《一种快速瞬态响应、高稳定性的低压差线性稳压器.pdf》由会员分享，可在线阅读，更多相关《一种快速瞬态响应、高稳定性的低压差线性稳压器.pdf（12页珍藏版）》请在专利查询网上搜索。
1、(10)申请公布号 CN 103838286 A (43)申请公布日 2014.06.04 CN 103838286 A (21)申请号 201210500385.9 (22)申请日 2012.11.20 G05F 1/56(2006.01) (71)申请人 杨洁 地址 山西省太原市尖草坪区学院路 3 号学 生宿舍 (72)发明人 杨洁 邹江 (54) 发明名称 一种快速瞬态响应、 高稳定性的低压差线性 稳压器 (57) 摘要 本发明公开了一种快速瞬态响应、 高稳定性 的低压差线性稳压器。 包括功率调整管、 误差放大 器电路和 ESR 电阻， 所述误差放大器电路包括主 运放电路和缓冲驱动电路 。
2、； 还包括瞬态相应提高 电路和补偿网络电路。本发明的优点 ： 1、 提出了 一种补偿网络， 可以保证负载电流发生变化时， 相 位裕量不发生变化， 保证了低压差线性稳压器的 稳定性 ； 2、 在补偿网络的基础上添加一个感应电 容能够快速跟踪极点的变化， 从而保证在负载电 流跳变瞬间稳定性保持不变， 防止输出电压发生 振荡的情形 ； 3、 设计了一种瞬态响应提高电路结 构来改善负载瞬态响应， 能够在输出端负载电流 发生跳变时， 保证其输出具有快速瞬态响应能力， 而且增益和相位裕度不会发生太大变化。 (51)Int.Cl. 权利要求书 2 页 说明书 5 页 附图 4 页 (19)中华人民共和国国家。
3、知识产权局 (12)发明专利申请 权利要求书2页 说明书5页 附图4页 (10)申请公布号 CN 103838286 A CN 103838286 A 1/2 页 2 1. 一种快速瞬态响应、 高稳定性的低压差线性稳压器， 包括功率调整管、 误差放大器 电路和 ESR 电阻， 所述误差放大器电路包括主运放电路和缓冲驱动电路， 所述主运放电路 的同相输入端接带隙基准参考电压， 反相输入端与低压差线性稳压器的输出端相接， 所述 缓冲驱动电路的输入端接主运放电路的输出端， 缓冲驱动电路的输出端接功率调整管的栅 极 ； 所述功率调整管的漏极接外部的输入电源， 功率调整管的源极接低压差线性稳压器的 输出。
4、端 ； 其特征在于 ： 还包括瞬态相应提高电路和补偿网络电路 ； 所述瞬态响应提高电路的两 个输入端接主运放电路中产生的偏置电压， 输出端接误差放大器的输出端 ； 所述补偿网络 电路的输入端接误差放大器的输出端， 输出端接主运放电路的输出端。 2. 根据权利要求 1 所述快速瞬态响应、 高稳定性的低压差线性稳压器， 其特征在于 ： 所 述瞬态响应提高电路包括 NMOS 管 M7、 M8和 PMOS 管 M6、 M9、 M10； NMOS 管 M7的栅极和 PMOS 管 M6的栅极作为所述瞬态响应提高电路的两个输入端， 两个输入端分别接主运放电路中产生 的偏置电压 A 和 B ； NMOS 管 。
5、M6和 M7的并联管子数目分别为 3 和 4 ； NMOS 管 M6的源极接 DC/ DC 中 Battery 模块的电压 VBAT， M6的漏极接 NMOS 管 M7的漏极和 NMOS 管 M8的栅极 ； NMOS 管 M7和 M8的的源极接地， M8的漏极接 PMOS 管 M9的漏极和栅极， 以及 M10的栅极 ； PMOS 管 M9的 栅极和 M10的栅极相接， M9和 M10的源极接外部的 Battery 模块的电压 VBAT； PMOS 管 M10的漏 极作为接所述瞬态响应提高电路的输出端， 并接误差放大器的输出端 VG。 3. 根据权利要求 1 或 2 所述快速瞬态响应、 高稳定性。
6、的低压差线性稳压器， 其特征在 于 ： 所述补偿网络电路包括 PMOS 管 M0、 M3、 M4和 NMOS 管 M1、 M2、 M5， 以及补偿电容 Cc、 感应电 容 CF、 电阻 R2、 比较器 comp、 偏置电流源 IB ； 其中 ： NMOS 管 M5的栅极作为所述补偿网络电路 的输入端， 接误差放大器的输出端 VG； 补偿电容 Cc 一端作为所述补偿网络电路的输出端， 接主运放电路的输出端 VO， 补偿电容 Cc 的另一端接 NMOS 管 M1的源极和感应电容 CF的一 端 ； NMOS 管 M1的栅极和感应电容 CF的另一端都接电阻 R2的一端 ； R2的另一端接 NMOS 管。
7、 M2 的栅极和漏极， NMOS 管 M1和 M2的源极都接地， M2的漏极接 PMOS 管 M0和 M3的漏极， M0的栅 极接偏置电压 Vb1， PMOS 管 M3和 M4的栅极都接比较器 comp 的输出端， M0、 M3、 M4的源极都接 外部的 Battery 模块的电压 VBAT， M4的漏极接比较器 comp 的一个输入端和 NMOS 管 M5的漏 极， 比较器 comp 的另一个输入端接外部的输入电源， M5的源极接低压差线性稳压器输出端 和偏置电源 IB 的一端， IB 的另一端接地。 4. 根据权利要求 3 所述快速瞬态响应、 高稳定性的低压差线性稳压器， 其特征在于 ： 。
8、所述误差放大器电路包括主运放电路和缓冲驱动电路 ； 其中 ： 主运放电路包括 PMOS 管 M11、 M12、 M21、 M22、 M23、 M24、 M25和 NMOS 管 M13、 M14、 M15、 M16、 M17、 M18、 M19、 M20和偏置电阻 R1； 缓冲驱动 电路包括 PMOS 管 M26、 M27； 具体连接关系如下 ： 所述主运放电路中， PMOS 管 M25的栅极接偏置电压 Vb1， M25的源极接电源电压 VBAT， M25 的漏极接 PMOS 管 M11和 M12的源极 ； PMOS 管 M11的栅极接带隙基准参考电压 Vref， M11的漏 极接 NMOS 管。
9、 M13的漏极和 NMOS 管 M15和 M18的栅极， M12的栅极接 VOUT； NMOS 管 M13和 M19的 栅极都接偏置电压 Vb2， M13的源极与 M15的漏极相接， M15的栅极接 M18的栅极， M15和 M18的 源极都接地， M18的漏极接 M19的源极， M19的漏极接偏置电阻 R1的一端和 PMOS 管 M21、 M22的 栅极 ； 偏置电阻 R1的另一端接 PMOS 管 M21的漏极和 PMOS 管 M23、 M24的栅极 ； PMOS 管 M21的源 极接 M23的漏极， M23的栅极与 M24的栅极相连， M23和 M24的源极接电源电压 VBAT； PMOS。
10、 管 M24 权 利 要 求 书 CN 103838286 A 2 2/2 页 3 的漏极接 PMOS 管 M22的源极， M22的漏极接 NMOS 管 M20的漏极 ； NMOS 管 M20的源极接 NMOS 管 M17的漏极， M17的栅极接 NMOS 管 M16的栅极和 PMOS 管 M12的漏极， M17和 M16的源极都接地 ； NMOS 管 M16的漏极接 M14的源极 ； NMOS 管 M14的漏极接 PMOS 管 M12的漏极 ； 所述缓冲驱动电路中， PMOS 管 M27的漏极接地， M27的源极接误差放大器的输出端 VG和 M26的漏极， M27的栅极接 PMOS 管 M2。
11、2的源极 ； PMOS 管 M26的栅极接偏置电压 Vb1， M26的源极 接电源电压 VBAT。 权 利 要 求 书 CN 103838286 A 3 1/5 页 4 一种快速瞬态响应、 高稳定性的低压差线性稳压器 技术领域 0001 本发明涉及电源管理技术领域， 具体地说， 涉及一种低压差线性稳压器 (LDO， low-DropoutRegulator) 的设计。 背景技术 0002 电源管理技术大量用于电子消费产品中， 尤其是笔记本电脑、 智能手机、 PDA 等便 携式电子产品中。电源管理的应用主要是为了通过改善器件对能量的利用率， 以达到延长 电池寿命和芯片工作时间的目的。 0003 。
12、低压差线性稳压器 (LDO) 是一种输出电压低于输入电压的线性稳压源， 它的基本 功能是提供稳定可靠恒定电源电压。它的优点是自身压降低、 功耗低、 封装体积小、 输出纹 波低、 运用方案简单。 LDO的输出纹波较小， 它滤掉了电路中的噪声， 对它驱动的电路起到净 化作用。LDO 的外接电路没有使用电感， 因此不存在电磁干扰的问题。因此， 常用 LDO 来驱 动存储器、 微控制器、 低压逻辑等对电源电压波动较敏感的电路模块。 0004 众所周知， 稳定性是低压差线性稳压器 (LDO) 的一大难点， 许多传统片外电容的 LDO， 电路图参照图 1， 通常采用 ESR 电阻与输出电容串联产生的零点来。
13、抵消次极点， 以保证 稳定性。但是， 当负载电流发生很大变化时， 次极点会发生变化， ESR 零点并不能很好的跟 踪极点的变化， 从而对于稳定性造成不良影响。 而且， 如果输出电压在负载电流跳变瞬间过 冲或欠冲电压太大， 会直接影响后续电路模块的正常工作。 发明内容 0005 本发明的目的是提供一种快速瞬态响应、 高稳定性的低压差线性稳压器， 以解决 上述问题。所述的低压差线性稳压器是主要用于 DC/DC 里的 COMS 低压差线性稳压器， 作为 带隙基准输出端的后续模块， 以达到滤波和提高参考电压精度的目的。 0006 为解决上述问题， 本发明所采用的技术方案是 ： 0007 一种快速瞬态响。
14、应、 高稳定性的低压差线性稳压器， 包括功率调整管、 误差放大器 电路和 ESR 电阻， 所述误差放大器电路包括主运放电路和缓冲驱动电路， 所述主运放电路 的同相输入端接带隙基准参考电压， 反相输入端与低压差线性稳压器的输出端相接， 所述 缓冲驱动电路的输入端接主运放电路的输出端， 缓冲驱动电路的输出端接功率调整管的栅 极 ； 所述功率调整管的漏极接外部的输入电源， 功率调整管的源极接低压差线性稳压器的 输出端 ； 其特征在于 ： 还包括瞬态相应提高电路和补偿网络电路 ； 所述瞬态响应提高电路 的两个输入端接主运放电路中产生的偏置电压， 输出端接误差放大器的输出端 ； 所述补偿 网络电路的输入。
15、端接误差放大器的输出端， 输出端接主运放电路的输出端。 0008 进一步的， 所述瞬态响应提高电路包括 NMOS 管 M7、 M8和 PMOS 管 M6、 M9、 M10； NMOS 管 M7的栅极和PMOS管M6的栅极作为所述瞬态响应提高电路的两个输入端， 两个输入端分别接 主运放电路中产生的偏置电压 A 和 B ； NMOS 管 M6和 M7的并联管子数目分别为 3 和 4 ； NMOS 管 M6的源极接 DC/DC 中 Battery 模块的电压 VBAT， M6的漏极接 NMOS 管 M7的漏极和 NMOS 管 说 明 书 CN 103838286 A 4 2/5 页 5 M8的栅极 。
16、； NMOS 管 M7和 M8的的源极接地， M8的漏极接 PMOS 管 M9的漏极和栅极， 以及 M10的 栅极 ； PMOS 管 M9的栅极和 M10的栅极相接， M9和 M10的源极接外部的 Battery 模块的电压 VBAT； PMOS 管 M10的漏极作为接所述瞬态响应提高电路的输出端， 并接误差放大器的输出端 VG。 0009 进一步的， 所述补偿网络电路包括 PMOS 管 M0、 M3、 M4和 NMOS 管 M1、 M2、 M5， 以及补偿 电容 Cc、 感应电容 CF、 电阻 R2、 比较器 comp、 偏置电流源 IB ； 其中 ： NMOS 管 M5的栅极作为所 述补偿。
17、网络电路的输入端， 接误差放大器的输出端 VG； 补偿电容 Cc 一端作为所述补偿网络 电路的输出端， 接主运放电路的输出端 VO， 补偿电容 Cc 的另一端接 NMOS 管 M1的源极和感 应电容 CF的一端 ； NMOS 管 M1的栅极和感应电容 CF的另一端都接电阻 R2的一端 ； R2的另一 端接 NMOS 管 M2的栅极和漏极， NMOS 管 M1和 M2的源极都接地， M2的漏极接 PMOS 管 M0和 M3 的漏极， M0的栅极接偏置电压 Vb1， PMOS 管 M3和 M4的栅极都接比较器 comp 的输出端， M0、 M3、 M4的源极都接外部的 Battery 模块的电压 。
18、VBAT， M4的漏极接比较器 comp 的一个输入端 和 NMOS 管 M5的漏极， 比较器 comp 的另一个输入端接外部的输入电源， M5的源极接低压差 线性稳压器输出端和偏置电源 IB 的一端， IB 的另一端接地。 0010 进一步的， 所述误差放大器电路包括主运放电路和缓冲驱动电路 ； 其中 ： 主运放 电路包括 PMOS 管 M11、 M12、 M21、 M22、 M23、 M24、 M25和 NMOS 管 M13、 M14、 M15、 M16、 M17、 M18、 M19、 M20和 偏置电阻 R1； 缓冲驱动电路包括 PMOS 管 M26、 M27； 具体连接关系如下 ： 0。
19、011 所述主运放电路中， PMOS管M25的栅极接偏置电压Vb1， M25的源极接电源电压VBAT， M25的漏极接 PMOS 管 M11和 M12的源极 ； PMOS 管 M11的栅极接带隙基准参考电压 Vref， M11的 漏极接 NMOS 管 M13的漏极和 NMOS 管 M15和 M18的栅极， M12的栅极接 VOUT； NMOS 管 M13和 M19的 栅极都接偏置电压 Vb2， M13的源极与 M15的漏极相接， M15的栅极接 M18的栅极， M15和 M18的 源极都接地， M18的漏极接 M19的源极， M19的漏极接偏置电阻 R1的一端和 PMOS 管 M21、 M22。
20、的 栅极 ； 偏置电阻 R1的另一端接 PMOS 管 M21的漏极和 PMOS 管 M23、 M24的栅极 ； PMOS 管 M21的源 极接 M23的漏极， M23的栅极与 M24的栅极相连， M23和 M24的源极接电源电压 VBAT； PMOS 管 M24 的漏极接 PMOS 管 M22的源极， M22的漏极接 NMOS 管 M20的漏极 ； NMOS 管 M20的源极接 NMOS 管 M17的漏极， M17的栅极接 NMOS 管 M16的栅极和 PMOS 管 M12的漏极， M17和 M16的源极都接地 ； NMOS 管 M16的漏极接 M14的源极 ； NMOS 管 M14的漏极接 。
21、PMOS 管 M12的漏极 ； 0012 所述缓冲驱动电路中， PMOS 管 M27的漏极接地， M27的源极接误差放大器的输出端 VG和 M26的漏极， M27的栅极接 PMOS 管 M22的源极 ； PMOS 管 M26的栅极接偏置电压 Vb1， M26的 源极接电源电压 VBAT。 0013 由于采用了上述技术方案， 与现有技术相比， 本发明所述的低压差线性稳压器具 有以下显著的进步和有益效果 ： 1、 提出了一种补偿网络， 可以保证负载电流发生变化时， 相 位裕量不发生变化， 保证了低压差线性稳压器的稳定性 ； 2、 在补偿网络的基础上添加一个 感应电容能够快速跟踪极点的变化， 从而保。
22、证在负载电流跳变瞬间稳定性保持不变， 防止 输出电压发生振荡的情形 ； 3、 设计了一种瞬态响应提高电路结构来改善负载瞬态响应， 能 够在输出端负载电流发生跳变时， 保证其输出具有快速瞬态响应能力， 而且增益和相位裕 度不会发生太大变化。 附图说明 说 明 书 CN 103838286 A 5 3/5 页 6 0014 图 1 是传统低压差线性稳压器的电路结构示意图 ； 0015 图 2 是本发明所述低压差线性稳压器的电路结构示意图 ； 0016 图 3 是本发明所述低压差线性稳压器中的补偿网络电路结构示意图 ； 0017 图 4 是本发明所述低压差线性稳压器中的瞬态响应提高电路结构示意图 ；。
23、 0018 图 5 是本发明所述低压差线性稳压器的误差放大器电路结构示意图 ； 0019 图 6 是本发明所述低压差线性稳压器的零极点分析图。 具体实施方式 0020 下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步说明。 0021 本发明所述的快速瞬态响应、 高稳定性的低压差线性稳压器， 其详细技术方案如 图2所示， 包括功率调整管MP、 误差放大器电路、 ESR电阻、 瞬态相应提高电路和补偿网络电 路。所述误差放大器电路包括主运放电路和缓冲驱动电路， 所述主运放电路的同相输入端 接带隙基准参考电压 Vref， 反相输入端与低压差线性稳压器的输出端相接， 所述缓冲驱动 电路的输入端接主运放电路的输。
24、出端， 缓冲驱动电路的输出端接功率调整管 MP 的栅极 ； 所 述功率调整管 MP 的漏极接外部的输入电源 VIN， 功率调整管 MP 的源极接低压差线性稳压器 的输出端。所述瞬态响应提高电路的两个输入端接主运放电路中产生的偏置电压， 输出端 接误差放大器的输出端 ； 所述补偿网络电路的输入端接误差放大器的输出端， 输出端接主 运放电路的输出端。 0022 具体地说 ： 0023 参照图 4， 所述瞬态响应提高电路包括 NMOS 管 M7、 M8和 PMOS 管 M6、 M9、 M10； NMOS 管 M7的栅极和PMOS管M6的栅极作为所述瞬态响应提高电路的两个输入端， 两个输入端分别接 主。
25、运放电路中产生的偏置电压 A 和 B ； NMOS 管 M6和 M7的并联管子数目分别为 3 和 4 ； NMOS 管 M6的源极接 DC/DC 中 Battery 模块的电压 VBAT， M6的漏极接 NMOS 管 M7的漏极和 NMOS 管 M8的栅极 ； NMOS 管 M7和 M8的的源极接地， M8的漏极接 PMOS 管 M9的漏极和栅极， 以及 M10的 栅极 ； PMOS 管 M9的栅极和 M10的栅极相接， M9和 M10的源极接外部的 Battery 模块的电压 VBAT； PMOS 管 M10的漏极作为接所述瞬态响应提高电路的输出端， 并接误差放大器的输出端 VG。 0024。
26、 参照图 3， 所述补偿网络电路包括 PMOS 管 M0、 M3、 M4和 NMOS 管 M1、 M2、 M5， 以及补偿 电容 Cc、 感应电容 CF、 电阻 R2、 比较器 comp、 偏置电流源 IB ； 其中 ： NMOS 管 M5的栅极作为所 述补偿网络电路的输入端， 接误差放大器的输出端 VG； 补偿电容 Cc 一端作为所述补偿网络 电路的输出端， 接主运放电路的输出端 VO， 补偿电容 Cc 的另一端接 NMOS 管 M1的源极和感 应电容 CF的一端 ； NMOS 管 M1的栅极和感应电容 CF的另一端都接电阻 R2的一端 ； R2的另一 端接 NMOS 管 M2的栅极和漏极，。
27、 NMOS 管 M1和 M2的源极都接地， M2的漏极接 PMOS 管 M0和 M3 的漏极， M0的栅极接偏置电压 Vb1， PMOS 管 M3和 M4的栅极都接比较器 comp 的输出端， M0、 M3、 M4的源极都接外部的 Battery 模块的电压 VBAT， M4的漏极接比较器 comp 的一个输入端 和 NMOS 管 M5的漏极， 比较器 comp 的另一个输入端接外部的输入电源， M5的源极接低压差 线性稳压器输出端和偏置电源 IB 的一端， IB 的另一端接地。 0025 参照图 5， 所述误差放大器电路包括主运放电路和缓冲驱动电路 ； 其中 ： 主运放电 路包括 PMOS 。
28、管 M11、 M12、 M21、 M22、 M23、 M24、 M25和 NMOS 管 M13、 M14、 M15、 M16、 M17、 M18、 M19、 M20和偏 说 明 书 CN 103838286 A 6 4/5 页 7 置电阻 R1； 缓冲驱动电路包括 PMOS 管 M26、 M27； 具体连接关系如下 ： 0026 所述主运放电路中， PMOS管M25的栅极接偏置电压Vb1， M25的源极接电源电压VBAT， M25的漏极接 PMOS 管 M11和 M12的源极 ； PMOS 管 M11的栅极接带隙基准参考电压 Vref， M11的 漏极接 NMOS 管 M13的漏极和 NMOS。
29、 管 M15和 M18的栅极， M12的栅极接 VOUT； NMOS 管 M13和 M19的 栅极都接偏置电压 Vb2， M13的源极与 M15的漏极相接， M15的栅极接 M18的栅极， M15和 M18的 源极都接地， M18的漏极接 M19的源极， M19的漏极接偏置电阻 R1的一端和 PMOS 管 M21、 M22的 栅极 ； 偏置电阻 R1的另一端接 PMOS 管 M21的漏极和 PMOS 管 M23、 M24的栅极 ； PMOS 管 M21的源 极接 M23的漏极， M23的栅极与 M24的栅极相连， M23和 M24的源极接电源电压 VBAT； PMOS 管 M24 的漏极接 P。
30、MOS 管 M22的源极， M22的漏极接 NMOS 管 M20的漏极 ； NMOS 管 M20的源极接 NMOS 管 M17的漏极， M17的栅极接 NMOS 管 M16的栅极和 PMOS 管 M12的漏极， M17和 M16的源极都接地 ； NMOS 管 M16的漏极接 M14的源极 ； NMOS 管 M14的漏极接 PMOS 管 M12的漏极 ； 0027 所述缓冲驱动电路中， PMOS 管 M27的漏极接地， M27的源极接误差放大器的输出端 VG和 M26的漏极， M27的栅极接 PMOS 管 M22的源极 ； PMOS 管 M26的栅极接偏置电压 Vb1， M26的 源极接电源电压。
31、 VBAT。 0028 参照图 2， VIN为 DC/DC 输入端电压 ； VBAT为 DC/DC 里的 Battery 模块的电源电压 ； Vref 为带隙基准源参考电压 ； MP 为 N 型功率调整管 ； 比较器 comp 和 PMOS 管 M4组成的负反 馈可以将 NMOS 管 M5的漏极电压箝位到 VIN， 从而 NMOS 管 M5能够准确的感应功率调整管 MP 的电流。 0029 参照图3， 当输出负载电流增大时， NMOS管M5采样到功率调整管MP电流的变化， 从 而， PMOS 管 M4、 M3电流增大， NMOS 管 M2电流也增大， 使得 NMOS 管 M1的 Vgs增大， 。
32、从而， NMOS 管 M1输出电阻减少， 与补偿电容 Cc 组成的零极点向高频移动。同理， 当输出电流减少时， NMOS 管 M1电阻增大， 与补偿电容 Cc 组成的零极点向低频移动。总而言之， NMOS 管 M1相当 于一个可调电阻， 只要合理选择补偿电容 Cc 和 NMOS 管 M1的尺寸就可以很好的跟踪输出端 极点， 能够起到补偿稳定性的作用。 0030 参照图 4， 由于 PMOS 管 M6和 NMOS 管 M7之间存在固有的失调， 当负载电流保持不 变或减少时， Q 点为低电平， NMOS 管 M8关闭， 对电路没有影响 ； 当负载电流增大时， 输出电压 下降， Q 点为高电平， N。
33、MOS 管 M8导通， 通过 M10向 G 点注入电流， 功率调整管 MP 的栅极电压 增大， 使得输出电压 VOUT增大， 从而减少了由于负载电流跳变导致的下冲电压。 0031 参照图 5， 由于输出级调整管采用的是 NMOS 管， 所以该级几乎不提供增益， LDO 的 增益基本由误差放大器电路提供。为了保证环路增益， 误差放大器电路的增益应该设计得 足够大。所述主运放电路采用对称式共源共栅电流镜结构， 对 LDO 的环路增益有很大的提 高。由于缓冲驱动电路采用的是 PMOS 形式的 Buffer 结构， 在很大程度上对输出电压有一 定的下拉作用， 对负载电流减少导致的输出电压上跳有改善作用。
34、。 所以， 瞬态响应改善电路 主要是解决负载电流下降导致输出电压下跳的情况。 0032 参照图 6， rM1为图 1 中 NMOS 管 M1 的输出电阻， 由于中间级采用 NMOS 源极跟随器， 故 ro2 1/gm2。 0033 参照图 6， ， 可以得出频率响应计算公式 ： 0034 说 明 书 CN 103838286 A 7 5/5 页 8 0035 0036 0037 0038 0039 当输出端负载电流减少时， rM1增大， gmp增大， z1和 p2都向低频移动 ； 当输出端负 载电流增大时， rM1减少， gmp 减少， z1和 p2都向高频移动。由此可知， 只要合理选择补偿电。
35、 容 Cc 和 M1的尺寸， z1可以很好的跟随 p2变化， 起到补偿稳定性的作用。 0040 其中 ： p1为误差放大器电路的输出极点 ； p2为LDO输出端极点 ； p3为中间级Buffer 输出端极点 ； z1为 rM1与 Cc 产生的零点 ； z2为 ESR 零点。 0041 结合图 6 和图 2， 负载电流增大时， 次极点 p2向高频移动， 通过反馈使得 VO点电压 升高， 由于容值较小的感应电容CF的存在， VC点能更快速跟随M点的变化， 从而VC点电压即 NMOS 管 M1 的栅极电压升高， 导致 NMOS 管 M1 的输出电阻下降， 从而 z1瞬间向高频移动。同 理， 当负载电。
36、流减少时， 次极点 p2向低频移动， 通过反馈使得 VO点电压下降， 通过感应电容 CF， VC点能更快速跟随 VO点的变化， 从而 NMOS 管 M1 的栅极电压下降， 导致 NMOS 管 M1 的输 出电阻增大， 从而 z1瞬间向低频移动。 0042 所以， 通过感应电容 CF， 而不是经过 NMOS 管 M5和比较器 comp 组成的负反馈， 零点 z1就能够快速的跟随 p2， 能够快速的补偿负载电流跳变而带来的稳定性问题。 说 明 书 CN 103838286 A 8 1/4 页 9 图 1 图 2 说 明 书 附 图 CN 103838286 A 9 2/4 页 10 图 3 说 明 书 附 图 CN 103838286 A 10 3/4 页 11 图 4 说 明 书 附 图 CN 103838286 A 11 4/4 页 12 图 5 图 6 说 明 书 附 图 CN 103838286 A 12 。