底值(bottom)进行计算。在图2中，增益偏移误差检测部分16包括：接收RF信号的峰值检测器50和底值检测器51；与底值检测器51连接的目标RF幅度部分52；以及接收每一信号的偏移调整低通滤波器53和增益控制低通滤波器54。偏移调整低通滤波器53包括具有预定的放大比率K的放大器59和触发器(flip-flop)电路60。增益控制低通滤波器54也包括具有预定的放大比率K的放大器59和触发器电路60。
图10所示为故障检测器30的具体的范例结构。如图10中所示，该故障检测器30包括：接收RF信号的峰值检测器50和底值检测器51；绝对值计算部分81和82，其分别连接着峰值检测器50和底值检测器51；比较器86，其连接着峰值检测器50，并将其与黑点阈值83进行比较，以检测黑点；定时器87；另一比较器86，其也连接着峰值检测器50，并将其与亮点阈值84进行比较，以检测亮点(亮度故障)；另一定时器87；还有另一比较器86，其连接着峰值检测器50，并将其与PP(峰到峰)阈值85进行比较，以检细微的幅度故障；以及还有另一个定时器87。
该增益偏移误差检测部分16使用峰值和底值的和信号作为偏移误差信号，并使用峰值和底值的差信号作为增益误差信号。通过初级滤波器(低通滤波器)控制该偏移误差信号和增益误差信号。由于该增益偏移误差检测部分16在操作上是一个积分器，控制值保持在每一滤波器的触发器电路60中。当将故障时读取的读信号输入到电路中时，包络检测中的峰值和底值变得与理想值之间的差别非常大，结果每一滤波器中的调整值就被严重打乱。
接着，负荷调整部分18从RF信号中删除编码偏移成分。由于增益偏移调整部分14的基本目标是使RF信号保持在动态范围中，当RF信号中包含有非对称成分时，就会在所调整的偏移电平与最优偏移电平之间产生差信号。因此，负荷调整部分18以这样一种方式执行调整，使得RF信号成分的占空比变得一致。在这种占空比调整中，在负荷检测器55之后使用负荷调整低通滤波器56，如图3所示。由于调整值保持在滤波器中，它受到故障的不利影响。
然后将具有按照编码调整的偏移值的RF信号输入到非对称调整部分19中，以补偿非对称成分。非对称调整部分19可以从区域比率等中检测RF放大的垂直非对称，并然后进行非对称乘法以对非对称成分进行补偿。类似于负荷调整部分18，非对称调整部分19在平均值检测器57之后具有非对称调整低通滤波器58，如图4所示。该滤波器的调整值受到故障的不利影响。
在对RF信号进行增益调整、偏移调整和非对称调整之后，通过FIR(有限冲激响应)滤波器20对其进行自适应均衡，以便将RF信号PR均衡为所需的PR类。图5示出了FIR滤波器20的范例结构。
如图5中所示，根据输入再现信号从该抽头系数控制部分23中产生9个抽头系数。作为抽头系数的产生方法，例如通常使用如图6中所示的自适应学习方法，称为LMS(最小均方)算法。
在图6中延迟电路接收每一RF信号，并使用误差信号和算术部分64进行算术运算。将这里所得到的值提供给每一对应的滤波器61。每一滤波器61具有触发器电路62和放大器63。
根据该学习方法，理想信号/误差信号计算器22从维特比解码器21的输出结果产生关于目标均衡特征的均衡误差信号。该抽头系数控制部分23对抽头系数进行更新，使得均衡误差信号的平方的平均值最小。于是，可以得到理想的均衡特征。在IEICE(the Institute ofElectronics，Information and Communications Engineering)Transactions，Vol.81，No.5，第497-505页，1998年5月中具体描述了使用LMS算法的自适应学习方法。
故障的影响
如从图6中可见，抽头系数控制部分23是学习电路，其在内部的触发器电路中保持着过去的学习结果，类似于在负荷调整部分18中使用的通过初级低通滤波器形成的积分补偿器。当由于故障，异常均衡误差信号输入到该区域中时，学习不是按照预期的方向进行，或者甚至有可能分散，并且再也不能恢复。
接着将PR均衡的RF信号输入到根据目标PR类型进行解调的最优解调器中。这里，输入到维特比解码器21中的数据被解调为二进制数据。根据该目标PR类型，维特比解码器21根据故意添加的代码的相关规则计算概率，并于是再现最有可能的序列。例如，如果FIR滤波器20将再现的波形均衡到PR(1221)特征，该维特比解码器21从所有满足PR(1221)特征的序列中选择与均衡信号的采样序列具有最小差值的序列。维特比解码器21然后输出对应于所选序列的解调数据。通过PRML方法，不是仅仅对一个采样值、而是对多个采样值进行解调。相应地，可以获得对信号恶化成分的较高抵抗能力，而不会在采样值之间产生任何相关。
将该解调的二进制数据输入到同步解调器部分28。在DVD或现在正在开发的下一代DVD上，称为“帧”的每1116位数据集的头部具有24位的同步信号(同步码)，其表示每一对应帧的开始位置，如图7中所示。同步解调器部分28检测该同步码，并然后对数字数据进行同步，和对该同步进行保护。在专利文献2中公开了同步码的检测方法和利用同步码保护同步的具体方法。在图7中，还示出了将在后面描述的PI奇偶校验PI 0至PI 12。
根据预先从同步数据确定的调制规则，同步解调器部分28进行相反的解调，并将结果数据作为解调数据传送给ECC处理器41，其是后面的处理器电路。
同时，在该光盘装置中，从再现的波形中提取时钟，以产生输入到ADC 15的再现时钟。更具体的，该频率检测器25从再现的波形检测再现的波形与信号频率之间的频率差。相位比较器24从理想的采样点检测相位差，并然后进行控制操作。
该控制操作一般称为“PLL(锁相环)控制”，并且环路滤波器26执行频率控制和相位控制。该VCO(压控振荡器)27提供时钟。环路滤波器26一般用积分器形成。当输入故障时，环路滤波器26的输出，即VCO控制电压受到不利影响，并可能释放PLL上的锁定。
以上已经描述了利用PRML信号处理方法的光盘装置的再现操作。然而，即使使用高密度的记录数据，只要在代码之间预先设置好干扰规则(PR类)，通过PR均衡和根据该PR类的最优解调，仍然可以进行精确的数据再现。然而，在如此前所描述的通过数字信号处理再现光盘的光盘装置中，保持在每一数字信号处理部分(例如增益偏移误差检测部分16、负荷调整部分18、非对称调整部分19、抽头系数控制部分23和环路滤波器26)中的滤波器的控制值和调整值被从数据中读出的故障成分打乱。在这种情况下，在从故障状态恢复之后不能立即进行稳定的数据再现，甚至恢复都不可能。因此，本发明采用具有下述DFM的故障处理操作，从而实现几乎不受故障影响的再现操作。
针对故障的措施
下面参照附图，详细描述通过根据本发明的光盘装置对故障采取的措施。图11所示的曲线图表示在根据本发明的光盘装置中的偏移控制操作中的切换过程。图12所示的曲线图表示根据本发明的光盘装置的FIR滤波器的中心抽头系数的变化。图13的流程图为根据本发明的光盘装置所执行的故障处理操作。图14的流程图为根据本发明的光盘装置所执行的故障处理操作的另一范例。
保持过程
根据本发明的光盘装置主要通过故障检测器30、DFM控制器31和DFM(故障管理存储器)32至36实现对故障采取的措施。这里，每一DFM 32至36用作存储器，其锁存和存储在没有故障并以较高信号质量再现数据时，每一信号处理部分的控制值和调整值。DFM控制器31用作控制电路，其根据从故障检测器30提供的故障检测结果等，向每一DFM提供控制信号。
在根据本发明的光盘装置对故障所要执行的措施操作中，在该光盘装置被激活之后，立即在每一控制滤波器中和每一DFM中预设初始值(步骤S11)。这里，控制滤波器是图1中所示的增益偏移误差检测部分16中的偏移调整低通滤波器53和增益控制低通滤波器54、负荷调整部分18的负荷调整低通滤波器56、非对称调整部分19的非对称调整低通滤波器58、和抽头系数控制部分23的低通滤波器61。
DFM是图1中所示的连接到增益偏移误差检测部分16的DFM32、连接到负荷调整部分18的DFM 33、连接到非对称调整部分19的DFM 34、连接到抽头系数控制部分23的DFM 35、和连接到环路滤波器26的DFM 36。
用户通过对操作面板等进行操作启动盘再现(步骤S12)。当从已经接收到RF信号(步骤S13中的“YES”)的同步解调器部分28检测到帧同步信号T(同步码)时，DFM控制器31进行控制，使得通过图9中所示的开关72从每一对应的触发器电路锁存每一处理部分中的控制值或调整值的处理信号，并将其存储在每一DFM 32至36中(步骤S14)。
重复将控制值或调整值的处理信号存储在DFM 32至36中的操作，直到故障检测器30检测到故障(步骤S15和S20)。这里，可以对每一帧、每几帧、或每10帧的同步码信号执行在存储器区域中存储处理信号的操作。不管如何，最好在对故障所执行的操作中优选所需效果的最优值。
当故障检测器30检测到故障(步骤S15中的“YES”)时，分别将控制值从DFM 32至36提供到控制滤波器53、54、56、58和61，并且改变每一控制滤波器的控制值(步骤S16)。保持该改变的控制值(步骤S17)，直到故障结束(步骤S18)。当故障结束时(步骤S18中的“YES”)，释放该保持(步骤S19)。重复步骤S13至S19的过程，直到盘再现结束(步骤S20)。
在上述针对故障的操作中，即使当出现故障时，将正常操作的控制值提供给每一控制滤波器53、54、56、58和61。通过这种方式，可以继续正常的再现操作，而不会受到故障的不利影响。
使上述情况中每一信号的值为偏移调整低通滤波器53的输出，作为读信号的RF信号“a”在前一阶段1kHz的HPF之后加入有黑点，如图11中的曲线图所示。如果在RF信号“a”中出现故障，作为故障检测器30的输出的故障信号“b”在出现故障稍后变为活动的。如从图11中可见，该偏移控制中的滤波器输出“c”(通过实线表示)的控制值被故障扰乱。然而，由于已经通过故障检测信号使用DFM输出替换了该控制值，即使当在故障检测结束时释放控制保持之后，该控制操作也不会被扰乱并可以继续稳定的进行再现操作。
在根据本发明的对故障采取的措施操作中，在故障恢复期T1期间恢复原始信号值。另一方面，在没有进行根据本发明的针对故障的操作，并且简单地在检测到故障时保持滤波器输出C0(通过虚线表示)的情况下，在故障检测结束时释放控制保持之后，需要较长的故障恢复时间T0来恢复原始信号值。这是因为从特别高的电势完成恢复的。通过比较曲线图中的故障恢复时间T1和故障恢复时间T0，通过针对故障所进行的措施操作，显然可以进行稳定的再现操作。
图12所示的曲线图表示抽头系数控制部分23中的抽头系数的变化，特别是FIR滤波器20的中心抽头系数5的变化。抽头系数5的值也被故障扰乱。然而存储在对应DFM中的抽头系数值改变了，使得抽头系数5f立即保持为抽头系数5的保存控制值。于是，在该故障恢复之后可以进行稳定的学习操作。
在该故障恢复之后，DFM控制器31优选地可以发出指令，以增加每一信号处理部分的控制环路的环路增益。在某些信号处理部分中，在跟随(follow-up)时间处的增益可能设为低。如果再现信号(诸如RF信号)的波形在故障检测结束后由于HPF的影响发生改变，通过增加环路增益可以改善跟随特征，于是可以在较短的时间段中进行恢复操作。
在该故障恢复之后，DFM控制器31优选地可以发出指令，以增加每一信号处理部分的控制环路的环路增益。在某些信号处理部分中，在跟随时间处随后的增益可能设为低。如果再现信号(诸如RF信号“a”)的波形在故障检测结束时由于HPF的影响发生改变，通过增加环路增益可以改善跟随特征，于是可以在较短的时间段中进行恢复操作。
在图14的流程图中，将步骤S21替换图13的步骤S16。在步骤S21中，当解调器的均衡误差信号最小，而检测器在读取中没有检测到故障时(对每一同步码执行锁存)，从存储器区域选择控制值和调整值。将所选择的控制值和调整值提供给每一滤波器。于是，可以将具有较小均衡误差的更适当的控制值和调整值提供给每一滤波器。
通过这种方式，该控制值应该改变到通过故障信号保持的适当值。于是，在故障恢复之后可以进行稳定的高质量的信号再现操作，而不会在故障检测期间的控制操作中出现干扰。
锁存操作
接着，将作为上述保持过程的准备过程，详细描述将控制值和调整值锁存到DFM 32至36中的过程。根据本发明，在紧邻故障出现之前的信号质量较高的一段时间内，定期地锁存用作保持值的控制值。换言之，同步码解调器部分28的同步码检测信号的特征是用作控制值锁存的定时。
如图7中所示，为每1116比特提供一个同步码(帧同步码信号)，使得在具有高信号质量的正常再现操作期间定期地产生检测信号。只有当再现的二进制数据与所有预定的24位同步码完全匹配时，才检测到同步码。因此，如果在同步码中存在故障，该再现信号就被扰乱，并且不会检测到同步码。相应的，通过每次检测到同步码时锁存控制值，就避免了故障期间的控制值，并且可以锁存高质量再现期间的控制值。
即使存在不是同步码数据、但由于受到故障等的影响而与同步码完全匹配的数据，当错误检测到同步码(帧同步码信号)时，也不锁存控制值和调整值，因为同步解调器部分28根据同步码检测的周期性进行检测保护。
当检测到同步码时，同步解调器部分28向DFM控制器31传送同步码检测信号。该DFM控制器31然后将该同步码检测信号作为控制值锁存定时信号传送给每一信号处理部分的DFM 32至36。在每一DFM中，一旦接收到每一锁存定时信号，就在存储器中存储或更新控制值。周期性地重复该过程。相应地，每一DFM中的控制值总是最新的可靠数据，并且可以用作故障期间的最优保持值。
在图11和12的较下面的行中所示为在接收到每一同步码检测信号时锁存控制值的过程，其中用“d”表示从同步码检测信号产生的控制值锁存信号，并且用“e”和“g”表示在锁存时更新的DFM内的保存控制值。
其它锁存过程和保持过程
作为锁存过程和保持过程的另一范例，优选的使用该DFM控制器31的操作程序(或电路结构)进行控制操作，使得使用在检测到故障时位于帧同步信号前一帧的帧的控制值和调整值。还优选的存储位于几帧前的帧的控制值和调整值，使得可以选择性地读出和保持该控制值和调整值。在故障检测的延时较长的情况下，优选的选择性使用位于故障检测前10帧或更多帧的帧的控制值和调整值，只要能够得到稳定的处理结果。通过这种方式，从过去的一帧中选择所使用的控制值和调整值，以获得最优的结果。
还优选的对存储在DFM中的帧的控制值和调整值进行锁存，而不限制该锁存过程可以从故障检测时倒回多少帧。还优选的对存储在DFM中的最新帧的控制值和调整值进行锁存。
而且，本发明并不限于上述帧同步码信号(同步码)检测，其中只有当读信号与全部的24位参考信号匹配时才产生帧同步检测信号。也可能具有这样的设置，其中在正常再现时包含1位(或几位)误差的信号可以被当作帧同步检测信号。还优选地采用这样一种结构，其中在DFM中存储几帧的控制值(而不只是1帧的控制值)，并且可以选择性地使用控制值。
在上述一个实施例中，与从同步解调器部分28提供的帧同步代码信号同步地锁存高质量的信号再现期间的控制值。然而，锁存过程也可以使用当从维特比解码器21提供的均衡误差信号E最小时产生的控制值和调整值(处理信号)。还优选地从图7中所示每一PI(内码奇偶校验)奇偶校验PI 0至PI 12计算PI校验子，并且当计算结果并不包含误差成分(即计算结果为零)时，将该控制值和调整值用于锁存过程和保持过程。
还优选地只使用PI校验子或只使用信号质量评估E，或组合使用二者，而不是使用帧同步信号。还优选地获得上述任何实施例中未使用的指示信号(index signal)，并且根据该指示信号对控制值和调整值进行锁存过程和保持过程。
虽然本领域的熟练技术人员通过上述实施例可以实现本发明，但是显然本领域的熟练技术人员也可以对上述实施例做出各种修改，并且甚至是没有创造性思维的人也可以做出上述实施例的这些修改。因此，本发明并不限于上述具体公开的实施例，而是不脱离本发明所公开的原理和新颖可以做出的变化和修改。