多载波无线电系统及无线电收发机实现本发明涉及无线电通信系统，更具体地涉及用在这种系统中的低
成本移动收发机。
在过去十年中，移动电话的使用已大为增加。在基于模拟技术的
无线电系统的较慢的起动之后，随着数字技术的得到利用，移动电话
的效益随之上升。今天，全球大部分地区都被可用于商用的移动网络
所复盖。虽然诸如AMPS、NMT及ETACS等模拟系统仍在工作并已广泛
地安装，但大多数新用户采用诸如GSM、D-AMPS及PDC等更新的数字
系统。
由于移动终端已成为消费产品，不断地推动向高成本效力实现发
展。为了减少所需的外部元件的数目，总的趋势是在单一集成电路
(IC)或芯片上集成尽可能多的功能。这样做不仅降低成本，还降低
工耗及提高可靠性。因此，存在着对允许这种集成的无线电结构的不
断探索，而最终的目标为生产单片无线电机。换言之，提供所具有收
发机功能的单一集成电路。
对于片上实现的主要障碍涉及信号滤波。具体地，为了抑制邻接
信道信号及带内闭锁信号，在信道滤波器上施加了严格的要求。大多
数移动接收机当前采用超外差型结构，在其中将RF信号连续地下变频
并在一个或多个IF级中滤波。然而，所需要的高Q带通滤波器必须具
有高选择性而难于集成。通常，为这一目的采用象陶瓷或晶体滤波器
或表面声波(SAW)滤波器等非片滤波器。
通常更适合于片上集成的另一种结构为零差接收机。这里直接对
基带或DC进行下变频，在这一情况中可选择应用较易在片上实现的低
通滤波器。然而，零差接收机也有问题。例如通常存在DC偏移及落在
DC上的二次调制，不能容易地将其与信息信号区分。
第三种已知的无线电结构为低IF结构。在这一结构中，将RF信
号下变频到允许使用低Q的滤波器的低中频上。这种滤波器易于在片
上实现。然而，与低IF接收机有关的问题涉及镜象信号。用本机振荡
器频率f_lo去乘在频率f_1上的预期的信号(f-lo＞f_1)以提供f_
lo-f_1上的IF频率，也会将本机振荡器(LO)频率另一侧上(即在
f_2＝2×(f_lo-f_1)上)产生的任何镜象信号下变频到同一IF频率
f_lo-f_1。因此，由于邻接的带内信号能比预期的信号强得多，故在
镜象抑制上设置了严格的要求(注意在超外差型接收机中镜象带落在
通信带外，因此被在天线后面在信号进入接收机之前的RF滤波器所抑
制)。
除了推动片上集成，正在进行提高现有移动系统中的数据速率的
工作。存在着包含多载波方案在内的若干种获得较高数据速率的可能
技术。在多载波系统中，分配给通信链路每个支持一条信道的若干载
波。这样，组合若干低速率信道以构成一条高速率链路。然而，多载
波系统将使收发机设计复杂化，而如果想要单片解决方案时，通常是
没有吸引力的。
因此，存在着对容易在片上实现但也能满足选择性与镜象抑制要
求的无线电结构的需求。也存在着对提供比当前的收发机实现更高的
数据速率的片上无线电结构的需求。
本发明通过提供其中两个载波互为镜象的多载波低IF无线电结
构来满足上述与其它需求。有利地，本发明指出如果在频域中的多个
载波的位置上施加某些限制，便能构成非常适合于片上集成的无线电
结构。本发明指出双载波无线电收发机比单载波收发机更适合于在单
片上集成。
在本发明的低IF结构中，分别在I分支与Q分支中建立同相与正
交信号。通过旋转Q信号90度，及随后将I与旋转后的Q信号相加，
便抑制了低带(即在频率上低于本机振荡器频率的带)并保留高带。
然而，如果从I信号中减去旋转后的Q信号，便抑制高带而保留低带。
因此，通过使用适当的本机振荡器频率，便能用诸如本发明提出的低
IF、双输出正交混频器同时重现高RF带与低RF带。此外，在重现了
高与低带之后，便能使用新的适当本机振荡器频率在第一低IF、双输
出正交混频器的输出上重复上述过程。假定这两个带又互为镜象，得
出两个新带。可重复这一过程直到最终的带是所希望的单个载波为
止。
有利地，由于在双输出正交混频器中使用了低IF结构，这一混频
器能用低Q滤波器集成在片上。在双输出正交混频器中，只需要低通
滤波器来抑制二次谐波。因而，可将实际信道滤波一直推迟到基带上，
并且不出现零差接收机中遇到的DC问题。此外，由于这些载波是同一
链路的部分(即同一发射机发射的)，由于信号强度只是由多路经衰
落引发的差别，可减少镜象抑制问题。并不存在关于镜象的带内闭锁
问题。
本发明还指出通过在信道上交错信息位，得到频率分集并提高系
统容量。换言之，通过将信息散布在不同频带上，得到通常能解释为
系统容量提高的分集。此外，可将单一宽频带信号分成各提供给不同
(子)载波的若干小带信号。这类似于正交频分多路复用(OFDM)。
然而，按照本发明，子信道没有必要是邻接的。因此，通过广阔分隔
子信道，可得到较大的频率分集。如同OFDM，由于在单一载波上较长
的符号时间而减少了耗散效应。在本发明中不存在诸如在OFDM系统中
遇到的同步困难。
应用本发明的多载波技术的终端是完全与现有网络兼容的。现有
网络只须以结构化方式在不同载波上分配数个信道，然后认为这些信
道是同一链路的一部分。有利地，本发明不需要比其它建议的高速速
率方案(如TDMA系统中的多时隙操作)更多的附加基带处理。
在一个示范性实施例中，双输出正交混频器包含用于将输入信号
与本机振荡器信号混频以产生同相下变频信号的第一混频器。该示范
双输出混频器还包含用于移相或旋转本机振荡器信号以产生正交本机
振荡器信号的第一移相器，及用于将输入信号与该正交本机振荡器信
号混频以产生正交下变频信号的第二混频器。第二移相器旋转正交下
变频信号以产生经过旋转的正交下变频信号。此外，加法器相加同相
下变频信号与旋转的正交下变频信号以产生高带检波输出信号，而减
法器则从同相下变频信号中减去旋转后的正交下变频信号而产生低带
检波输出信号。在该示范实施例中，将第一滤波器耦合在第一混频器
的输出端上用于滤波同相下变频信号，以提供滤波的同相下变频信
号，并将其耦合到加法器与减法器上。此外，将第二滤波器耦合在第
二混频器的输出端上，用于滤波正交下变频信号，以提供耦合在所述
第二移相器上的滤波的正交下变频信号。
在另一示范实施例中，双输入正交混频器包含第一移相器，用于
移相第一输入信号，以产生第一移相的输入信号；第二移相器，用于
移相第二输入信号以产生第二移相的输入信号。此外，第一加法器将
第一移相输入信号与第二输入信号相加以产生第一混合信号；及第二
加法器将第一输入信号与第二移相输入信号相加以产生第二混合信
号。第一混频器混频第一混合信号与同相本机振荡器信号以产生第一
上变频信号。并且，第三移相器移相本机振荡器信号以产生正交本机
振荡器信号，及第二混合器混频第二混合信号与正交本机振荡器信号
以产生第二上变频信号。最后，第三加法器将第一与第二上变频信号
相加以产生多载波输出信号。
参照附图中所示的示例性实例详细说明本发明的上述及其它特
征。熟悉本技术的人员会理解所描述的实施例是为说明与理解的目的
而提供的，在其中忽略了无数等同的实施例。
图1为传统的两级超外差式接收机的框图。
图2为传统的零差接收机的框图。
图3为传统的低IF接收机的框图。
图4为按照本发明构成的用于下变频的低IF双输出正交混频器的
框图。
图5为本发明提出的双载波系统与低IF接收机的频率图。
图6A为按照本发明的教导构成的双输出正交混频器的框图。
图6B为本发明所提出的用于多路分解四载波信号的级联的双输
出正交混频器的实例。
图7为按照本发明构成的用于上变频的双输入正交混频器的框
图。
图8为本发明所提出的用于多路复用四载波信号的级联的双输入
正交混频器的实例。
图9描绘可在其中应用本发明的教导的多蜂窝通信系统。
图10描绘可在其中应用本发明的教导的基地台与移动台。
如上所述，便携式通信装置的无线电收发机设计中的总趋势为在
单一芯片中集成尽可能多的功能。这一趋势是由当前VLSI电路中的晶
体管及平方毫米硅的单价的降低部分地驱动的。在单一芯片上尽可能
多集成还减少封装上的针数并从而降低工耗及印刷电路板面积。
在1-2GHz范围中的较高RF频率上的无线电设计传统上是基于许
多分立元件的。对于达到全集成的主要障碍之一涉及所使用的滤波
器。尤其是，在芯片上构成具有充分选择性(即高质量或高Q值)的
滤波器在传统无线电结构的角度上已证明是困难的。
例如，考虑在许多传统无线电系统中所采用的超外差方法。图1
描绘了传统的超外差接收机100。如所示，接收机100包含天线105、
第一滤波器110、第一(低噪声)放大器120、第二滤波器130、第一
混频器140、第一本机振荡器150、第三滤波器160、第二放大器170、
第二混频器180及第二本机振荡器190。
在图1中，将天线105的输出耦合在第一滤波器110的输入上。
第一滤波器110的输出耦合在第一放大器120的输入上而第一放大器
120的输出耦合在第二滤波器130的输入上。第二滤波器130的输出
与本机振荡器的输出耦合在混频器140的输入上。混频器140的输出
耦合在第三滤波器160的输入上而第三滤波器160的输出耦合在第二
放大器170的输入上。第二放大器170的输出与第二本机振荡器190
的输出耦合在第二混频器180的输入上。混频器180的输出作为接收
机100的输出。操作中，将RF信号输入下变频到适当的IF频率，在
其中滤波，通常应用片外陶瓷带通滤波器或SAW带通滤波器，它们是
难于用传统的IC技术在硅上集成的。
通向全集成的步伐是应用零差结构。图2描绘传统的零差接收机
200。如图所示，接收机200包括天线205、第一滤波器210、第一(低
噪声)放大器220、第一混频器230、第二滤波器240、第二放大器250、
移相器260、本机振荡器270、第二混频器280、第三滤波器290及第
三放大器295。
在图2中，天线205的输出耦合在第一滤波器210的输入上而第
一滤波器210的输出耦合在第一放大器220的输入上。第一放大器220
的输出耦合在第一混频器230的输入及第二混频器280的输入上。此
外，第一混频器230的输出耦合在第二滤波器240的输入上及第二滤
波器240的输出耦合在第二放大器250的输入上。第二放大器250的
输出作为接收机200的第一输出I。
此外，第二混频器280的输出耦合在第三滤波器290的输入上及
第三滤波器290的输出耦合在第三放大器295的输入上。第三放大器
295的输出作为接收机200的第二输出Q。本机振荡器270的输出耦合
在移相器260的输入上。移相器260的0度输出耦合在第一混频器230
的输入上而移相器260的π/2输出耦合在第二混频器280的输入上。
操作中，RF信号直接下变频到基带或DC。滤波功能现在包含更容易在
片上达到的低通滤波，尤其是用基带上的数字滤波。然而，零差系统
也有问题。例如，DC偏移及二次交叉调制。
低IF结构试图组合片上实现的优点同时试图避免零差接收机中
遇到的问题。图3描绘了传统的低IF接收机300。如所示，接收机300
包括天线305、第一滤波器310、第一(低噪声)放大器315、第一混
频器320、第二滤波器330、第二放大器340、移相器350、本机振荡
器360、加法器385、第二混频器370、第三滤波器380、第三放大器
390及第二移相器395。
在图3中，天线305的输出耦合在第一滤波器310的输入上及第
一滤波器310的输出耦合在第一放大器315的输入上。第一放大器315
的输出耦合在第一混频器320的输入上与第二混频器370的输入上。
此外，第一混频器320的输出耦合在第二滤波器330的输入上及第二
滤波器330的输出耦合在第二放大器340的输入上。第二混频器370
的输出耦合在第三滤波器380的输入上，及第三滤波器380的输出耦
合在第三放大器390的输入上。
第三放大器390的输出耦合在第二移相器395的输入上及第二移
相器395的输出耦合在加法器385的输入上。加法器385的输出作为
接收机300的输出。本机振荡器360的输出耦合在第一移相器350的
输入上。移相器350的0度输出耦合在第一混频器320的输入上而第
一移相器350的π/2输出耦合在第二混频器370的输入上。
在操作中，第一IF位于低中频上，从而用片上(低Q)滤波器能
获得充分选择性。取决于IF低到什么程度，这些滤波器为带通滤波器
或低通滤波器。低IF信号处理的结果为本机振荡器(LO)频率接近所
要求的载波使得差频为低中频。结果，在本机振荡器另一侧上的镜象
信号通常在RF通信带中。为了抑制能比期望的载波强得多的镜象信号
的冲击，在镜象抑制上设定高要求。对于无线电通信系统中的低IF结
构，这永远是一个问题。
然而，本发明有利地提出可将镜象信号认为是多载波系统中的另
一信息载体。如果将LO频率调谐到两个载波(假定双载波系统)之间
的中间频率上，信号将互为镜象，从而，利用按照本发明构成的低IF
结构，两种载波都能重现而不需要这种高Q镜象抑制滤波器。结果，
便能达到更高水平的集成。
图4描绘按照本发明的教导构成的双输出正交混频器400。如所
示，该双输出正交混频器400包括天线405、第一滤波器410、第一(低
噪声)放大器415、第一混频器420、第二滤波器425、第二放大器430、
加法器435、第一移相器440、本机振荡器445、第二混频器450、第
三滤波器455、第三放大器460、第二移相器470及减法器475。
在图4中，天线405的输出耦合在第一滤波器410的输入上及第
一滤波器410的输出耦合在第一放大器415的输入上。第一放大器415
的输出耦合在第一混频器420的输入及第二混频器450的输入上。第
一混频器420的输出耦合在第二滤波器425的输入上及第二滤波器
425的输出耦合在第二放大器430的输入上。第二放大器430的输出
耦合在加法器435的输入及减法器475的输入上。第二混频器450的
输出耦合在第三滤波器455的输入上及第三滤波器455的输出耦合在
第三放大器460的输入上。第三放大器460的输出耦合在第二移相器
470的输入上。移相器470的输出耦合在加法器435的输入及减法器
475的输入上。加法器435的输出作为正交混频器400的第一输出而
减法器475的输出作为正交混频器400的第二输出。本机振荡器445
的输出耦合在第一移相器440的输入上。移相器440的0度输出耦合
在第一混频器420的输入上而第一移相器440的π/2输出耦合在第二
混频器450的输入上。
在操作中，可将这一低IF双输出正交混频器看成两个传统的低IF
接收机的叠加，I与Q分支在其中之一中互相相加，而I与Q分支在
其中之一中互相相减。由于这两个载波属于同一链路，不会出现传统
的低IF接收机中能遇到的严重镜象问题。载波信号强度只由于频率选
择性衰落(如多路径或Ragleigh衰落)而有所不同。镜象抑制取决于
I与Q分支之间的平衡。由于低IF接收机能实现在片上，能获得分支
之间的好的匹配。通常，在1MHz的带宽上的镜象干扰抑制位于30-
40分贝的范围中。对于较小的带宽，能得到甚至更高的抑制值。已报
告过高达60分贝的抑制值。例如见M.Steyaert与J.Crols的“模拟
集成多相滤波器”，模拟电路设计，R.J.vande Plassche(编辑)Kluwer
研究院出版社，如果要求诸如10分贝的最小C/I，由于多路径衰落而
载波可相差诸如20-30分贝。
图5中示出双载波系统的下变频与镜象干扰抑制的频域中的说
明。如所示，通过将RF信号S乘以本机振荡器的同相与正交分量，信
号S表示为I与Q分量的复信号。然后，如果将I或Q分量移相90度
随后将这两个分量相加与相减，分别独立重现本机振荡器以下及以上
的信号。应计入所重现的较低频带是镜象的。因此，对于正确的重构，
相位是倒置的。
有利地，图4的双载波实施例背后的概念可扩展到两个载波以
上。通常，只要对应的载波组保持互为镜象，可保持简单的接收机结
构。例如，通过级联正交混频器并在各情况中选择正确的LO频率，便
能正确地重现各不同载波上的信息信号。在示范性多载波实施例中，
为了抑制由用本机振荡器的乘法导致的二次谐波，在正交混频器中只
使用低通滤波器。
为了方便起见，图4的双输出正交混频器在图6A中只作为单一的
框600示出。然后图6B示出四载波系统的级联概念(注意图6B中的
频率图只示出正频率)。如所示，四载波混频器650包括第一、第二
与第三正交混频器605、610、620。第一正交混频器605的输入作为
四载波混频器650的输入。第一正交混频器605的正输出耦合在第二
正交混频器610的输入上，而第一正交混频器605的负输出耦合在第
三正交混频器620的输入上。第二正交混频器610的正输出用作四载
波混频器650的第一输出，而第二正交混频器610的负输出用作四载
波混频器650的第二输出。最后，第三正交混频器620的正输出用作
四载波混频器650的第三输出，而第三正交混频器620的负输出则用
作四载波混频器650的第四输出。
在操作中，对载波的唯一要求是将它们间隔成以两两方式使这些
载波至为镜象。图6B中，这意味着对于第一级，载波A与D及载波B
与C互为镜象。因此，将第一本机振荡器频率LO-1选择在这些载波
中央。对于第二级，在上方电路中载波C与D互为镜象，而在下方电
路中载波A*与B*互为镜象(其中A*与B*分别表示A与B的复共轭值)。
在这两种情况中，第二本机振荡器频率LO-2位于第一下变频以
后认为的载波A与B(或载波C与D)中央。在该电路末端，产生多载
波输入的独立分量。在这一点上，可执行实际信道滤波。注意虽然在
图6B中，图6A中所表示的电路包含模拟滤波器与混频器，一部分混
频器可用数字实现。具体地，在下变频末端上的信道滤波可在数字信
号处理器中进行。
熟悉本技术的人员会理解图6B的方案可扩展到四个载波以上。通
常，载波数应为2N，其中N为整数，载波间隔没有必要是固定的。然
而，应将间隔设定为使得对于各混频器级，能选择使载波互为镜象的
LO频率。有利地，包含多个级联的单元600的整个多载波接收机能一
起集成在单片上。
到此为止，已描述了多载波收发机的示范接收机结构。通常，通
过采用低IF双输出正交混频器，方便地将多载波信号分成其单个子载
波。在下面的讨论中，描述对应的示范发射机结构。例如，在一定范
围内，能在数字域中的基带上直接生成适当的多带信号，然后上变频
到RF带。然而，如果带宽较大，可能难于在数字域中生成。因此，本
发明提出能在模拟域中实现的方法与装置，可将它们视为上述多载波
接收机实施例的互补。
图7描绘按照本发明的教导构成的兼容的多载波发射机。如所
示，双输入正交混频器700包括第一移相器710、第一加法器715、第
一混频器720、第二移相器725、第二加法器730、第二混频器740、
第三移相器705、本机振荡器745及第三加法器750。双输入正交混频
器700的第一输入耦合在第一移相器710的输入及第二加法器730的
输入上。双输入正交混频器700的第二输入耦合在第一加法器715的
输入及第二移相器725的输入上。第一移相器710的输出耦合在第一
加法器715的输入上，及第一加法器715的输出耦合在第一混频器720
的输入上。
第二移相器725的输出耦合在第二加法器730的输入上而第二加
法器730的输出耦合在第二混频器740的输入上。本机振荡器的输出
耦合在第三移相器705的输入上，第三移相器705的0度输出耦合在
第一混频器720的输入上，而第三移相器705的π/2输出耦合在第二
混频器740的输入上。第一混频器720的输出耦合在第三加法器750
的第一输入上，及第二混频器740的输出耦合在加法器750的第二输
入上。第三加法器750的输出用作双输入正交混频器700的输出。
图7的示范发射机是基于与接收机上所用的低IF双输出混频器相
同的原理的。操作中，输入信号相移90度并随即在正交混频器中相
乘。然后将混频器的输出相加使上方输入上的输入信号落在LO频率以
上及下方输入上的输入信号落在LO频率以下。
通过模仿接收机中的双输出正交混频器的级联，可在发射机中应
用双输入正交混频器的级联。为了方便起见，双输入正交混频器700
在图7中示出为单一的框755，图8描绘采用三个级联的双输入混频
器的示范性四载波发射机(注意图8中的频率图只示出正频率)。
如图8中所示，四载波混频器800包括第一、第二及第三双输入
正交混频器810、815、820。第一正交混频器810的第一输入用作四
载波混频器800的第一输入而第一正交混频器810的第二输入用作四
载波混频器800的第二输入。此外，第二正交混频器815的第一输入
用作四载波混频器800的第三输入及第二正交混频器815的第二输入
用作四载波混频器800的第四输入。
第一正交混频器810的输出耦合在第三正交混频器820的第一输
入上而第二正交混频器815的输出耦合在第三正交混频器820的第二
输入上。第三正交混频器820的输出用作四载波混频器800的输出。
本机振荡器耦合在第一、第二及第三正交混频器810、815、820的各
个的输出上。
在操作中，输入信号是复基带的或位于低中频上。发射机中的上
变频级使用与接收机中的下变频级相同的LO频率。因此图8中的频率
LO_1与LO_2对应于图6B中的频率LO_1与LO_2。如上所述，熟悉本
技术的人员会理解所描述的技术可推广到四载波以上。同时，会理解
包含多个级联的单元755的整个多载波发射机可一起集成在单一芯片
上。
注意上变频之后，在天线发射信号之前通常需要功率放大器
(PA)。因此，由于多载波系统并不提供恒定的包络信号，PA是线性
的是重要的。可接受的非线性量具体由带外发射的要求设定。
能以若干方式使用本发明的多载波系统。首先，它们能用来提高
诸如GSM或D-AMPS等现有移动系统中的数据率。有利地，本发明的
系统是与当前的实现兼容的，意味着在现有网络中只需最少的改变且
传统的(单载波)终端仍能使用。网络只须分配两个(或多个)载波
给多载波终端，然后将这些载波看成是同一连接的一部分，由于闭锁
要求，不可能分配比它设计的更少载波给多载波终端。因此例如，双
载波终端必须永远分配两个载波，即使只希望正常的(标准)数据率
也一样。然而通过在两个载波上使用半速率，可以不降低系统容量达
到标准速率。
事实上，由于频率分集而系统容量提高。如果载波间隔大于相干
带宽，可将载波上的多路径衰落看成是独立的。通过在各载波上交错
信息，得到频率分集增益。此外，通过在Tb/M上交错符号(其中Tb
为符号时间而M为载波数)，通过多路复用接收机的不同输出在假定
应用适当的过度抽样时能共享电路。
本发明的另一种应用涉及正交频分多路复用(OFDM)。在OFDM
中，将一宽带信道分成多个子信道。位流是在子信道上多路复用的，
使得各子信道携带具有长符号时间的单个符号。OFMD利用快速傅里叶
变换(FFT)技术在频带上多路复用时间信息。由于频率散布，OFDM
提供频率分集。由于每一子信道的符号时间是长的，能防止符号间干
扰(ISI)且有可能在耗散的(多路径)传播路径上传输高速率数据。
然而，OFDM的缺点在于副带必须是邻接的，及在于要求严格的同步，
因为FFT是应用在固定长度的帧上的。第一个缺点包含频率分集只在
合理带宽的OFDM系统中获得：相邻副带之间的衰落是高度相干的。第
二缺点包含同步连接的要求。
然而，本发明的多载波系统有利地并不遭受这些缺点。按照本发
明，为了得到真正的频率分集，子载波能广阔地分隔布置。此外，各
载波支持独立于其它载波的信道，这意味着不会发生象OFDM中的同步
问题。在一定限度内，可自由选择载波的位置。然而，为了简化实现，
可采用载波之间的恒定间隔，因为在这一情况中各附加级在IF上使用
的LO频率减少了因子2。如在OFDM中，可将宽带信道分成多个子信
道，并在具有OFDM的所有好处的同时避免诸如ISI等。有利地在本发
明中，由于载波能间隔甚远，能获得强得多的频率分集。
由于本发明能在蜂窝式移动无线电话系统中实现，图9描绘了一
示范系统，如所示，基地台B1-B10与10个蜂窝C1-C10中各个关联。
此外，有9个移动台M1-M9可在蜂窝中及从一个蜂窝到另一个移动。
实际上，蜂窝式移动无线电系统会用10个以上蜂窝实现且包含9个以
上移动台。然而，为了理解本发明的目的图9的简化表示已足够。
图9中还示出用电缆或固定无线电链路连接在10个基地台B1-
B10上的移动交换中心MSC。注意并未示出所有从移动交换中心MSC
到基地台B1-B10的电缆连接。移动交换中心MSC也用电缆或固定无
线电链路(未示出)连接到固定的交换电话网或其它类似固定网上。
移动交换中心MSC、基地台B1-B10及移动台M1-M9都是计算机控制
的。
图10描绘图9的示范性蜂窝式移动无线电话系统中的部件。图中
示出示范性基地台1010及示范性移动台1020。基地台1010包含连接
在移动交换中心(MSC)1040上的控制与处理单元1030，移动交换中
心又连接在公共交换电话网(未示出)上。基地台1010还包含业务信
道收发机1050及控制信道收发机1060。移动台1020包含业务与控制
信道收发机1070及处理单元1080。基地台收发机1050、1060及移动
收发机1070可按照本发明的教导构成。
在操作中，蜂窝的基地台1010包含多个由业务信道收发机1050
控制的业务信道，收发机1050受控制与处理单元1030控制。控制信
道收发机1060也受控制与处理单元1030控制并能控制一条以上控制
信道。控制信道收发机1060在基地台或蜂窝的控制信道上广播控制信
息给锁定在控制信道上的移动台。业务信道收发机1050广播包含数字
控制信道位置信息的业务信道。
移动台1020周期性扫描如基地台1010等基地台的控制信道以确
定锁定在或扎营在哪一个蜂窝上。移动台1020在其业务与控制信道收
发机1070上接收控制信道上的绝对与相对信息广播。然后，处理单元
1080评估所接收的包含候选蜂窝的特征的控制信道信息并确定应将
移动台锁定在哪一蜂窝上。所接收的控制信道信息不仅包含关于它所
关联的蜂窝的绝对信息，还包含关于靠近控制信道与之关联的蜂窝的
其它蜂窝的相对信息。移动台1020在监视主控制信道时周期性地扫描
这些邻接蜂窝以确定是否有更适当的候选。
熟悉本技术的人员会理解本发明不限于这里为说明目的而描述的
特定示范性实施例。例如，虽然示范性实施例是参照正交信号分量的
旋转描述的，熟悉本技术的人员会理解通过旋转对应的同相信号分量
也可得到类似结果。因此，本发明的范围是由所附权利要求书而不是
上文的描述所定义的，并且旨在包含与权利要求书的含义相符的所有
等同物。