定位伺服控制器 【技术领域】
本发明涉及一种对受控对象进行定位的定位伺服控制器(位置控制装置)，具体涉及一种用于定位电动机的定位伺服控制器。
背景技术
图30是示出现有定位伺服控制器的构成的控制方框图。如图30所示，现有定位伺服控制器由位置控制器1、速度控制器2、转矩放大器3、电动机4以及微分器5构成。
定位伺服控制器对惯性为J[N·m·s2]的电动机4的位置θ[rad]进行控制。
电动机4设有编码器(未示出)，这样，电动机4的位置θ可由编码器进行检测。从高级单元(未示出)提供的位置指令θr和电动机4的位置θ之间的位置偏差(θr-θ)被输入位置控制器1。
位置控制器1是比例控制器，该比例控制器输出偏差与位置环路增益Kp[1/s]相乘获得的值，作为电动机4的速度指令ωr[rad/s]。
微分器5对电动机4的位置θ[rad]求微分，并输出电动机4的速度ω[rad/s]。
速度控制器2是比例控制器，该比例控制器接收速度指令ωr[rad/s]和电动机4的速度ω[rad/s]之间的速度偏差，并输出偏差与速度环路增益Kv[N·m·s]相乘获得的值，作为电动机4的转矩指令Tref[N·m]。
转矩放大器3接收转矩指令Tref，并生成转矩Tr，用于驱动电动机4。
也就是说，定位伺服控制器用于使电动机4的位置θ跟随位置指令θr。电动机4的位置θ是针对位置指令θr地位置响应。
在这种现有定位伺服控制器中，使用反馈控制系统，在该反馈控制系统中，根据电动机4的反馈位置响应θ进行定位控制。
如上所述，通常，定位伺服控制器在位置环路处理中具有作为子环路的速度环路处理。
然而，在反馈控制系统的这种定位伺服控制器中，位置环路增益Kp的值和速度环路增益Kv的值都是有限值，并都具有上限。
因此，电动机4的位置响应θ未与位置指令θr完全重合，并且发生所谓的伺服延迟。
图31(a)和图31(b)是示出现有定位伺服控制器的操作的图。
在图31(a)中示出了位置指令θr和位置响应θ，并且在图31(b)中示出了位置指令θr和位置响应θ的微分dθr/dt和dθ/dt。
如图31(a)和图31(b)所示，dθr/dt是一指令，用于使电动机4以恒定加速度加速，在电动机达到稳态速度V[rad/s]并且以稳态速度V进行预定周期的运动之后，使电动机以恒定加速度减速。
在这种情况下，位置偏差在最大时为V/Kp[rad]，并且在dθr/dt的值为0时的定时和在位置响应θ实际到达位置指令θr的值时的定时之间的周期与1/Kp[s]成比例延长。
图31(a)和图31(b)示出了在以下情况，即：加速/减速时间＝0.1[s]，稳态速度V＝100[rad/s]，预定周期＝0.2[s]，位置环路增益Kp＝25[1/s]，速度环路增益Kv＝200[N·m·s]，以及惯性J＝1[N·m·s2]的情况下，指令θr和dθr/dt以及响应θ和dθ/dt的变化方式。
在图31(a)和图31(b)中，稳态偏差是V/Kp＝100/25＝4[rad]，并且在dθr/dt的值为0时的定时和在位置响应θ实际到达位置指令θr的值时的定时之间的周期是0.1[s]。
在这种定位伺服控制器中，为了消除上述伺服延迟，前馈控制系统有时与反馈控制系统一起使用。
图32是示出一种定位伺服控制器的构成的控制方框图，在该定位伺服控制器中，前馈控制系统与反馈控制系统一起使用。
除了图2的定位伺服控制器的各部件以外，该定位伺服控制器还包括前馈控制器6和7。
前馈控制器6接收位置指令θr，对位置指令θr求微分，并输出把微分值与第一前馈增益Kff1[1/s]相乘获得的值。
该值是第一前馈受控变量，该第一前馈受控变量与从位置控制器1输出的速度指令ωr[1/s]相加。
根据该构成，在图32的定位伺服控制器中，速度环路处理是根据速度指令来进行的，该速度指令直接从位置指令θr产生，并且不包含伺服延迟元素。因此，与仅使用反馈控制的情况相比，可进一步消除伺服延迟。
前馈控制器7接收从前馈控制器6输出的第一前馈补偿量，对该补偿量求微分，并输出微分值与第二前馈增益Kff2相乘获得的值，作为第二前馈补偿量。
第二前馈补偿量与从速度控制器2输出的值相加，并且相加结果作为转矩指令Tr被输入转矩放大器3。
根据该构成，转矩放大器3可根据转矩指令Tr驱动电动机4，该转矩指令Tr不包含伺服延迟元素。
如上所述，在图32的定位伺服控制器中，可能由反馈控制产生的伺服延迟可通过进行速度前馈控制和转矩前馈控制来补偿。
图33是以简化方式示出图32的定位伺服控制器的各方框的控制方框图。如图33所示，定位伺服控制器的控制性能取决于前馈增益Kff1和Kff2的值。
因此，在图32的定位伺服控制器中，电动机4在下述状态，即：前馈增益Kff1和Kff2被设定为最佳值，从而把伺服延迟减少到尽可能少的程度的状态下得到控制。
当前馈增益Kff1＝1时，定位伺服控制器的控制方框图如图34所示。
当前馈增益Kff2＝J时，从位置指令θr到位置响应θ的传递函数G的值是1，并且理想的是，在位置指令θr和位置响应θ之间不发生延迟，因而定位伺服控制器的伺服延迟是0。
然而，实际上，往往难以完全掌握诸如作为受控对象的电动机4的惯性J等物理量，并且难以把前馈增益Kff1和Kff2的值设定为最佳值。
在这种情况下，在电动机4的定位过程中，发生诸如过冲或下冲等现象。例如，当kff2＝J时，定位伺服控制器的伺服延迟是0。然而，在J值未知的情况下，前馈增益Kff2的值不能被设定为J值，因此，在响应中发生过冲或下冲。
图35(a)和图35(b)示出了在前馈增益Kff2未被最佳设定的情况下，作为定位伺服控制器的位置响应θ的微分的速度响应dθ/dt的变化方式。
在图35(a)和图35(b)中，Kff2＝0.5＝J/2。
图35(b)是图35(a)中的部分A的放大视图。
如图35(b)所示，在速度响应dθ/dt中发生过冲。
为了消除这种过冲，已采取了对策，例如，减小前馈增益Kff1的值，或者在前馈控制器7的输出中设置滤波器。然而，现有定位伺服控制器存在的一个问题是，由于采取这种对策，再次产生伺服延迟。
返回到图30，现有定位伺服控制器由位置控制器1、速度控制器2、转矩放大器3、电动机4以及微分器5构成。现有定位伺服控制器对惯性为J[N·m·s2]的电动机4的位置θ[rad]进行控制。
为使说明简单明了，假定受控对象是一刚体，并且受控对象和电动机4的总惯性是J，而且假定转矩放大器3的响应快到可忽略不计。
如上所述，在定位伺服控制器中，通常，具有速度环路增益Kv的速度环路作为子环路设置在位置环路处理中。用于生成转矩的转矩放大器3设置在速度环路中。具有惯性J的电动机依靠生成的转矩Tr来旋转。位置θ由编码器读入控制器，以便在控制中使用。在这种现有定位伺服控制器中，设备与电动机的端部相连，并且重要的是根据该设备的特性以及使用的操作要求，采用良好平衡的方式来调整Kp值和Kv值。
如图36所示，在步骤指令被输入图30的控制系统的情况下，响应特性可根据Kp值和Kv值的组合作各种改变。
在图36中，画出了三种线，即：线(a)至(c)。这些线采用以下方式分别示出响应特性：
(1)(a)示出了Kv＝50和Kp＝10这种情况，
(2)(b)示出了Kv＝100和Kp＝25这种情况，以及
(3)(c)示出了Kv＝50和Kp＝50这种情况。
假定在所有情况下，J＝1。
例如，对要求标准为如图36的线(b)所示不发生过冲并获得高响应，而且初始状态是图36的线(a)的状态的情况进行考虑。当根据请求进行调整时，Kp值首次递增，同时对位置反馈的波形进行监视，并且当获得图36的线(c)的状态时，Kv值便递增。结果，获得图36的线(b)的状态。
然而，在通常情况下，当Kv增加过量时，伺服系统会由于上述忽略的机械系统以及设置在速度环路中的转矩放大器3的延迟而振荡。
因此，当在增加Kv的过程中发生振荡时，必须再次减小Kp值，然后必须查找Kv的最佳值。
如上所述，在现有定位伺服控制器中，要求在交替改变Kp值和Kv值的同时，对最佳增益进行调整。如果不完全知道Kp和Kv之间的关系，则难以采用良好平衡方式进行调整。
具体来说，技术人员知道，在图6构成中的受控对象是一刚体，并且当电动机和设备的总负载惯性是J时，可通过设定Kv＝4·Kp·J来获得图36的线(b)的状态。然而，对于经验和知识都很少的人来说，难以实现平衡。
图37是示出另一现有定位伺服控制器的控制方框图，该定位伺服控制器在构成上与图30的现有定位伺服控制器略有不同。如图37所示，现有定位伺服控制器由位置控制器1、速度控制器2、电动机4以及微分器5构成。
现有定位伺服控制器对惯性为J[N·m·s2]的电动机4的位置θ[rad]进行控制。
通常，设有转矩放大器，转矩放大器接收产生的转矩指令，并生成转矩，用于驱动电动机4。然而，假定转矩放大器的响应快到可忽略不计，因此，该图中未示出转矩放大器。
为使说明简单明了，假定受控对象是一刚体，并且受控对象和电动机4的总惯性是J。
电动机4设有编码器(未示出)，这样，电动机4的位置θ可由编码器进行检测。从主装置(未示出)提供的位置指令θr和电动机4的位置θ之间的位置偏差被输入位置控制器1和微分器5。
位置控制器1是比例控制器，该比例控制器输出偏差与比例增益Kp[N·m·s2]相乘获得的值。
微分器5输出对位置指令θr和电动机4的位置θ之间的位置偏差求微分获得的值。
速度控制器2是比例控制器，该比例控制器输出由微分器5获得的值与微分增益Kd[1/s]相乘获得的值。现有定位伺服控制器用于使电动机4的位置θ跟随位置指令θr。电动机4的位置θ是针对位置指令θr的位置响应。
在现有定位伺服控制器中，用于控制电动机4的转矩是由未示出的转矩放大器通过使用从位置控制器1和速度控制器2输出的值相加获得的值作为转矩指令而产生的。
除了图37所示的现有定位伺服控制器以外，图38示出了另一现有定位伺服控制器，该定位伺服控制器还包括积分器6和积分控制器3。
积分器6对位置指令θr和电动机4的位置之间的位置偏差求积分，并输出积分值。积分控制器3用积分增益Ki来放大由积分器3获得的值，并输出该放大值。
在现有定位伺服控制器中，用于控制电动机4的转矩是由未示出的转矩放大器通过把从位置控制器1、速度控制器2以及积分控制器3输出的值相加获得的值用作转矩指令而产生的。
在图37和图38所示的现有定位伺服控制器中，为了使针对位置指令θr的响应θ、针对干扰Td的响应θ等能够发挥期望性能，有必要把增益Kp、Kd和Ki的值调整为最佳值。
在受控对象(执行机构以及与执行机构相连的设备的总和)是一理想刚体的情况下，根据控制理论容易实现调整。然而，在实际受控对象中，存在摩擦和弹簧元素，因此，通常采用尝试法进行调整。
因此，参数调整是一项麻烦的工作。
图39和图40示出了用于解决该问题的现有定位伺服控制器。
在图39中，放大器27和28被附加给图37所示的现有定位伺服控制器，并且在图40中，放大器27、28和29被附加给图38所示的现有定位伺服控制器。
放大器27用对调整增益Kg求平方获得的值Kg2来放大从位置控制器1输出的值，并输出该放大值。
放大器28用调整增益Kg来放大从速度控制器8输出的值，并输出该放大值。
放大器29用对调整增益Kg求立方获得的值Kg3来放大从积分控制器3输出的值，并输出该放大值。
在现有定位伺服控制器中，引入了参数Kg，用于同时改变比例元素、微分元素以及积分元素，并且当比例增益Kp、微分增益Kd以及积分增益Ki被一旦确定时，只需改变作为一个参数的调整增益Kg，就可进行增益调整，同时实现平衡。因此，可容易实现要求的响应特性。
然而，在图39和图40所示的现有定位伺服控制器中，在考虑干扰响应的情况下存在一个问题。
例如，在图40所示的现有定位伺服控制器中，对指令响应和干扰响应作了计算，如图41所示，该指令响应是针对位置指令θr的位置偏差θ1的响应，而该干扰响应是针对干扰Td的位置偏差θ2的响应。
在该控制系统中，即使在对Kp、Kd、Ki和Kg进行调整，以减少由干扰Td的影响产生的位置偏差θ2时，因为从位置指令θr到位置偏差θ1的传递函数也仅取决于相同参数，因此指令响应中的位置偏差θ1也与干扰响应中的位置偏差θ2一起改变。
也就是说，这种构成是一种所谓的一个自由度控制系统，因此，通过在反馈侧仅使用调整增益Kg，不能充分进行调整。
作为消除伺服延迟的方法，有一种方法是，正如在图1所示和以下说明的定位伺服控制器中一样，附加有：速度前馈控制器6，加速度前馈控制器7，以及加速度控制器8，该加速度控制器8根据电动机4的加速度和加速度指令之间的偏差来执行加速度反馈控制，以便把转矩指令输出到转矩放大器3。
另一方面，作为一种方法，即：通过对诸如位置环路增益Kp和速度环路增益Kv等控制系统的各种参数进行调整，可容易对位置响应θ的定位状态进行最佳调整这种方法，有一种方法是，正如在图5所示和以下说明的定位伺服控制器中一样，在位置控制器1和速度控制器2的后面设有放大器10，该放大器10使一输入与调整增益Kg相乘。
然而，在这种定位伺服控制器中，调整增益和前馈增益是采用尝试法进行调整，以便对定位状态进行最佳调整，因此，存在的一个问题是，调整周期需要延长。
如上所述，在图30所示的现有定位伺服控制器中，当对控制有影响的电动机的物理量未知时，诸如前馈增益等控制参数值不能被设定为最佳值，从而产生一个问题是，在控制响应中发生过冲或下冲，从而不能获得令人满意的控制响应。
本发明的第一目的是提供一种定位伺服控制器，在该定位伺服控制器中，即使当电动机的物理量未知，也能获得令人满意的控制响应。
在上述现有定位伺服控制器中，这两个参数必须被调整，因此，存在的一个问题是，难以容易实现要求的响应特性。
本发明的第二目的是提供一种定位伺服控制器，在该定位伺服控制器中，可容易实现要求的响应特性。
上述图37的现有定位伺服控制器存在的一个问题是，即使当使用调整增益以便采用一个参数来调整反馈控制系统的增益，也难以在对干扰响应进行调整的情况下容易实现要求的响应特性。
本发明的第三目的是提供一种定位伺服控制器，在该定位伺服控制器中，即使在对干扰响应进行调整的情况下，也能容易实现要求的响应特性。
本发明的第四目的是提供一种定位伺服控制器，在该定位伺服控制器中，可容易对定位状态进行最佳调整。
【发明内容】
为了实现第一目的，根据第一发明的实施例的定位伺服控制器包括：位置控制部分，其用位置环路增益来放大从高级单元发出的位置指令和受控对象的位置之间的位置偏差，并输出该放大偏差；速度前馈控制部分，其把第一前馈补偿量与从位置控制部分输出的值相加获得的值设定为速度指令，第一前馈补偿量是通过用第一前馈增益来放大位置指令的微分值获得的；速度控制部分，其用速度环路增益来放大速度指令和受控对象的速度之间的速度偏差，并输出该放大偏差；加速度前馈部分，其把第二前馈补偿量与从速度控制部分输出的值相加获得的值设定为加速度指令，第二前馈补偿量通过用第二前馈增益来放大第一前馈补偿量的微分值获得的；加速度控制部分，其用加速度环路增益来放大加速度指令和受控对象的加速度之间的加速度偏差，并输出该放大偏差作为转矩指令；以及转矩放大器，其根据转矩指令驱动受控对象。
如上所述，本实施例的定位伺服控制器包括加速度控制部分，其输出用加速度环路增益来放大加速度指令和受控对象的加速度之间的加速度偏差获得的值作为转矩指令。因此，即使当位置指令是输入而位置响应是输出的传递函数的系数中包含的受控对象的物理量未知时，该系数中的加速度环路增益值也是受控对象的物理量的分母，并且通过把加速度环路增益值设定为合适值，可使受控对象的物理量的值对位置响应的影响忽略不计。因此，通过把加速度环路增益设定为合适值，可获得令人满意的控制响应。
为了实现第二目的，根据第二发明的实施例的定位伺服控制器包括：位置控制部分，其用位置环路增益来放大从高级单元发出的位置指令和受控对象的位置之间的位置偏差，并输出该放大偏差；第一放大部分，其用调整增益来放大从位置控制部分输出的值，并输出该放大值作为速度指令；微分部分，其对受控对象的位置求微分，以获得受控对象的速度；速度控制部分，其用速度环路增益来放大速度指令和由微分部分获得的受控对象的速度之间的速度偏差，并输出该放大偏差；第二放大部分，其用调整增益来放大从速度控制部分输出的值，并输出该放大值作为转矩指令；以及转矩放大器，其根据转矩指令驱动受控对象。
如上所述，在本实施例的定位伺服控制器中，当速度环路增益和位置环路增益被一次设定以便确定过冲量时，仅时间方向由调整增益来改变。因此，可容易实现要求的响应特性。
根据另一实施例的另一定位伺服控制器包括：位置控制部分，其用位置环路增益来放大从高级单元发出的位置指令和受控对象的位置之间的位置偏差，并输出该放大偏差；第一放大部分，其用调整增益来放大从位置控制部分输出的值，并输出该放大值作为速度指令；微分部分，其对受控对象的位置求微分，以获得受控对象的速度；积分部分，其对速度指令和由微分部分获得的受控对象的速度之间的速度偏差求积分，并输出使积分值与速度环路积分增益相乘获得的值；第二放大部分，其用调整增益来放大从积分部分输出的值，并输出该放大值；速度控制部分，其用速度环路增益来放大从第二放大部分输出的值与下述速度偏差相加获得的值，该速度偏差为速度指令和由微分部分获得的受控对象的速度之间的速度偏差；第三放大部分，其用调整增益来放大从速度控制部分输出的值，并输出该放大值作为转矩指令；以及转矩放大器，其根据转矩指令驱动受控对象。
在定位伺服控制器中，本发明适用于一种定位伺服控制器，在该定位伺服控制器中，位置由P(比例)控制来控制，并且速度由P-I(比例-积分)控制来控制。
另一实施例的定位伺服控制器包括：位置控制部分，其用位置环路增益来放大从高级单元发出的位置指令和受控对象的位置之间的位置偏差，并输出该放大偏差；第一放大部分，其用调整增益来放大从位置控制部分输出的值，并输出该放大值作为速度指令；微分部分，其对受控对象的位置求微分，以获得受控对象的速度；积分部分，其对速度指令和由微分部分获得的受控对象的速度之间的速度偏差求积分，并输出使积分值与速度环路积分增益相乘获得的值；第二放大部分，其用调整增益来放大从积分部分输出的值，并输出该放大值；速度控制部分，其用速度环路增益来放大从第二放大部分输出的值和受控对象的速度之间的偏差，并输出该放大偏差；第三放大部分，其用调整增益来放大从速度控制部分输出的值，并输出该放大值作为转矩指令；以及转矩放大器，其根据转矩指令驱动受控对象。
在定位伺服控制器中，本发明适用于一种定位伺服控制器，在该定位伺服控制器中，位置由P(比例)控制来控制，并且速度由I-P(积分-比例)控制来控制。
为了实现第三目的，根据第三发明的实施例的定位伺服控制器包括：位置控制部分，其用比例增益来放大从高级单元发出的位置指令和受控对象的位置之间的位置偏差，并输出该放大偏差；第一放大部分，其用对调整增益求平方获得的值来放大从位置控制部分输出的值，并输出该放大值；微分部分，其对位置指令和受控对象之间的位置偏差求微分；速度控制部分，其用微分增益来放大由微分部分获得的值，并输出该放大值；第二放大部分，其用调整增益来放大从速度控制部分输出的值，并输出该放大值；前馈控制部分，其输出使下列两个值相加获得的值，该两个值是：通过用第一前馈增益来放大对位置指令求二阶微分获得的值所获得的值，和通过用第二前馈增益和调整增益来放大对位置指令求微分获得的值所获得的值；以及转矩放大器，其把从第一和第二放大部分以及前馈部分输出的值相加获得的值设定为转矩指令，并根据转矩指令驱动受控对象。
如上所述，根据第三发明，前馈控制部分设置成用于把控制系统设定为一种两个自由度系统，并且前馈控制部分的增益和反馈系统的增益都可通过由作为一个参数的调整增益来调整。因此，可简化用于确定要求的响应特性的增益调整。
在另一实施例中，除了上述构成以外，该控制器还可包括：积分部分，其对位置指令和受控对象的位置之间的位置偏差求积分；积分控制部分，其用积分增益来放大由积分部分获得的值，并输出该放大值；以及第三放大部分，其用对调整增益求立方获得的值来放大从积分控制部分输出的值，并输出该放大值。
在另一实施例中，除了上述构成以外，该控制器还可包括：二阶微分部分，其对位置指令和受控对象之间的位置偏差求二阶微分；以及加速度控制部分，其使用加速度增益来放大由二阶微分部分获得的值，并输出该放大值。
为了实现第四目的，根据第四发明的实施例的定位伺服控制器包括：位置控制部分，其用位置环路增益来放大从高级单元发出的位置指令和受控对象的位置之间的位置偏差，并输出该放大偏差；第一放大部分，其用调整增益来放大从位置控制部分输出的值，并输出该放大值；速度前馈控制部分，其把第一前馈补偿量与从第一放大部分输出的值相加获得的值设定为速度指令，第一前馈补偿量是通过用第一前馈增益来放大位置指令的微分值获得的；速度控制部分，其用速度环路增益来放大速度指令和受控对象的速度之间的速度偏差，并输出该放大偏差；第二放大部分，其用调整增益来放大从速度控制部分输出的值，并输出该放大值；加速度前馈部分，其把第二前馈补偿量与从第二放大部分输出的值相加获得的值设定为加速度指令，第二前馈补偿量通过用第二前馈增益来放大第一前馈补偿量的微分值获得的；加速度控制部分，其用加速度环路增益来放大加速度指令和受控对象的加速度之间的加速度偏差，并输出该放大偏差作为转矩指令；以及转矩放大器，其根据转矩指令驱动受控对象，第一前馈增益值和第二前馈增益值都是以调整增益值为自变量的函数的值。
在第四发明的定位伺服控制器中，第一前馈增益值和第二前馈增益值都是以调整增益值为自变量的函数的值，从而只需对调整增益进行调整，就可对定位状态进行优化。因此，可容易对定位状态进行最佳调整。
【附图说明】
图1是示出第一实施例的定位伺服控制器的构成的控制方框图。
图2是图1的控制方框图的简化控制方框图。
图3是图2的控制方框图的简化控制方框图。
图4是示出本发明一个实施例的定位伺服控制器的操作的图。
图5是示出第二实施例的第一定位伺服控制器的构成的方框图。
图6是示出图5的定位伺服控制器的操作的极点图。
图7是示出在调整增益Kg的值改变的情况下，响应特性变化的视图。
图8是示出第二实施例的第二定位伺服控制器的构成的方框图。
图9是示出第三实施例的第三定位伺服控制器的构成的方框图。
图10是示出第三实施例的第一定位伺服控制器的构成的方框图。
图11是示出图10的定位伺服控制器的响应的视图。
图12是示出图10的定位伺服控制器中的干扰响应的操作的极点图。
图13是示出图10的定位伺服控制器中的指令响应的操作的极点图。
图14是示出在图10的定位伺服控制器中，在调整增益Kg的值改变的情况下，响应波形变化的视图。
图15是示出在前馈增益Kff1和Kff2被设定为0的情况下，响应波形变化的视图。
图16是示出在前馈控制器10中的调整增益Kg被设定为1的情况下，响应波形变化的视图。
图17是示出第三实施例的第二定位伺服控制器的构成的方框图。
图18是示出图17的定位伺服控制器的响应的视图。
图19是示出第三实施例的第三定位伺服控制器的构成的方框图。
图20是示出图19的定位伺服控制器的响应的视图。
图21是示出使用现有调整增益的前馈控制系统的定位伺服控制器的构成的控制方框图。
图22(a)至图22(d)是图21的控制方框图的等效方框图。
图23(a)和图23(b)是示出图21的定位伺服控制器的构成的方框图，该定位伺服控制器包括作为受控对象的机械系统。
图24是示出在机械系统具有高刚性的情况下，位置指令和位置响应的变化的图。
图25是示出在机械系统具有低刚性的情况下，位置指令和位置响应的变化的图。
图26是示出在对调整增益值进行调整的情况下，位置指令和位置响应的变化的图。
图27是示出在对前馈增益进行调整的情况下，位置指令和位置响应的变化的图。
图28是示出在对定位状态进行最佳调整的情况下，位置指令和位置响应的变化的图。
图29(a)和图29(b)是示出第四实施例的定位伺服控制器的构成的控制方框图。
图30是示出现有定位伺服控制器的构成的控制方框图。
图31(a)和图31(b)是示出现有定位伺服控制器的操作的图。
图32是示出一种定位伺服控制器的构成的控制方框图，在该定位伺服控制器中，前馈控制系统与反馈控制系统一起使用。
图33是图32的控制方框图的简化控制方框图。
图34是图33的控制方框图的简化控制方框图。
图35(a)和图35(b)示出了现有定位伺服控制器的操作的图。
图36是示出现有定位伺服控制器的响应特性的变化的视图。
图37是示出现有定位伺服控制器的构成的方框图。
图38是示出另一现有定位伺服控制器的构成的方框图。
图39是示出一种定位伺服控制器的构成的方框图，在该定位伺服控制器中，图37的现有定位伺服控制器被修改成采用调整增益Kg进行增益调整。
图40是示出一种定位伺服控制器的构成的方框图，在该定位伺服控制器中，图38的现有定位伺服控制器被修改成采用调整增益Kg进行增益调整。
图41是图40的定位伺服控制器的响应的视图。
在附图中，参考编号1表示位置控制器，2表示速度控制器，3表示转矩放大器，4表示电动机，5和9表示微分器，6、7、10、11、22和23表示前馈控制器，8表示加速度控制器，12表示二阶微分器，13表示加速度控制器，16表示积分器，17表示微分器，27、28和29表示放大器，30表示受控对象。
【具体实施方式】
以下参照附图，对本发明的实施例进行说明。
在所有附图中，由相同参考编号表示的所有部件都表示相同部件。
[第一实施例]
首先，将参照图1至图4，对实现第一目的的本发明第一实施例的定位伺服控制器进行说明。
图1是示出一个实施例的定位伺服控制器的构成的控制方框图。本实施例的定位伺服控制器与图32的现有定位伺服控制器的不同之处在于，控制器包括加速度控制器8和微分器9。
微分器9对电动机4的位置响应θ求二阶微分，以便输出电动机4的加速度。加速度控制器8是比例控制器，该比例控制器接收一加速度偏差，即：在通过使从速度控制器2输出的值和从前馈控制器7输出的值相加获得的值，和从微分器9输出的电动机4的加速度之间的加速度偏差，并把加速度偏差与加速度环路增益Ka相乘获得的值作为转矩指令Tr输出到转矩放大器3。
图2示出了图1的控制方框图的简化图。
为了进一步简化图2的控制方框图，假定前馈增益Kff1＝1。这样，图2的控制方框图被简化成如图3的控制方框图所示。
当把图3的控制方框图与图34的控制方框图进行比较时，分母中的S2项的系数在图34的控制方框图中是J，相比之下，该系数在图3的控制方框图中是1+J/Ka。
在传递函数G中，加速度环路增益Ka的值是电动机4的惯性J的分母。因此，随着加速度环路增益Ka的值增大，J/Ka越接近于0。
也就是说，即使当惯性J的值未明知时，也可通过把加速度环路增益Ka的值设定为合适值，减少惯性J对位置响应θ的影响。
在图3的控制方框图中，当前馈增益Kff2＝1时，可使位置指令θr和位置响应θ之间的传递函数G大约等于1，从而可消除针对位置指令θr的位置响应θ的延迟。
图4(a)和图4(b)是示出在Kp＝25[1/s]，Kv＝200[1/s]，Ka＝10，Kff1＝1[1/s]以及Kff2＝1[1/s]的情况下，本实施例的定位伺服控制器的操作的图。
图4(a)和图4(b)示出了位置指令θr和位置响应θ的微分dθ/dt和dθ/dt的变化方式。
图4(a)和图4(b)中的dθr/dt的波形与图35(a)和图35(b)中的dθr/dt的波形相同。
在图4(a)和图4(b)中，假定加速/减速时间、稳态速度、预定周期、位置环路增益Kp、速度环路增益Kv以及惯性J的值都与图35(a)和图35(b)中的值相等，并且加速度环路增益Ka＝10，前馈增益Kff1＝1，Kff2＝1。
图4(b)是图4(a)中的部分B的放大视图，当把图4(b)与图35(b)进行比较时，可以看出，速度响应dθ/dt的过冲量减少。
如上所述，本实施例的定位伺服控制器包括加速度控制器8，加速度控制器8输出用加速度环路增益Ka来放大加速度指令和电动机4的加速度之间的加速度偏差获得的值作为转矩指令。
根据该构成，在本实施例的定位伺服控制器中，即使当位置指令θr是输入而位置响应θ是输出的传递函数的系数中包含的电动机4的惯性J未知时，加速度环路增益Ka在传递函数G的系数中也是电动机4的惯性J的分母，因此，通过把加速度环路增益Ka的值设定为合适值，可使电动机4的惯性J对位置响应θ的影响忽略不计。
因此，在本实施例的定位伺服控制器中，可获得令人满意的控制响应。
在本实施例的定位伺服控制器中，即使当电动机4的惯性J的值改变，也可通过把加速度环路增益Ka的值设定为合适值，使电动机4的惯性J对位置响应θ的影响忽略不计。因此，可获得令人满意的控制响应。
在本实施例的定位伺服控制器中，当惯性J的值未明知时，通过设定Kff2＝1+J/Ka，可获得传递函数G＝1。
因此，无论惯性J的值是否明知，本实施例的定位伺服控制器都可使电动机4最佳定位。
如上所述，本发明的定位伺服控制器包括加速度控制器，该加速度控制器输出用加速度环路增益来放大加速度指令和电动机的实际加速度之间的加速度偏差获得的值作为转矩指令。因此，即使当位置指令是输入而位置响应是输出的传递函数的系数中包含的电动机的惯性是知时，该传递函数中的加速度环路增益值也是电动机的惯性的分母。
因此，通过把加速度环路增益值设定为合适值，可使电动机的惯性对位置响应的影响忽略不计。因此，在本发明的定位伺服控制器中，可获得令人满意的控制响应。
[第二实施例]
以下将参照图5至图9，对实现第二目的的本发明的第二实施例进行详细说明。
(实施例2-1)
图5是示出实施例2-1的定位伺服控制器的构成的方框图。
在图5中，与图6的部件相同的部件由相同参考编号来表示，因而省略对其说明。
本实施例的定位伺服控制器被构成为，在图6所示的现有定位伺服控制器中，在位置控制器1和速度控制器2的后面分别设有放大器101和102。
放大器101使从位置控制器1输出的值与调整增益Kg相乘，并输出结果值作为速度指令ωr。放大器102使从速度控制器2输出的值与调整增益Kg相乘，并输出结果值作为转矩指令Tr。
为使说明简单明了，在本实施例中，与现有技术实施例相同，假定受控对象是一刚体，并且受控对象和电动机4的总惯性是J，而且假定转矩放大器3的响应快到可忽略不计。
当计算从图5的位置指令θr到位置响应θ的传递函数G(S)时(在这种情况下，假定Kv0＝Kv/J，因为速度环路增益Kv通常与惯性J一起改变)，得出下列公式：
G(S)＝G1/G2......(1)
G1＝Kg2·Kv0·Kp......(2)
G2＝(S2+Kg·Kv0·S+Kg2·Kv0·Kp)......(3)
控制系统的稳定性由特性方程G2＝0的根，即：控制系统的极点ρ+和ρ-来确定。
从公式(3)中得出：
ρ+＝-Kg{Kv0-(Kv02-Kv0·Kp)0.5}/2......(4)
ρ-＝-Kg{Kv0-(Kv02+Kv0·Kp)0.5}/2......(5)
然后，假定Kv0和Kp被一旦确定。当Kg改变时，只有与极点分配中的时间相关的标度改变，并且与过冲相关的量不改变。
为了采用常用形式对上述进行说明，设定下列公式：
G2＝(S2+2ξωS+ω2)......(6)
然后，得出下列公式：
ω＝Kg(Kv0·Kp)0.5......(7)
ξ＝(Kv0/Kp)0.5/2......(8)
从以上可以看出，只有ω与Kg相关。
图6示出了在这种情况下的极点分配。可以看出，当Kp和Kv0被一旦确定时，过冲量不由Kg来改变，因此，响应波形的平衡不改变，并且只有时间方向(即：ω)改变。
在图7中，例如，Kg从0.5变为5。无过冲的状态保持不变，并且只有响应速度提高。在该图中，假定在图36的线(b)的状态中，Kg＝1。
如上所述，在本实施例的定位伺服控制器中，当Kv值和Kp值被一旦确定然后固定时，响应特性取决于一个参数，即Kg。
(实施例2-2)
以下将对实施例2-2的定位伺服控制器进行说明。
图8是示出本发明第二实施例的定位伺服控制器的构成的方框图。
在本实施例的定位伺服控制器中，本发明适用于一种定位伺服控制器，在该定位伺服控制器中，位置由P(比例)控制来控制，并且速度由P-I(比例-积分)控制来控制。
本实施例的定位伺服控制器被构成为，在图5所示的第一实施例的定位伺服控制器中还设有积分器16和放大器103。
积分器16对速度指令ωr和电动机4的速度ω之间的速度偏差求积分，并输出积分结果与积分增益Ki相乘获得的值。放大器103使从积分器16输出的值与调整增益Kg相乘，并把相乘结果输出到速度控制器2。
本实施例中的速度控制器2接收从放大器103输出的值与下述速度偏差相加获得的值，该速度偏差为在从放大器101输出的速度指令ωr和由微分器5获得的电动机4的速度ω之间的速度偏差，并且速度控制器2把通过使该值与速度环路增益Kv相乘获得的值输出到放大器102。
当计算从位置指令θr到位置响应θ的传递函数G(S)时，得出下列公式：
G(S)＝G1/G2......(9)
G1＝Kg2·Kv0·KD(S+Kg2·Ki)......(10)
G2＝(S3+Kg·Kv0·S2+Kg2(Kv0·Ki+Kv0·Kp)S
+Kg3·Kv0·Kp·Ki)......(11)
对于特性方程G2＝0的根(极点)，当Kv0、Ki以及Kp被一旦确定时，波形不由Kg值来改变。
例如，将对G2＝0具有三重根-Kgρ这种情况进行考虑。得出下列公式：
G2＝(S+Kgρ)3＝(S3+3KgρS2+3Kg2ρ2S+Kg3ρ3)......(12)
当把公式(11)和(12)相互比较时，得出下列公式：
Kv0＝3ρ，
3ρ2＝Kv0·Ki+Kv0·Kp，
ρ3＝Kv0·Kp·Ki......(13)
因此，ρ是常数，当Kv0、Ki以及Kp被一旦确定时，该常数被确定，这与Kg值无关。
因此，从公式(12)中可以看出，当Kg改变时，三重根-Kgρ仅在数量上改变，并且仍是三重根。换句话说，响应特性保持不变。
(实施例2-3)
以下将对实施例2-3的定位伺服控制器进行说明。
图9是示出本发明第三实施例的定位伺服控制器的构成的方框图。
在本实施例的定位伺服控制器中，本发明适用于一种定位伺服控制器，在该定位伺服控制器中，位置由P(比例)控制来控制，并且速度由I-P(比例-积分)控制来控制。
本实施例的定位伺服控制器被构成为，在图8所示的第二实施例的定位伺服控制器中还设有微分器17。微分器17对电动机4的位置θ求微分，并输出电动机4的速度ω。
本实施例中的速度控制器2接收使作为微分器17输出的速度ω的值与从放大器103输出的值相加获得的值，并且速度控制器2把通过使该值与速度环路增益Kv相乘获得的值输出。
在本实施例的定位伺服控制器中，从位置指令θr到位置响应θ的传递函数G(S)的特性方程如下：
G2’＝(S3+Kg·Kv0·S2+Kg2Kv0·Ki·S
+Kg3·Kv0·Kp·Ki)......(14)
当把公式(12)和(14)相互比较时，得出下列公式：
Kv0＝3ρ，
3ρ2＝Kv0·Ki，
ρ3＝Kv0·Kp·Ki......(15)
因此，ρ是常数，当Kv0、Ki以及Kp被一旦确定时，该常数被确定，这与Kg值无关。
因此，本实施例的定位伺服控制器可获得与第二实施例的定位伺服控制器相同的效果。
已对实施例2-1至2-3在位置环路增益Kp和速度环路增益Kv都是常数的情况下作了说明。本发明不限于这种情况，对位置环路增益Kp和速度环路增益Kv都可由诸如位置偏差、反馈速度等内部变量来改变的情况也是有效的，并且有助于参数调整。
在这种情况下，也就是说，需要的是仅使Kg可变，同时使位置环路增益Kp、速度环路增益Kv以及速度环路积分增益Ki保持固定。
如上所述，根据本发明，只需调整一个参数，就可调整响应特性，因此，可取得可容易实现要求的响应特性的效果。
[第三实施例]
以下将参照图10至图20，对实现第三目的的本发明的第三实施例进行说明。
(实施例3-1)
图10是示出实施例3-1的定位伺服控制器的构成的方框图。
在图10中，与图39的部件相同的部件由相同参考编号来表示，因而省略对其说明。
本实施例的定位伺服控制器被构成为，在图39所示的现有定位伺服控制器中还设有前馈控制器10，用于把控制系统设定为一种两个自由度系统，并且增益与调整增益Kg相关，该调整增益Kg是反馈系统的公用参数。
前馈控制器10输出使下列两个值相加获得的值，该两个值是：通过用前馈增益Kff1来放大对位置指令θr求二阶微分获得的值所获得的值，和通过用前馈增益Kff2和调整增益Kg来放大对位置指令θr求一阶微分获得的值所获得的值。
在本实施例中，用于控制电动机4的转矩是由未示出的转矩放大器通过使用从放大器27和28以及前馈控制器10输出的值相加获得的值作为转矩指令而产生的。
图11示出了图10所示的本实施例的定位伺服控制器的传递函数。此时，干扰响应仅取决于从干扰Td到θ2的传递函数的分母。
当这由Gd来表示时，由以下公式(16)来表示。
为使说明简单明了，假定J＝1。
Gd＝S2+Kg·Kd·S+Kg2·Kp......(16)
控制系统的稳定性由特性方程Gd＝0的根，即：控制系统的极点ρ+和ρ-来确定。
从公式(16)中得出：
ρ+＝-Kg{Kd-(Kd2-4Kp)0.5}/2......(17)
ρ-＝-Kg{Kd+(Kd2-4Kp)0.5}/2......(18)
然后，假定Kd和Kp被一旦确定。当Kg改变时，只有与极点分配中的时间相关的标度改变，并且与过冲相关的量不改变。
为了采用常用形式对上述进行说明，设定下列公式：
Gd＝(S2+2ξωS+ω2)......(19)
然后，得出下列公式：
ω＝Kg(Kp)0.5......(20)
ξ＝Kd/(2Kp0.5)......(21)
从以上将看出，只有ω与Kg相关。
图12示出了在这种情况下的极点分配。可以看出，当Kp和Kd被一旦确定时，过冲量不由Kg来改变，因此，响应波形的平衡不改变，并且只有时间方向(即：ω)改变。
另一方面，指令响应由从位置指令θr到位置偏差θ1的传递函数来确定。在这种情况下，传递函数被设定为G＝G1/G2。除了分母以外，分子也由控制增益来改变。因此，控制系统的响应性由特性方程G2＝0的根，即：控制系统的极点ρ+和ρ-，以及特性方程G1＝0的根，即：控制系统的零点来确定。
对于极点，由于G2＝Gd，因而公式(16)至(21)同样也照样适用。因此，在此仅对零点进行论述。为使说明简单明了，假定J＝1。
设定以下公式：
G1＝Kff1·S2+Kg(Kd+Kff2)S+Kg2·Kp＝0......(22)
通过对该公式(22)求解，确定零点z+和z-。
从公式(22)中得出以下公式(23)和(24)：
z+＝-Kg{Kd+Kff2}-[(Kd+Kff2)2
-4Kff1·Kp]0.5}/(2Kff1) ......(23)
z-＝-Kg{Kd+Kff2}+[(Kd+Kff2)2
-4Kff1·Kp]0.5}/(2Kff1) ......(24)
即使用于确定极点的Kd和Kp被一旦确定，响应也可由Kff1和Kff2来改变。
也就是说，控制系统的确定可不取决于干扰响应。
相比之下，当Kd、Kp、Kff1和Kff2被一旦确定时，只有与时间相关的标度由Kg来改变，并且与过冲相关的量不改变。
为了采用常用形式对上述进行说明，设定下列公式：
G1＝Kff1(S2+2ξ1ω1S+ω12)......(25)
然后，得出下列公式：
ω1＝Kg(Kp/Kff1)0.5......(26)
ξ1＝(Kd+Kff2)/{2(Kff1·Kp)0.5}......(27)
从以上将看出，只有ω1与Kg相关。
图13示出了在这种情况下的极点分配。可以看出，当Kd、Kp、Kff1和Kff2被一旦确定时，平衡不由Kg来改变，并且只有时间方向(即：ω1)改变。
图14示出了本实施例中的响应波形。
图14示出在Kg从0.5变为1.5的情况下的响应波形。整个波形不改变，并且只有响应速度提高。
在这种情况下，Kd＝40，Kp＝800，Kff1＝0，Kff2＝-16，以及J＝1，并且位置指令θr被设定成使：最大速度＝200(rad/s)，加速时间和减速时间＝0.05(秒)，以及指令传送时间是0.1(秒)。
这样，在Kd和Kp被一旦确定之后，对于指令响应，响应特性由一个参数，即Kg来确定。
图15示出在为了把本实施例的定位伺服控制器的效果与现有技术实施例进行比较，使前馈增益Kff1＝Kff2＝0，并使Kg从0.5变为1.5的情况下，本实施例的响应波形。通过设定Kff1＝Kff2＝0，图15的响应波形成为图39所示的现有定位伺服控制器的响应波形。
图15的响应波形是一种内部未设有前馈控制器10的现有定位伺服控制器的响应波形。当把图15的响应波形与图14所示的响应波形进行比较时，可以看出，现有定位伺服控制器中的响应波形的过冲量较大。
在本实施例的定位伺服控制器中，前馈控制器10的增益与作为反馈系统的公用参数的调整增益Kg相关，从而使响应特性可由一个参数，即：调整增益Kg来调整。
换句话说，在前馈控制器仅设置在现有定位伺服控制器中，并且调整增益Kg不包含在前馈控制器的增益中的情况下，难以调整响应特性，从而不能获得本实施例的效果。
为了对上述进行说明，图16示出了在图10的前馈控制器10的Kg被设定为1，并且Kg从0.5变为1.5的情况下的响应波形。
参照图16，可以看出，对于指令响应，波形在很大程度上是随调整增益Kg的改变而变化很大，因此调整是困难的。
在本实施例的定位伺服控制器中，前馈增益Kff1和Kff2的设定可不取决于反馈控制系统，并且，在反馈控制系统和前馈控制系统中，Kg2与位置项相乘，并且Kg与速度项(一阶微分项)相乘。因此，当响应波形被一旦确定时，只需对调整增益Kg进行调整，从而仅可使操作时间改变，同时保持响应波形。
在本实施例的定位伺服控制器中，也就是说，前馈控制器10设置成用于把控制系统设定为一种两个自由度系统，并且前馈控制器10的增益和反馈系统的增益都可由作为一个参数的调整增益Kg来调整。因此，可简化用于确定要求的响应特性的增益调整。
(实施例3-2)
以下将对实施例3-2的定位伺服控制器进行说明。
图17是示出本发明第二实施例的定位伺服控制器的构成的方框图，图18是示出图17的定位伺服控制器的响应的视图。
本实施例的定位伺服控制器被构成为，在图40所示的现有定位伺服控制器中还设有前馈控制器11。
前馈控制器11输出通过使以下三个值相加获得的值，该三个值为：通过用前馈增益Kff1来放大对位置指令θr求二阶微分获得的值所获得的值；通过用前馈增益Kff2和调整增益Kg来放大对位置指令θr求微分获得的值所获得的值；以及通过用前馈增益Kff3和作为调整增益Kg平方的Kg2来放大位置指令θr获得的值。
在本实施例中，用于控制电动机4的转矩是由未示出的转矩放大器通过使用使从放大器27、28和29以及前馈控制器11输出的值相加获得的值作为转矩指令而产生的。
在本实施例的定位伺服控制器中，前馈控制器11设置成用于把控制系统设定为一种两个自由度系统，并且前馈控制器11的增益和反馈系统的增益都可由作为一个参数的调整增益Kg来调整。因此，与第一实施例的定位伺服控制器相同，可简化用于确定要求的响应特性的增益调整。
(实施例3-3)
以下将对实施例3-3的定位伺服控制器进行说明。
图19是示出本发明第三实施例的定位伺服控制器的构成的方框图，图20是示出图19的定位伺服控制器的响应的视图。
本实施例的定位伺服控制器被构成为，在图17所示的第三实施例的定位伺服控制器中还设有二阶微分器12和加速度控制器13。
二阶微分器12对位置指令θr和受控对象之间的位置偏差求二阶微分。加速度控制器13输出用加速度增益Ki来放大由二阶微分器12获得的值所获得的值。
在本实施例中，用于控制电动机4的转矩是由未示出的转矩放大器通过使用使从放大器27、28和29、加速度控制器13以及前馈控制器11输出的值相加获得的值作为转矩指令而产生的。
在本实施例的定位伺服控制器中，前馈控制器11设置成用于把控制系统设定为一种两个自由度系统，并且前馈控制器11的增益和反馈系统的增益都可由作为一个参数的调整增益Kg来调整。因此，与第一实施例的定位伺服控制器相同，可简化用于确定要求的响应特性的增益调整。
如上所述，根据本发明，只需调整一个参数，就可对反馈控制系统的增益和前馈控制系统的增益进行调整，以便调整响应波形，因此，即使在对干扰响应进行调整的情况下，也可取得可容易实现要求的响应特性的效果。
[第四实施例]
以下将参照图21至图29，对作为上述本发明的第一实施例和第二实施例的改进型的本发明的第四实施例进行说明。
如上所述，在定位伺服控制器中，通常，速度环路处理被设置为位置环路处理中的子环路。在反馈控制系统的这种定位伺服控制器中，位置环路增益Kp的值和速度环路增益Kv的值都是有限值，并都具有上限。因此，电动机4的位置响应θ未与位置指令θr完全重合，并且发生所谓的伺服延迟。
作为消除这种伺服延迟的方法，有一种方法是，正如在图1所示的上述定位伺服控制器中一样，附加有：速度前馈控制器6，加速度前馈控制器7，以及加速度控制器8，该加速度控制器8根据在电动机4的加速度和加速度指令之间的偏差来执行加速度反馈控制，以便把转矩指令输出到转矩放大器3。
速度前馈控制器6输出第一前馈补偿量，该第一前馈补偿量是用作为第一前馈增益的前馈增益Kff1来放大位置指令θr的微分值获得的。
第一前馈补偿量与从位置控制器1输出的值相加。
加速度前馈控制器7输出第二前馈补偿量，该第二前馈补偿量是用作为第二前馈增益的前馈增益Kff2来放大第一前馈补偿量的微分值获得的。
第二前馈补偿量与从速度控制器2输出的值相加。
在图1的定位伺服控制器中，即使在电动机4的惯性J未明知的情况下，当加速度控制器8的加速度环路增益Ka的值被设定为合适值时，也可消除惯性J对定位伺服控制器的控制响应的影响。当加速度前馈增益Kff2＝1时，位置指令θr是输入而位置响应θ是输出的传递函数被设定为1，从而可消除伺服延迟。
另一方面，作为通过对诸如位置环路增益Kp和速度环路增益Kv等控制系统的各种参数进行调整，可容易对位置响应θ的定位状态进行最佳调整的方法，有一种方法是，正如在图5所示的上述定位伺服控制器中一样，在位置控制器1和速度控制器2的后面设有放大器10，该放大器10使一输入与调整增益Kg相乘。
在这种定位伺服控制器中，只需对调整增益Kg进行调整，就可容易对位置响应θ的定位状态进行最佳调整，而无需单独对位置环路增益Kp和速度环路增益Kv进行调整。
图21是示出一种使用上述两种方法的定位伺服控制器的构成的控制方框图。
在这种定位伺服控制器中，如上所述，可消除伺服延迟，并可容易对定位状态进行最佳调整。
图21的定位伺服控制器的方框图可修改成如图22(a)和图22(b)所示。在这种情况下，假定转矩放大器的增益是1。
通常，作为定位伺服控制器的受控对象的机械系统与该控制器的电动机4的轴端相连。
在诸如调整增益Kg等反馈控制系统的增益值能大幅增加的情况下，通常，机械系统可被视为一种具有高特性频率的刚性构件。
在诸如调整增益Kg等反馈控制系统的增益值不能大幅增加的情况下，机械系统可被视为一种具有低刚性和低特性频率的机械系统。
在机械系统可被视为一种具有高特性频率的刚性构件的情况下，前馈增益Kff1和Kff2可被设定为1，并且，图22(b)的方框图可用图22(c)的方框图来代替。
当加速度环路增益Ka的值被设定为足够大于惯性J的值时，J/Ka可被视为0，因此，图22(c)的方框图可用图22(d)的方框图来代替。
图23(a)是一种包括作为受控对象的机械系统的定位伺服控制器的方框图。在图23(a)中，假定从机械系统11到电动机4的反作用力小到可忽略不计。
在该图中，θM表示电动机的位置，θL表示与电动机4相连的机械系统11的位置响应θ，ω表示机械系统11的谐振频率，ξ表示机械系统11的阻尼系数。
当机械系统11的惯性由JL来表示，并且弹簧常数由K来表示时，ω具有以下值：
ω＝(K/JL)0.5
在机械系统11是振荡系统的情况下，ξ小于1。
如果前馈增益Kff1和Kff2被设定为1，并且J/Ka近似于0，则图23(a)的方框图近似于图23(b)的方框图。
图24至图28是示出图21的定位伺服控制器中的位置指令θr和位置响应θL的变化方式的图。
在图24至图28中，位置指令θr被输入定位伺服控制器，在该位置指令θr中，电动机的加速/减速时间是S型加速/减速时间，为0.03[秒]，电动机4的行程时间是0.06[秒]，以及电动机4的旋转角度是3[rad]。
在图24至图28中，在0秒开始加速，并且在0.06秒时，位置指令θr是3[rad]。该时间被设定为指令结束时间。
在图24至图28中，如果位置指令θr和位置响应θL之间的误差在定位完成宽度内，则位置响应θL的定位被视为完成，并且从指令结束时间到定位完成这段时间被设定为设定时间。
定位完成宽度被设定为±0.5[rad]。
图24示出了在机械系统11是一种刚性高、ω＝300和ξ＝0.01的机械系统的情况下，位置响应ωL的变化方式。
控制参数被设定成使：Kp＝20，Kv＝60，Kg＝2，以及前馈增益Kff1和Kff2＝1。
如图24所示，在指令结束时间后，位置响应θL的振荡在定位完成宽度内，并且位置响应θL的定位已在指令结束时间时完成。因此，在这种情况下，设定时间是0秒。
当机械系统11的刚性低、ω＝100、并且控制参数的值与图24的条件相同时，具有图25所示的幅度的大振荡在位置响应θL中产生。
在这种情况下，通常，为了抑制振荡，控制参数中的调整增益Kg的值减小。
图26是示出在与图25同样的低刚性机械系统11中，图25的控制参数中的调整增益Kg的值从2减少到1的情况下，位置响应θL的变化方式的图。
然而，如图26所示，即使在从指令结束起经过0.14秒之后，位置响应θL的振荡也保持不收敛，并且位置响应θL的定位也未完成。
因此，前馈增益Kff1和Kff2的值减少。图27是示出在与图26同样的低刚性机械系统11中，图26的控制参数中的前馈增益Kff1和Kff2的值从1变为0的情况下，位置响应θL的变化方式的图。
如图27所示，当前馈增益Kff1和Kff2被设定为0时，位置响应θL的振荡幅度减小，并且振荡收敛在定位完成宽度内，而且设定时间约为0.012秒。
然而，当前馈增益Kff1和Kff2被设定为0时，前馈控制的效果彻底丧失。
因此，前馈增益Kff1和Kff2以及调整增益Kg再次采用尝试法进行调整，以便对位置响应θL的定位进行最佳调整。
图28是示出在前馈增益Kff1和Kff2＝0.5以及调整增益Kg＝1.5的情况下，位置响应θL的变化方式的图。
在这种情况下，位置响应θL的振荡幅度小于定位完成宽度，并且设定时间是0。
如上所述，在上述定位伺服控制器中，在对调整增益Kg的值、速度前馈增益Kff1的值以及加速度前馈增益Kff2的值进行调整的同时，对定位状态进行最佳调整。
然而，控制参数是采用尝试法进行调整，因此存在的一个问题是，调整周期需要延长。
如上所述，在上述定位伺服控制器中，在采用尝试法对调整增益和前馈增益进行调整的同时，对定位状态进行最佳调整，因此，存在的一个问题是，调整周期需要延长。
因此，本发明的目的是提供一种定位伺服控制器，在该定位伺服控制器中，可容易对定位状态进行最佳调整。
为了解决这些问题，定位伺服控制器包括：位置控制部分，其用位置环路增益来放大从高级单元发出的位置指令和受控对象的位置之间的位置偏差，并输出该放大偏差；第一放大部分，其用调整增益来放大从位置控制部分输出的值，并输出该放大值；速度前馈控制部分，其把第一前馈补偿量与从第一放大部分输出的值相加获得的值设定为速度指令，第一前馈补偿量是通过用第一前馈增益来放大位置指令的微分值获得的；速度控制部分，其用速度环路增益来放大速度指令和受控对象的速度之间的速度偏差，并输出该放大偏差；第二放大部分，其用调整增益来放大从速度控制部分输出的值，并输出该放大值；加速度前馈部分，其把第二前馈补偿量与从第二放大部分输出的值相加获得的值设定为加速度指令，第二前馈补偿量通过用第二前馈增益来放大第一前馈补偿量的微分值获得的；加速度控制部分，其用加速度环路增益来放大加速度指令和受控对象之间的加速度偏差，并输出该放大偏差作为转矩指令；以及转矩放大器，其根据转矩指令驱动受控对象，第一前馈增益值和第二前馈增益值都是以调整增益值为自变量的函数的值。
在本发明的定位伺服控制器中，第一前馈增益值和第二前馈增益值都是以调整增益值为自变量的函数的值，从而只需对调整增益进行调整，就可对定位状态进行优化。因此，可容易对定位状态进行最佳调整。
以下将参照附图，对本发明一个实施例的定位伺服控制器进行详细说明。
图29(a)和图29(b)是示出本实施例的定位伺服控制器的构成的控制方框图。本实施例的定位伺服控制器与图21的定位伺服控制器的不同之处在于，设有速度前馈控制器12和加速度前馈控制器13来代替速度前馈控制器6和加速度前馈控制器7。
前馈控制器12和13通过使用前馈增益Kff1和Kff2进行前馈控制。前馈增益Kff1和Kff2的值是单调递增函数K1(Kg)和K2(Kg)的值，由公式(28)和(29)来表示，其中，调整增益Kg用作自变量。
Kff1＝K1 (Kg)......(28)
Kff2＝K2 (Kg)......(29)
式中：
(Kg-Kgmin)/(Kgmax-Kgmin)(Kgmin≤Kg≤gmax)
K1＝
1(kg＞Kgmax)
(Kg-Kgmin)/(Kgmax-Kgmin)(Kgmin≤Kg≤gmax)
K2＝
1(kg＞Kgmax)
在公式中，Kgmin和Kgmax都是满足Kgmin＜Kgmax的预定值，并且Kgmin是Kg的最小值。
在第四实施例的定位伺服控制器中，即使当机械系统具有低刚性，并且大幅振荡在图25所示的位置响应θL中发生，也可通过改变调整增益Kg的值，同时改变前馈增益Kff1和Kff2的值。因此，只需对调整增益Kg进行调整，就可容易地把机械系统的定位状态调整为图23(a)和图23(b)所示的最佳状态。
在第四实施例的定位伺服控制器中，前馈增益的函数K1和K2是单调递增函数。本发明的范围不限于此。前馈增益的函数K1和K2可以是曲线，只要它们是单调递增函数就行。
如上所述，在本发明的定位伺服控制器中，前馈增益值是以调整增益值为自变量的函数的值，因而在对位置响应的定位状态进行调整时，无需单独调整多个控制参数。因此，可容易对机械系统的定位状态进行最佳调整。
<工业可利用性>
如上所述，第一发明的定位伺服控制器包括加速度控制器，该加速度控制器输出用加速度环路增益来放大加速度指令和电动机的实际加速度之间的加速度偏差获得的值作为转矩指令。因此，即使当位置指令是输入而位置响应是输出的传递函数的系数中包含的电动机的惯性未知时，该传递函数中的加速度环路增益值也是电动机的惯性的分母。因此，通过把加速度环路增益值设定为合适值，可使电动机的惯性对位置响应的影响忽略不计。因此，在本发明的定位伺服控制器中，可获得令人满意的控制响应。
根据第二发明，只需调整一个参数，就可调整响应特性，因此，可取得可容易实现要求的响应特性的效果。
根据第三发明，只需调整一个参数，就可对反馈控制系统的增益和前馈控制系统的增益进行调整，以便调整响应波形，因此，即使在对干扰响应进行调整的情况下，也可取得可容易实现要求的响应特性的效果。
在第四发明的定位伺服控制器中，前馈增益值是以调整增益为自变量的函数的值，因而在对位置响应的定位状态进行调整时，无需单独调整多个控制参数。因此，可容易对机械系统的定位状态进行最佳调整。