相位差式旋转变压器 【技术领域】
本发明涉及一种相位差式旋转变压器， 该相位差式旋转变压器具有 ： 励磁线圈， 其 被输入励磁信号 ； 检测线圈， 其输出检测信号 ； 以及控制单元， 其根据上述励磁信号与上述 检测信号的相位差来算出角度位移。背景技术
以往， 在混合动力汽车、 电动汽车中使用高输出的无刷电动机。 为了控制混合动力 汽车的无刷电动机， 需要准确地掌握电动机的输出轴的转动位置。这是因为要控制对定子 各线圈的通电切换， 需要准确地掌握转子的转动位置。特别是， 在汽车中， 齿槽转矩妨碍驾 驶性能， 从而期望减少齿槽转矩， 因此强烈期望准确地进行通电切换。
为了满足耐高温、 耐噪声、 耐振动、 耐高湿等性能， 使用旋转变压器来检测汽车的 电动机轴的位置。将旋转变压器组装在电动机的内部， 直接安装在电动机的转子轴上。 例如， 在专利文献 1 的旋转变压器中， 以正弦波和余弦波对高频进行调幅， 将调幅 后的高频作为励磁信号而输入到励磁线圈。由此， 起到能够减少励磁线圈匝数的效果。在 此， 正弦波、 余弦波以及高频使用模拟波。
并且， 控制装置根据输入到励磁线圈的励磁信号的零交叉点与来自探察线圈的检 测信号的零交叉点的相位差来算出角度位移。
专利文献 1 ： 日本专利第 3047231 号公报
发明内容 发明要解决的问题
然而， 以往的相位差式旋转变压器存在以下的问题。
即， 以往的相位差式旋转变压器具有被输入励磁信号的励磁线圈和输出检测信号 的检测线圈， 根据上述励磁线圈的励磁信号零交叉点与上述检测线圈的检测信号零交叉点 的相位差来算出角度位移， 因此仅能够以励磁信号周期来检测角度位移， 存在无法适应于 需要更高分辨率的情况的问题。
例如， 假设使用 7.2kHz 的励磁信号的情况。在这种情况下， 在电动机转速是 3000rpm 时， 角速度为 18000 度 / 秒钟， 使用 7.2kHz 的励磁信号能够检测的最小角度仅是 18000 度 /7200 ＝ 2.5 度。
因此， 本发明是为了解决上述问题点而完成的， 其目的在于提供一种也能够应对 高分辨率的角度位移的相位差式旋转变压器。
用于解决问题的方案
为了解决上述问题点而完成的本发明所涉及的相位差式旋转变压器具有以下结 构。
(1) 一种相位差式旋转变压器， 具有 ： 励磁线圈， 其被输入励磁信号 ； 检测线圈， 其输出检测信号 ； 以及控制单元， 其根据上述励磁线圈的励磁信号零交叉点与上述检测线
圈的检测信号零交叉点的相位差来算出角度位移， 该相位差式旋转变压器的特征在于， 控 制单元进行以下处理 ： 基于根据检测信号零交叉点 X 处的上述相位差 M(X) 而算出的角度 θ(X)、 根据前一个检测信号零交叉点 X-1 处的上述相位差 M(X-1) 而算出的角度 θ(X-1) 来求出 角度 θ(X) 处的速度 V(X) ； 根据速度 V(X) 来算出下一个检测信号零交叉点 X+1 处的估计角度 θ’ 以规定的最小检测角度 θLSB 分割估计角度 θ’ 以及在角度 (X+1) ； (X+1) 与角度 θ(X) 的差 ； θ(X) 之后到估计角度 θ’ 输出基于最小检测角度 θLSB 的实时信号。 (X+1) 之前的范围内，
(2) 在 (1) 所记载的相位差式旋转变压器中， 其特征在于， 上述控制单元在每次经 过规定时间 TθLX ＝ θLSB/V(X) 时输出上述实时信号。
(3) 在 (2) 所记载的相位差式旋转变压器中， 其特征在于， 上述实时信号是对上述 角度 θ(X) 加上或者减去上述最小检测角度 θLSB 而得到的角度。
(4) 在 (1) 所记载的相位差式旋转变压器中， 其特征在于， 上述控制单元在每次经 过任意决定的时间时算出上述估计角度， 将该估计角度作为上述实时信号而输出。
(5) 在 (1) 至 (4) 所记载的相位差式旋转变压器的任一个中， 其特征在于， 上述控 制单元在求取上述速度 V(X) 时， 求出之前的多个零交叉点处的速度， 将这些速度的平均值设 为上述速度 V(X)。
(6) 在 (5) 所记载的相位差式旋转变压器中， 其特征在于， 上述之前的多个零交叉 点的数量为四个或者八个。
(7) 在 (1) 至 (6) 所记载的相位差式旋转变压器的任一个中， 其特征在于， 在上述 估计角度 θ’ (X+1) 与根据上述励磁信号零交叉点 X+1 处的相位差 M(X+1) 而算出的角度 θ(X+1) 存在误差的情况下， 上述控制单元在计算下一个上述励磁信号零交叉点 X+1 处的速度 V(X+1) 时， 根据上述误差来校正速度。
(8) 在 (1) 至 (3)、 (5)、 (6) 所记载的相位差式旋转变压器的任一个中， 其特征在 于， 进行上述最小检测角度 θLSB 的加减运算的间隔是上述控制单元的基本时钟的整数 倍。
(9) 在 (8) 所记载的相位差式旋转变压器中， 其特征在于， 上述控制单元将加上上 述最小检测角度 θLSB 的间隔延长上述基本时钟的一个周期的动作进行与上述误差除以上 述基本时钟而得到的值相应的次数。
(10) 在 (8) 或者 (9) 所记载的相位差式旋转变压器中， 其特征在于， 上述控制单元 输出多个脉冲列以输出上述规定时间 TθLX。
(11) 在 (1) 至 (10) 所记载的相位差式旋转变压器的任一个中， 其特征在于， 在上 述估计角度 θ’ (X+1) 与根据上述励磁信号零交叉点 X 处的相位差 M(X) 而算出的角度 θ(X) 的 差在规定值以下的情况下， 上述控制单元不算出当前角度。
(12) 一种相位差式旋转变压器， 具有 ： 励磁线圈， 其被输入励磁信号 ； 检测线圈， 其输出检测信号 ； 以及控制单元， 其根据上述励磁信号与上述检测信号的相位差来算出角 度位移， 该相位差式旋转变压器的特征在于， 控制单元根据时间 T 处的上述励磁信号的值 算出励磁信号角度 θA， 根据时间 T 处的上述检测信号的值算出检测信号角度 θB， 根据上 述励磁信号角度 θA 与上述检测信号角度 θB 的差来估计当前角度。
(13) 在 (12) 所记载的相位差式旋转变压器中， 其特征在于， 上述控制单元在计算 上述检测信号角度 θB 时， 以规定数来分割正弦波的一个周期， 根据经过时间来校正分割而得到的点之间的值。
发明的效果
接着， 说明具有上述结构的本发明的相位差式旋转变压器的作用以及效果。
(1) 一种相位差式旋转变压器， 具有 ： 励磁线圈， 其被输入励磁信号 ； 检测线圈， 其输出检测信号 ； 以及控制单元， 其根据上述励磁线圈的励磁信号零交叉点与上述检测线 圈的检测信号零交叉点的相位差来算出角度位移， 该相位差式旋转变压器的特征在于， 控 制单元进行以下处理 ： 基于根据检测信号零交叉点 X 处的上述相位差 M(X) 而算出的角度 θ(X)、 根据前一个检测信号零交叉点 X-1 处的上述相位差 M(X-1) 而算出的角度 θ(X-1) 来求出 角度 θ(X) 处的速度 V(X) ； 根据速度 V(X) 来算出下一个检测信号零交叉点 X+1 处的估计角度 θ’ 以规定的最小检测角度 θLSB 分割估计角度 θ’ 以及在角度 (X+1) ； (X+1) 与角度 θ(X) 的差 ； θ(X) 之后到估计角度 θ’ 输出基于最小检测角度 θLSB 的实时信号， 因此 (X+1) 之前的范围内， 根据作为前一个角度变化率的速度， 能够在每次经过较短时间时输出到下一个零交叉点之 前的角度位移， 因此在需要较高分辨率的情况下也能够实时地应对。
在本发明中， 例如如果使用最小检测角度 θLSB ＝ 0.0879 度， 则与仅利用零交叉点 的情况下的分辨率 2.5 度 ( 在电动机转速为 3000rpm 时 ) 相比， 能够得到 2.5/0.0879 ＝大 约 28 倍的分辨率。 (2) 在 (1) 所记载的相位差式旋转变压器中， 其特征在于， 上述控制单元在每次经 过规定时间 TθLX ＝ θLSB/V(X) 时输出上述实时信号， 因此在每次角度变化了最小检测角度 θLSB 时输出实时信号， 从而能够实时地检测角度变化。
(3) 在 (2) 所记载的相位差式旋转变压器中， 其特征在于， 上述实时信号是对上述 角度 θ(X) 加上或者减去上述最小检测角度 θLSB 而得到的角度， 因此能够在每次变化了最 小检测角度 θLSB 时检测此时的估计角度。在此， 在电动机正转时进行加法运算， 在电动机 反转时进行减法运算。
(4) 在 (1) 所记载的相位差式旋转变压器中， 其特征在于， 上述控制单元在每次经 过任意决定的时间时算出上述估计角度， 将该估计角度作为上述实时信号而输出， 因此能 够总是以固定时间间隔来检测最新的角度。
(5) 在 (1) 至 (4) 所记载的相位差式旋转变压器的任一个中， 其特征在于， 上述控 制单元在求取上述速度 V(X) 时， 求出之前的多个零交叉点处的速度， 将这些速度的平均值设 为上述速度 V(X)， 因此在速度变化较大时， 能够提高实时输出的估计角度的精确度。
(6) 在 (5) 所记载的相位差式旋转变压器中， 其特征在于， 上述之前的多个零交叉 点的数量是四个或者八个， 因此容易以位进行计算， 能够使程序简单。在此， 当将之前的多 个零交叉点的数量设为十个以上时， 在使用于电动机的转动角度检测时担心以下这样的问 题。
即， 这是因为在电动机以 10000rpm 以上的转速转动时， 在急速减速的情况下， 当 将之前的多个零交叉点的数量设为十个以上时， 担心误差超过 1θLSB， 从而无法高精度地估 计急速变化的速度 V(X) 的估计值。
(7) 在 (1) 至 (6) 所记载的相位差式旋转变压器的任一个中， 其特征在于， 在上述 估计角度 θ’ (X+1) 与根据上述励磁信号零交叉点 X+1 处的相位差 M(X+1) 而算出的角度 θ(X+1) 之间存在误差的情况下， 在计算下一个上述励磁信号零交叉点 X+1 处的速度 V(X+1) 时， 上述
控制单元根据上述误差来校正速度， 因此即使在角度变化率突然变化的情况下， 也能够迅 速地对下一个角度位移预测进行校正。
(8) 在 (1) 至 (3)、 (5)、 (6) 所记载的相位差式旋转变压器的任一个中， 其特征在 于， 进行上述最小检测角度 θLSB 的加减运算的间隔是上述控制单元的基本时钟的整数倍， 因此规定时间 TθLX 除以基本时钟时得到的余数的累积成为误差， 因此能够容易地算出误 差。
(9) 在 (8) 所记载的相位差式旋转变压器中， 其特征在于， 上述控制单元将加上上 述最小检测角度 θLSB 的间隔延长上述基本时钟的一个周期的动作进行与上述误差除以上 述基本时钟而得到的值相应的次数， 因此在修正所产生的误差时， 不是急剧地修正， 而是能 够在花时间确保平衡的同时修正误差。
(10) 在 (8) 或者 (9) 所记载的相位差式旋转变压器中， 其特征在于， 上述控制单元 输出多个脉冲列以输出上述规定时间 TθLX， 因此能够容易地输出相位差式旋转变压器的输 出。
(11) 在 (1) 至 (10) 所记载的相位差式旋转变压器的任一个中， 其特征在于， 在上 述估计角度 θ’ (X+1) 与根据上述励磁信号零交叉点 X 处的相位差 M(X) 而算出的角度 θ(X) 的 差在规定值以下的情况下， 上述控制单元不算出当前角度， 因此即使在低速转动时也不会 错误判断为反转。 (12) 一种相位差式旋转变压器， 具有 ： 励磁线圈， 其被输入励磁信号 ； 检测线圈， 其输出检测信号 ； 以及控制单元， 其根据上述励磁线圈的励磁信号零交叉点和上述检测线 圈的检测信号零交叉点的相位差来算出角度位移， 该相位差式旋转变压器的特征在于， 控 制单元根据时间 T 处的励磁信号的值算出励磁信号角度 θA， 根据时间 T 处的检测信号的值 算出检测信号角度 θB， 根据励磁信号角度 θA 与检测信号角度 θB 的差来估计当前角度， 因此不限定于零交叉点， 能够在任意的时间估计角度位移。
(13) 在 (12) 所记载的相位差式旋转变压器中， 其特征在于， 上述控制单元在计算 上述检测信号角度 θB 时， 以规定数来分割正弦波的一个周期， 根据经过时间来校正分割 而得到的点之间的值， 因此能够通过简单的计算来算出角度位移。
附图说明 图 1 是表示相位差式旋转变压器的结构的框图。
图 2 是表示估计角度的算出方法的算法的图。
图 3 是表示相位差式旋转变压器中的信号的图。
图 4 是表示在零交叉检测定时之间估计角度的方法的第一说明图。
图 5 是表示在零交叉检测定时之间估计角度的方法的第二说明图。
图 6 是表示从图 3 起经过时间而图 3 中的估计零交叉点成为实际测量值零交叉点 X 的状态的图。
图 7 是表示修正误差 β 的具体方法的图。
图 8 是表示修正误差 β 的实施例的图。
图 9 是表示修正误差 β 的其它实施例的图。
图 10 是表示用于输出实时信号 S 的脉冲信号的图。
图 11 是表示用于输出实时信号 S 的其它脉冲信号的图。
图 12 是不进行角度估计的情况的说明图。
图 13 是表示励磁信号中的正弦波和检测信号的图。
图 14 是表示第一校正方法的图。
图 15 是表示第二校正方法的图。
图 16 是表示第三实施例的速度算出方法的图。
附图标记说明
11 ： 正弦波产生电路 ； 12 ： 余弦波产生电路 ； 13、 14 ： 比较器 ； 16 ： 角度算出器 ； 17、 18 ： 输出端口 ； 21 ： 第一励磁线圈 ； 22 ： 第二励磁线圈 ； 23 ： 检测线圈 ； 24、 25 ： 旋转式变压器 线圈 ； X： 零交叉点 ； M： 相位差 ； P： 角度位移信号 ； S： 实时信号 ； θ： 角度 ； θ’ ： 估计角度 ； θLSB ： 最小检测角度 ； β： 误差。 具体实施方式
下面， 根据附图来详细说明将本发明的相位差式旋转变压器具体化的第一实施方 式。如图 1 所示， 相位差式旋转变压器大致分为传感器部 2 以及控制部 1。 产生作为第一励磁信号的 7.2kHz 正弦波 R1(Asinωt) 的正弦波产生电路 11 与旋 转变压器定子的第一励磁线圈 21 相连接。另外， 产生作为第二励磁信号的 7.2kHz 余弦波 R2(Acosωt) 的余弦波产生电路 12 与旋转变压器定子的第二励磁线圈 22 相连接。
正弦波与余弦波的振幅相同， 相位差 90 度。
在检测线圈 23 中， 作为感应电流而产生作为输出信号 K 的 ABsin(ωt+θ)。输出 信号 K 通过旋转式变压器线圈 24、 25 被输入到设置于定子侧的比较器 14。另一方面， 从正 弦波产生电路 11 向比较器 13 输入正弦波 (Asinωt)。比较器 13、 14 的输出被输入到角度 算出器 16。另外， 基本时钟产生器 15 的输出被输入到角度算出器 16。
接着， 说明具有上述结构的旋转变压器的作用。图 3 示出旋转变压器中的信号的 波形。横轴是时间轴， 纵轴是振幅。
第 一 励 磁 线 圈 21 被 正 弦 波 R1(Asinωt) 励 磁， 第 二 励 磁 线 圈 22 被 余 弦 波 R2 励磁， 由此在旋转变压器转子的检测线圈 23 中， 作为感应电流而产生作为输出信号 K 的 ABsin(ωt+θ)。图 3 的上部示出正弦波 R1 与输出信号 K 的关系。
通过旋转式变压器线圈 24、 25 将输出信号 K 输入到设置于定子侧的比较器 14。
另一方面， 从正弦波产生电路 11 向比较器 13 输入正弦波 R1(Asinωt)。 角度算出 器 16 根据比较器 13 所检测到的作为励磁信号的正弦波 R1(Asinωt) 的零交叉检测定时和 比较器 14 所检测到的作为输出信号 K 的 ABsin(ωt+θ) 的零交叉检测定时的偏离 ( 相位 差 M) 来算出电动机转子的转动角度。在图 3 中以 Sr 示出比较器 13 所检测到的正弦波 R1 的零交叉检测定时。在图 3 中以 Ss 示出比较器 14 所检测到的输出信号 K 的零交叉检测定 时。正弦波 R1 的零交叉检测定时与输出信号 K 的零交叉检测定时的偏离为相位差 M。即， 相位差 M 的单位是时间。
角度算出器 16 根据相位差 M 来算出角度位移。然后， 将所算出的角度位移信号 P 向输出端口 17 输出。向输出端口 17 输出角度位移信号 P 的定时与输出信号 K 的零交叉点 大致同时。即， 角度算出器 16 大致瞬间算出角度， 输出角度位移信号 P。
在图中， X 表示检测信号 K 的零交叉点。X-1 表示 X 的前一个检测信号零交叉点， X-2 表示 X 的前两个检测信号零交叉点， X+1 表示 X 的后一个检测信号零交叉点。其中， 检 测信号零交叉点 X 依次变更。即， 在检测信号 K 的后一个零交叉点的瞬间， 前面的检测信号 零交叉点 X+1 变更为当前的检测信号零交叉点 X。
相位差 M(X) 表示检测信号零交叉点 X 处的相位差， 角度 θ(X) 表示检测信号零交叉 点 X 处的角度。
仅以与作为励磁信号的正弦波 R1 大致相同的周期输出角度位移信号 P， 因此仅利 用角度位移信号 P 时角度位移的分辨率低。 在本实施例中， 使用 7.2kHz 的励磁信号。 例如， 在电动机转速为 3000rpm 时， 角速度为 18000 度 / 秒钟， 利用 7.2kHz 能够检测的最小角度 仅为 18000 度 /7200 ＝ 2.5 度。
在本实施方式中， 角度算出器 16 在零交叉检测定时之间估计角度位移角， 将所估 计的角度位移作为实时信号 S 向输出端口 18 输出。下面， 说明实时信号 S。图 2 示出用于 算出实时信号 S 的算法。
首先， 根据前一角度、 相位差来算出速度 V(X)(S1)。
V(X) ＝ (θ(X)-θ(X-1))/(Tr+M(X)-M(X-1))
在此， Tr 是励磁信号的周期 ( 时间 )。
接着， 算出用于进行分辨率角度即最小检测角度 θLSB 加减运算的时间 T’ θLX(S2)。 在此， TθLX 是到达分辨率角度即最小检测角度 θLSB 的计算上的时间， TθLX ＝ θLSB/V(X)， 加法 计数值 KNx 是到达角度检测周期 Tr+M(X)-M(X-1) 而输出与最小检测角度 θLSB 相应的角度变 化的次数， KNx ＝ (Tr+M(X)-M(X-1))/TθLX( ＝ (θ(X)-θ(X-1))/θLSB)， 并且校正后计数值 K’ Nx 是 对加法计数值加上后面的校正而得到的计数值， 设为 KN’ x ＝ KNx+α(α 为校正次数 )。此 时， 成为 T’ x。 θLX ＝ (Tr+M(X)-M(X-1))/KN’
接着， 每次经过 T’ 对最小检测角度 θLSB 进行加减运算， 估计当前估计角度 θLX 时， θ’ (S3)。
接着， 在检测实际角度 θ(X) 时， 在所算出的实际角度 θ(X+1) 与估计角度 θ’ (X) 的 值中不存在误差 β 的情况下 (S4 ： “是” )， 将 α ＝ 0 输入到 S2(S5)。另外， 在存在误差 β 的情况下 (S4 ： “否” )， 将 α ＝ (θ(X+1)-θ’ θ(X+1) 是与用 (X))/θLSB 输入到 S2(S6)。在此， θ’ (X) 估计的角度对应的实际角度。
接着， 说明使用图 2 的算法的具体算出方法。
图 4 以及图 5 示出在检测信号零交叉检测定时之间估计角度的方法。并且， 横轴 是时间轴， 纵轴表示角度。
在图 4 中， 角度 θ(X) 表示在检测信号零交叉点 X 处实际测量而算出的角度。角度 θ(X-1) 表示在检测信号零交叉点 X 的前一个检测信号零交叉点 X-1 处实际测量而算出的角 度。角度 θ’ (X+1) 表示检测信号零交叉点 X 的后一个检测信号零交叉点 X+1 处的估计角度。 附加有划线的附图标记表示估计值。
另外， Tr 是励磁信号的周期 ( 时间 )。相位差 M(X) 是检测信号零交叉点 X 处的励 磁信号 R1 与检测信号 K 的定时的偏差 ( 时间 )。相位差 M(X-1) 是检测信号零交叉点 X-1 处 的励磁信号 R1 与检测信号 K 的定时的偏差 ( 时间 )。估计相位差 M’ (X+1) 表示检测信号零 交叉点 X+1 处的估计相位差。通过用角度位移 θ(X)-θ(X-1) 除以时间 Tr+M(X)-M(X-1) 来求出检测信号零交叉点 X 处 的角速度 V(X)。并且， 假设从检测信号零交叉点 X 到后一个检测信号零交叉点 X+1 的区间内 以匀速角速度 V(X) 进行变化。即， 假设为估计速度 V’ (X+1) ＝ V(X)。
接着， 决定最小检测角度 θLSB。在本实施例中， 设为 12 位的精确度。由此， 360 度除以 2 的 12 次方即 4096 而得到的数 0.0879 度成为最小检测角度 θLSB。
从角度 θ(X) 起转动最小检测角度 θLSB 所需的时间 TθLX 为 TθLX ＝ θLSB/V(X)。由于 假设为估计速度 V’ 因此如图 5 所示， 通过每次经过时间 TθLX 时对角度 θ(X) 加 (X+1) 为匀速， 上 ( 减去 ) 最小检测角度 θLSB， 能够算出当前的估计角度 θ’ 。
在本实施例中， 在从检测信号零交叉点 X 到检测信号零交叉点 X+1 的期间 ΔTc 中， 每次经过时间 TθLX 时， 角度算出器 16 算出对角度 θ(X) 加上 ( 减去 ) 最小检测角度 θLSB 而得到的角度作为当前的估计角度 θ’ ， 作为实时信号 S 输出到输出端口 18。即， 在估计为 角度变化了最小检测角度 θLSB 的定时输出实时信号 S。
在图 5 示出的时刻中， 将估计角度 θ’ 输出为 θ(X)+2θLSB。
根据本实施例的最小检测角度 θLSB ＝ 0.0879 度， 与仅利用零交叉点的情况下的 分辨率 2.5 度 ( 电动机转速为 3000rpm 时 ) 相比， 能够得到 2.5/0.0879 ＝大约 28 倍的分 辨率。 在本实施例中， 在估计为角度变化了最小检测角度 θLSB 的定时、 即每次经过规 定时间 TθLX ＝ θLSB/V(X) 时， 将加上上述最小检测角度 θLSB 所得到的角度作为估计角度， 作 为实时信号 S 而输出， 因此， 在接收检测信号一侧， 在每次估计为变化了最小检测角度 θLSB 时， 能够接收当前的估计角度。
在此， 在估计为变化了最小检测角度 θLSB 时， 也可以输出简单的定时信号作为实 时信号 S。在这种情况下， 在接收到实时信号 S 一侧对输出次数进行计数， 由此能够获知估 计角度。另外， 作为估计为角度变化了最小检测角度 θLSB 的方法， 在本实施例中使用规定 时间 TθLX ＝ θLSB/V(X)， 但是也可以使用更复杂的计算方法来提高精确度。
接着， 说明估计角度 θ’ (X+1) 与实际测量值之间产生误差的情况。
图 6 示出从图 4 起经过规定时间而图 4 中的估计检测信号零交叉点 X+1 成为实际 测量值检测信号零交叉点 X 的状态。在图 6 中， 以前一个检测信号零交叉点 X-1 表示图 4 的检测信号零交叉点 X。另外， 将后一个估计角度 θ’ (X+1) 表示为估计角度 θ’ (X)。图 6 示 出在检测信号零交叉点 X 处实际测量得到的角度 θ(X) 与估计角度 θ’ (X) 之间存在误差 β 的情况。
在图 6 示出的时间 T(X) 的时刻确认出误差 β。如果此时立即或者在短时间内在旋 转变压器侧修正误差 β， 则在电动机的控制装置侧有可能判断为电动机已停止或者判断为 电动机反转。 实际上， 虽然产生了误差 β， 但还是进行通常的转动， 当判断为反转等时， 会产 生输出错误信息的问题。
在本实施例中， 为了解决这种问题， 采用逐渐修正误差 β 的方法。即， 在保持估计 角度 θ’ 根据实际测量值 θ(X) 算出角速度 V(X) 作为接下来的估计角速度 (X) 不变的状态下， V’ 设估计角速度 V’ (X+1)， (X+1) ＝ V(X)。
接着， 说明降低误差的方法。
图 7 示出降低误差的具体方法。具体地说， 通过修正用最小检测角度 θLSB 进行加
减运算的定时来降低误差。
作为实际动作， 对最小检测角度 θLSB 进行加减运算的定时为基本时钟周期 ( 本实 施例中， 基本时钟的频率为 30MHz， 周期为 33ns) 的整数倍周期 tθLX， 因此时间 TθLX 除以基 本时钟周期得到的余数的累积成为误差。因而， 通过将对最小检测角度 θLSB 进行加减运算 的间隔延长基本时钟的一个周期设为 tθLX+1CLK(33ns)， 进行与误差除以基本时钟周期得 到的数相当的次数， 能够降低误差。 另外， 通过均衡且均匀地分配延长对最小检测角度 θLSB 进行加减运算的间隔的位置定时， 能够使检测信号的输出速度接近理想速度。在图 7 中， 用 实线示出的 A1 表示包含误差的实时信号， 用虚线示出的 A2 表示理想的实时信号。
例如， 假设在期间 ΔTc ＝ 102 的条件下以五个阶段的加减运算定时来进行控制的 情况。102/5 ＝ 20， 余数 2， 因此如图 8 所示， 在五个阶段当中， 在三个阶段中 tθLX ＝ 20CLK， 在两个阶段中 tθLX+1CLK ＝ 21CLK。此时， 在 tθLX 的三个阶段之间分配 tθLX+1CLK 的两个阶 段， 因此能够使所有角度位移平衡均匀。
图 9 示出降低误差的其它实施例。具体地说， 与图 8 同样地， 通过修正对最小检测 角度 θLSB 进行加减运算的定时来降低误差。
在图 9 的方法中， 例如， 设为在 T(X-1) 至 T(X) 期间角度变化 10θLSB。在本实施例中， 设为最小检测角度 θLSB ＝ 360 度 /4096 ＝ 0.0879 度， 因此， 在检测信号零交叉点 X 到估计 检测信号零交叉点 X+1 的期间 ΔTc 中， 在每次经过时间 TθLX 时， 角度算出器 16 算出对角度 θ(X) 加上 ( 减去 ) 最小检测角度 θLSB 而得到的角度作为当前的估计角度 θ’ ， 作为实时信 号 S 输出到输出端口 18。
在本实施例中， 角度输出的精确度为 12 位， 将励磁信号的一个周期 (360 度 ) 设为 12 2 ＝ 4096 个单位时间 ( 相对于基本时钟频率 30MHz( 周期 33ns)， 励磁信号频率为 7324Hz)。 因此， 一个单位时间 ( 基本时钟＝ 33ns) 相当于 1θLSB(0.0879 度 )。在此， 考虑从 T(X-1) 至 T(X) 角度变化了 +10θLSB 的情况 ( 例如， M(X-1) ＝ 40 基本时钟， M(X) ＝ 50 基本时钟 )。Tr ＝ 4096 个单位时间， 因此估计为 ΔTc(T(X-1)-T(X)) ＝ ΔTB(T(X)-T(X-1)) ＝ Tr+M(X)-M(X-1) ＝ 4106。 因此， 在 4106 个基本时钟期间需要输出十次角度变化了 1θLSB 的信号。但是， 4106/10 ＝ 410.6， 能够估计为每 410.6 个基本时钟变化 1θLSB， 但是它不是基本时钟周期的整倍数， 因 此无法进行这种控制。 在此， 舍去 0.6， 当设为每 410 个基本时钟角度变化 +1θLSB 时， 在 4100 个基本时钟的时刻， 输出角度变化了 10θLSB 这种实时信号， 由此产生误差。在本实施例中， 示出降低产生上述误差的方法。
将角度变化了最小检测角度 θLSB 的估计时间 tθLX(1) 设为舍去 4106/10 ＝ 410.6 的小数点之后的数值而得到的值即 410。在本实施例中， 作为基本时钟， 使用频率 30MHz、 周期 33ns， 因此成为 tθLX(1) ＝ 410×33ns。接着， 将角度变化了 2θLSB 的估计时间 tθLX(2) 设 为舍去 (4106-410)/9 ＝ 410.6 的小数点之后的数值而得到的值即 410×33ns。接着， 将 角度变化了 3θLSB 的估计时间 tθLX(3) 设为舍去 (4106-410×2)/8 ＝ 410.7 的小数点之后 的数值而得到的值即 410×33ns。接着， 将角度变化了 4θLSB 的估计时间 tθLX(4) 设为舍去 (4106-410×3)/7 ＝ 410.8 的小数点之后的数值而得到的值即 410×33ns。接着， 将角度变 化了 5θLSB 的估计时间 tθLX(5) 设为舍去 (4106-410×4)/6 ＝ 411 的小数点之后的数值而得 到的值即 411×33ns。
这样， 依次进行计算， 通过舍去小数点之后的数值， 能够降低误差， 因此能够极其简单地降低误差。即， 在图 8 的方法中必须按分割数来预先决定分配等， 但是根据图 9 的方 法， 仅依次进行计算就能够降低需要降低的误差， 因此容易进行控制。
接着， 在每次经过时间 TθLX 时， 角度算出器 16 算出对角度 θ(X) 加上 ( 减去 ) 最小 检测角度 θLSB 而得到的角度作为当前的估计角度 θ’ ， 作为实时信号 S 输出到输出端口 18， 因此在角度算出器 16 内在每次经过时间 TθLX 时产生信号。图 10 示出用于输出实时信号 S 的脉冲信号。
如图 10 所示， 在零交叉点 X 的时间 T(X) 到估计时间 T(X+1) 期间产生接通时间为 TθLX、 断开时间为 TθLX 的脉冲列 A。通过获取脉冲列 A 的上升沿、 下降沿两者的定时， 来在该定时 加上最小检测角度 θLSB， 输出实时信号 S。
作为代替脉冲列 A 的实施例， 也存在如图 11 所示那样， 产生脉冲列 B、 脉冲列 C 两 个脉冲列的方法。 从零交叉点 X 的时间 T(X) 起产生脉冲列 B。 脉冲列 B 的接通时间为 2TθLX、 断开时间为 2TθLX。另一方面， 比脉冲列 B 延迟时间 TθLX 地产生脉冲列 C。脉冲列 C 的接通 时间为 2TθLX、 断开时间为 2TθLX。
通过使用两个脉冲列， 能够容易地进行角度输出， 能够检测角度以及转动方向。 即， 通过识别两个脉冲列的上升沿和下降沿的顺序， 能够容易地判断转动方向。 如上所述， 通过使脉冲列产生了最小检测角度 θLSB 或者其倍数对应的时间 TθLX、 2TθLX 等， 能够输出当前的角度 θ’ 。即， 当对脉冲列的上升沿、 下降沿或者其两者进行计数 时， 其计数值示出绝对角度， 因此通过进行并行输出、 串行输出能够示出当前的绝对角度。
在本实施例中， 仅在检测信号零交叉点 X-1 到检测信号零交叉点 X 之间角度变化 了 2θLSB 以上的情况下， 实时地进行角度估计。在角度变化不足 2θLSB 的情况下， 不进行角 度估计。图 12 示出不进行角度估计的情况的说明图。
使用图 12 来说明在角度变化不足 2θLSB 的情况下不进行角度估计的理由。纵轴 示出角度， 横轴示出时间经过。细实线 M1 示出实际的角度变化， 虚线 M3 示出总是进行角度 估计的情况， 粗实线 M2 表示本实施例的角度变化不足 2θLSB 时不进行角度估计的情况。如 实线 M1 所示， 相对于时间经过， 角度恒量地每次些许地发生变化。
在总是进行角度估计的情况下， 如虚线 M3 所示， 在检测信号零交叉点 X+1 的时 刻 T(X+1) 测量 θLSB 的角度变化， 因此， 基于该变化将检测信号零交叉点 X+2 处的估计角度 θ’ (X+2) 估计为 +2θLSB。
接着， 在检测信号零交叉点 X+2 的时刻测量出的角度在作为估计角度的 +2θLSB 之 下， 因此在该时刻， 检测信号零交叉点 X+3 处的估计角度 θ’ 从 (X+3) 成为 +θLSB。如图所示， 检测信号零交叉点 X+2 到检测信号零交叉点 X+3 进行反转， 存在与实际的角度变化 M1 不同 的问题。
与此相对， 在从检测信号零交叉点 X 到下一个检测信号零交叉点 X+1 之间， 在角度 变化不足 2θLSB 的情况下不进行估计的情况下， 如实线 M2 所示， 在检测信号零交叉点 X 处 角度 θ 不发生变化， 在检测信号零交叉点 X+1 的时刻， 角度 θ 被置换为作为实际测量值的 +θLSB。同样地， 在检测信号零交叉点 X+2 处角度 θ 不发生变化， 在检测信号零交叉点 X+3 的时刻， 角度 θ 被置换为作为实际测量值的 +2θLSB。 根据该方法， 角度不会负变化， 从而电 动机的控制侧不会错误检测成电动机反转。
如以上详细说明那样， 根据第一实施例的相位差式旋转变压器， 具有 ： 励磁线圈
21、 22， 其被输入励磁信号 ； 检测线圈 23， 其输出检测信号 ； 以及角度算出器 16， 其根据对励 磁线圈 21、 22 输入的励磁信号的零交叉点与来自上述检测线圈 23 的检测信号的零交叉点 的相位差来算出角度位移， 该相位差式旋转变压器的特征在于， 角度算出器 16 基于根据检 测信号零交叉点 X 处的相位差 M(X) 而算出的角度 θ(X)、 根据前一个上述检测信号零交叉点 X-1 处的相位差 M(X-1) 而算出的角度 θ(X-1) 来求出角度 θ(X) 处的速度 V(X)， 根据速度 V(X) 来 算出下一个检测信号零交叉点 X+1 处的估计角度 θ’ 以规定的最小检测角度 θLSB 对 (X+1)， 估计角度 θ’ 在角度 θ(X) 之后到估计角度 θ’ (X+1) 与角度 θ(X) 之差进行分割， (X+1) 之前的 范围内， 输出基于最小检测角度 θLSB 的实时信号， 因此根据作为前一角度变化率的速度， 能 够以每个较短的经过时间输出到下一个零交叉点之前的角度位移， 因此在需要高分辨率的 情况下也能够实时地应对。
例如， 假设使用 7.2kHz 的励磁信号的情况。在这种情况下， 在电动机转速为 3000rpm 时， 角速度为 18000 度 / 秒钟， 利用 7.2kHz 的励磁信号所能够检测到的最小角度仅 是 18000 度 /7200 ＝ 2.5 度。这些是来自输出端口 17 的输出。
与此相比， 在本实施例中， 例如， 如果使用最小检测角度 θLSB ＝ 0.0879 度， 则与 仅利用零交叉点的情况下的分辨率 2.5 度 ( 在电动机转速为 3000rpm 时 ) 相比， 能够得到 2.5/0.0879 ＝大约 28 倍的分辨率。
具体地说， 特征在于， 在估计为角度变化了最小检测角度 θLSB 的定时输出实时信 号， 因此在每次角度变化了最小检测角度 θLSB 时输出实时信号， 从而能够实时地检测角度 变化。
另外， 特征在于， 在每次经过规定时间 TθLX ＝ θLSB/V(X) 时， 将加上上述最小检测角 度 θLSB 而得到的角度作为估计角度， 作为实时信号而输出， 因此能够在每次变化了最小检 测角度 θLSB 时检测此时的估计角度。
另外， 特征在于， 在估计角度 θ’ (X+1) 与根据下一个励磁信号零交叉点 X+1 处的相 位差 M(X+1) 而算出的角度 θ(X+1) 之间存在误差 β 的情况下， 在算出下一个励磁信号零交叉 点 X+1 处的速度 V(X+1) 时， 根据误差 β 进行校正， 因此即使角度变化率突然改变的情况下， 也能够迅速地对下一个角度位移预测进行校正。
另外， 特征在于， 进行最小检测角度 θLSB 的加减运算的间隔是角度算出器 16 的 基本时钟的整数倍， 因此， 规定时间 TθLX 除以基本时钟时的余数的累积成为误差， 但是能够 容易地降低误差。
另外， 特征在于， 将对最小检测角度 θLSB 进行加减运算的间隔延长基本时钟的一 个周期 1CLK， 进行与误差除以基本时钟而得到的值相应的次数， 因此能够确保平衡并且降 低误差。
另外， 特征在于， 输出多个脉冲列以输出规定时间 TθLX， 因此能够容易地输出相位 差式旋转变压器的输出。
另外， 特征在于， 在估计角度 θ’ (X+1) 与根据励磁信号零交叉点 X 处的相位差 M(X) 而算出的角度 θ(X) 之间的差在规定值以下的情况下， 不算出当前的角度， 因此即使在低速 转动时也不会错误判断为反转。
接着， 说明本发明的第二实施例。第二实施例的相位差式旋转变压器的基本结构 与第一实施例相同， 如图 1 所示那样。不同点仅在于角度算出器 16 的作用， 因此仅说明不同点， 省略其它部分的说明。
图 13 示 出 励 磁 信 号 中 的 正 弦 波 R1 ＝ αsinωt 和 检 测 信 号 K ＝ αβsin(ωt+γt)。将任意的测量点 Ф1 处的正弦波 R1 的值设为 ESrX， 将检测信号 K 的值 设为 ESsX。测量点 Ф1 处的励磁信号的角度信息 θSrX 是 arcsin(ESrX/α)， 检测信号的 角度信息 θSsX 是 arcsin(ESsX/(α×β))。arcsin 仅获取 -90 度以上且 90 度以下的值， 因此需要进行校正。
图 14 示出第一校正方法。图 14 的 (a) 示出校正前的数据， 图 14 的 (b) 示出校正 后的数据。
在 (a) 中， 实线 N1 是 sinθ 的值， 虚线 N2 是 arcsinθ 的值。说明 (a) 的数据的 处理方法。以 sinθ 最小值来将运算值 arcsinθ’ 设置为 -90 度， (1)θ 在 -90 度以上不 足 90 度的范围内， 设为校正值 θ’ ＝ θ。(2)θ 在 90 度以上不足 270 度的范围内， 设为校 正值 θ’ ＝ 180-θ。
由此， 能够得到 (b) 的校正后的数据。粗虚线 N3 表示校正后的数据。根据校正后 的数据 N3， 能够使 arcsin 输出在所有区间内是直线而不是折线。
图 15 示出第二校正方法。图 15 的 (a) 示出校正前的数据， 图 15 的 (b) 示出校正 后的数据。
在 (a) 中， 实线 N1 是 sinθ 的值， 虚线 N2 是 arcsinθ 的值。说明 (a) 的数据的 处理方法。sinθ 将运算值 arcsinθ’ 设置为 90 度， (1)θ 在 90 度以上不足 270 度的范围 内， 设为校正值 θ’ ＝ θ。(2)θ 在 -90 度 (270 度 ) 以上不足 90 度 (450 度 ) 的范围内， 设为校正值 θ’ ＝ -180-θ。由此， 能够得到 (b) 的校正后的数据 N3。根据校正后的数据 N3， 能够使 arcsin 输出在所有区间内是直线而不是折线。
任意时刻处的旋转变压器角度 ФX 成为 ФX ＝ θ’ Sr1-θ’ Ss1( 度 )。总是检测 旋转变压器角度， 在每次 ФX 增加 ( 减少 ) 最小检测角度 θLSB ＝ 0.0879 度时， 将实时信号 S 输出到输出端口 18。
如以上详细说明那样， 根据第二实施例的相位差式旋转变压器， 具有 ： 励磁线圈 21、 22， 其被输入励磁信号 ； 检测线圈 23， 其输出检测信号 ； 以及角度算出器 16， 其根据励磁 线圈 21、 22 的励磁信号零交叉点与检测线圈 23 的检测信号零交叉点的相位差来算出角度 位移， 该相位差式旋转变压器的特征在于， 角度算出器 16 根据时间 T 处的励磁信号的值算 出励磁信号角度 θ’ SrX， 根据时间 T 处的检测信号的值算出检测信号角度 θ’ SsX， 根据励 磁信号角度 θ’ SrX 与检测信号角度 θ’ SsX 的差来估计当前的角度， 因此不限定于零交叉 点， 能够在任意的时间处估计角度位移。
另外， 特征在于， 在算出检测信号角度 θ’ SSX 时， 以规定数来分割正弦波的一个周 期， 根据经过时间来校正分割得到的点之间的值， 因此能够以简单的计算来算出角度位移。
接着， 说明本发明的第三实施例。第三实施例仅求出速度 V(X) 的方法与第一实施 例不同， 其它方法与第一实施例相同， 因此仅详细说明不同点， 省略其它说明。
图 16 示出求出速度 V(X) 的方法。
求 出 X-3 至 X-4 的 区 间 ((X-4)-(X-3)) 的 速 度 V’ (X-3) ＝ (θ(X-3)-θ(X-4))/ (Tr+M(X-3)-M(X-4))。
另外， 求出 X-2 至 X-3 的区间 ((X-3)-(X-2)) 的速度 V’ (X-2) ＝ (θ(X-2)-θ(X-3))/(Tr+M(X-2)-M(X-3))。
另外， 求出 X-1 至 X-2 的区间 ((X-2)-(X-1)) 的速度 V’ (X-1) ＝ (θ(X-1)-θ(X-2))/ (Tr+M(X-1)-M(X-2))。
另 外，求 出 X 至 X-1 的 区 间 ((X-1)-(X)) 的 速 度 V’ (X) ＝ (θ(X)-θ(X-1))/ (Tr+M(X)-M(X-1))。
然 后，求 出 四 个 区 间 的 平 均 速 度 V(X) ＝ (V’ (X-3)+V’ (X-2)+V’ (X-1)+V’ (X))/ (4Tr+M(X)-M(X-4))。
将该 V(X) 作为第一实施例的 V(X) 来使用。
在此， 如图 16 的下部所示， 也可以将四个区间视作一个区间， 算出整体平均速度 V(X) ＝ (θ(X)-θ(X-4))/(4Tr+M(X)-M(X-4)) 来使用。
当计算四个速度 V’ 的平均时， 由于在本实施例中各速度 V’ 的数据是 12 位， 因此四 个数据的合计值是 14 位。此时， 如果简单地取平均， 则删除下两位来设为 12 位数据即可， 但是在本实施例中， 在下两位数的上位是 1 的情况下进到上一位， 在是 0 的情况下舍去。由 此， 能够更接近实际的速度。
根据第三实施例， 特征在于， 在求出速度 V(X) 时， 求出之前的多个零交叉点 ( 在第 三实施例中是例如四个， 如果加上当前时刻的零交叉点则是五个 ) 处的速度 V’ ， 将它们的 平均值设为速度 V(X)， 因此当速度 V’ 变化较大时， 能够提高实时输出的估计角度的精确度。 在上述实施例中， 根据四个零交叉点来求出速度 V(X)， 但是如果使用八个零交叉点 来求出速度 V(X)， 则能够进一步提高精确度。
另外， 特征在于， 之前的多个零交叉点的数量为四个或者八个， 因此容易以位进行 计算， 能够使程序简单。
在此， 当将零交叉点的数量设为十个以上时， 在使用于电动机的转动角度检测时 担心如下的问题。
即， 这是因为当电动机以 10000rpm 以上的转速进行转动时， 在急速减速的情况 下， 如果将零交叉点的数量设为十个以上则担心误差超过 1θLSB 而无法高精确度地估计急 速变化的速度 V(X) 的估计值。这是因为当将零交叉点的数量设为十个以上时， 获取较多过 去的数据， 因而存在在速度急剧变化的情况下所估计的速度的误差相应地变大这种问题。
此外， 本发明并不限于上述实施方式， 在不脱离发明的宗旨的范围内能够如下这 样实施。
例如， 在本实施例中， 在估计为角度变化了最小检测角度 θLSB 时， 使用规见定时间 TθLX ＝ θLSB/V(X)， 但是也可以利用其它计算式来估计角度变化。并且， 代替估计角度变化了 最小检测角度 θLSB， 也可以在每个固定时间算出此时的估计角度， 在每个固定时间将所算 出的估计角度作为实时信号 S 输出。
另外， 在本实施例中， 设为 12 位的精确度， 但是也可以使用更多位来提高精确度。
在本实施例中， 说明了电动机正转的情况， 但是在电动机反转时， 只要减去最小检 测角度 θLSB 来算出估计角度即可。