同步整流反激式开关电源装置及其控制方法 技术领域 本发明涉及开关电源， 更具体地说， 涉及一种同步整流反激式开关电源装置及其 控制方法。
背景技术 传统反激式开关电源在低电压、 大电流输出的情况下， 整流二极管的导通压降较 高， 输出端整流的损耗使得开关电源的效率低下。为此， 业内采用 MOSFET 来取代整流二极 管， 并以同步整流方式工作， 以达到降低整流损耗、 提高电源效率的目的。图 1A 所示是现有 技术的一种同步整流开关管电源电路。相对于采用二极管进行整流的开关电源方案， 图 1A 所示的同步整流开关管电源电路的效率可以大大提高。但是其存在不足之处 ： 同步整流方 案和二次侧反馈信号的电路并没有很好的结合， 在最终应用中往往需要加入额外的电路来 实现相应的保护， 从而导致开关电源装置中包含的器件多、 成本高， 同时也大大降低了整体 方案的可靠度。
图 1B 所示是现有技术中原边控制 (PSR) 架构的开关电源电路。该方案是近年来 新开发的技术方案。其优势在于成本低廉， 器件很少。但是这种方案由于先天的弱点， 其效 率甚至比采用二极管进行整流的方案还要低。 其输出电压的控制由于是利用变压器直接的 耦合来侦测， 所以对输出的电压、 电流的控制相对二极管整流方案来说非常粗糙， 目前也仅 仅限于 10W 以下低要求的应用。
在当今全球能源短缺的大环境下， 业界需要效率更高、 保护更完善的开关电源方 案。并且， 由于电子产业的日趋成熟。客户对成本的要求越来越苛刻。因此， 开发一种低成 本、 高效率的开关电源是目前业界的需求。
发明内容 本发明要解决的技术问题在于， 针对现有技术的上述开关电源成本高、 效率低的 缺陷， 提供一种同步整流反激式开关电源装置的控制方法。
本发明要解决的另一技术问题在于， 针对现有技术的上述开关电源成本高、 效率 低的缺陷， 提供一种同步整流反激式开关电源装置。
本发明解决其技术问题所采用的技术方案是 ： 提供一种同步整流反激式开关电源 装置的控制方法， 所述同步整流反激式开关电源装置包括 ：
变压器， 其具有一次侧第一线圈、 一次侧第二线圈和二次侧线圈 ；
用于通过导通 / 关断动作对所述一次侧第一线圈断续地施加电压的开关元件 ；
用于控制所述开关元件的导通 / 关断动作的一次侧控制电路 ；
用于对二次侧线圈的电流进行整流的同步整流开关管 ；
用于控制所述同步整流开关管导通、 关断的二次侧控制电路 ；
所述控制方法包括 ：
在第一时间段， 将能量从一次侧传递到二次侧 ；
在第二时间段， 在二次侧基于输出负载状况生成反馈信号， 所述反馈信号从二次 侧传递到一次侧， 在一次侧基于所述反馈信号生成用于控制所述开关元件在下一个开关周 期的导通 / 关断动作的 PWM 控制信号。
明解决其技术问题所采用的另一技术方案是 ： 提供一种同步整流反激式开关电源 装置的控制方法， 所述同步整流反激式开关电源装置包括 ：
变压器， 其具有一次侧第一线圈、 一次侧第二线圈和二次侧线圈 ；
用于通过导通 / 关断动作对所述一次侧第一线圈断续地施加电压的开关元件 ；
用于控制所述开关元件的导通 / 关断动作的一次侧控制电路 ；
用于对二次侧线圈的电流进行整流的同步整流开关管 ；
用于控制所述同步整流开关管导通、 关断的二次侧控制电路 ；
所述控制方法包括 ：
所述二次侧控制电路基于二次侧线圈电流侦测信号控制所述同步整流开关管导 通、 关断 ； 且在所述同步整流开关管从导通状态到关断状态之间设置有一预定时间间隔， 所 述二次侧控制电路在所述预定时间间隔内控制所述同步整流开关管工作在过渡状态， 其中 在所述过渡状态所述同步整流开关管等效为一压控电阻 ；
所述一次侧控制电路基于所述同步整流开关管工作于过渡状态时从二次侧线圈 耦合至一次侧第二线圈上的反馈信号， 生成用于控制所述开关元件的导通 / 关断动作的 PWM 控制信号。
在本发明所述的同步整流反激式开关电源装置的控制方法中， 包括 ：
所述二次侧控制电路采样二次侧输出负载状况， 并当同步整流开关管工作在过渡 状态时基于所述二次侧输出负载状况的采样信号以及基准参考电压调整二次侧线圈两端 的电压 ； 其中所述二次侧输出负载状况包括二次侧输出电压和 / 或输出电流的状况。
在本发明所述的同步整流反激式开关电源装置的控制方法中， 所述同步整流开关 管是场效应晶体管， 所述过渡状态为场效应晶体管工作在线性区时的状态 ；
所述当同步整流开关管工作在过渡状态时基于所述二次侧输出负载状况的采样 信号以及基准参考电压调整二次侧线圈两端的电压包括 ：
将测得的二次侧输出负载状况的采样信号 VFB 与基准参考电压 Vref 比较， 并通过公 式计算得到一误差信号 Verr ＝ K×(VFB-Vref)， 其中 K 是基于所述变压器的匝数比、 一次侧电 阻分压电路和二次侧采样电路中电阻的阻值而确定的系数 ；
调整二次侧线圈两端的电压， 使得 Vout-VVSDS ＝ Verr， 其中 Vout 是二次侧输出电压、 VVSDS 是场效应晶体管工作在线性区时其漏 - 源极之间的电压。
在本发明所述的同步整流反激式开关电源装置的控制方法中， 包括
所述一次侧控制电路基于所述反馈信号确定所述同步整流开关管进入过渡状态 并开始计时， 当达到所述预定时间间隔时向所述开关元件发送所述 PWM 控制信号， 以启动 下一个开关周期的操作。
本发明解决其技术问题所采用的另一技术方案是 ： 构造一种同步整流反激式开关 电源装置， 包括 ：
变压器， 其具有一次侧第一线圈、 一次侧第二线圈和二次侧线圈 ；
用于通过导通 / 关断动作对所述一次侧第一线圈断续地施加电压的开关元件 ；用于控制所述开关元件的导通 / 关断动作的一次侧控制电路 ； 用于对二次侧线圈的电流进行整流的同步整流开关管 ； 用于控制所述同步整流开关管导通、 关断的二次侧控制电路 ； 其特征在于， 所述一次侧控制电路包括 ： 反馈信号接收模块， 用于接收从二次侧线圈耦合至一次侧第二线圈上的反馈信号； PWM 控制信号生成模块， 用于基于所述反馈信号生成用于控制所述开关元件的导 通 / 关断动作的 PWM 控制信号 ；
时钟模块， 用于计时并当达到一预定时间间隔时发送触发信号 ；
开关元件驱动模块， 用于响应所述触发信号向所述开关元件发送所述 PWM 控制信 号；
所述二次侧控制电路包括 ：
二次侧线圈电流侦测模块 ；
开关控制逻辑模块， 其基于侦测到的二次侧线圈电流发送用于控制所述同步整流 开关管工作在导通、 关断或过渡状态的信号 ； 其中在所述过渡状态所述同步整流开关管等
效为一压控电阻 ；
同步整流开关管驱动模块， 根据所述开关控制逻辑电路发送的信号控制同步整流 开关管导通、 关断， 并在所述同步整流开关管导通状态下当电流侦测电路侦测到二次侧线 圈电流过零时， 在同步整流开关管的受控端上施加使其工作在过渡状态的电压 ；
二次侧线圈两端电压调整信号生成模块， 用于当同步整流开关管工作在过渡状态 时基于二次侧输出负载状况的采样信号以及基准参考电压调整二次侧线圈两端的电压。
在本发明所述的同步整流反激式开关电源装置中，
所述计时从所述同步整流开关管进入过渡状态时开始 ；
所述二次侧输出负载状况包括二次侧输出电压和 / 或输出电流的状况。
在本发明所述的同步整流反激式开关电源装置中， 还包括连接于所述一次侧第二 线圈的一次侧电阻分压电路和连接于所述二次侧输出端的二次侧采样电路， 其中 ：
所述一次侧控制电路通过一次侧电阻分压电路采样所述一次侧第二线圈上的反 馈信号 ；
所述二次侧控制电路通过二次侧采样电路采样二次侧输出负载状况。
在本发明所述的同步整流反激式开关电源装置中， 所述同步整流开关管是场效应 晶体管， 所述过渡状态为场效应晶体管工作在线性区时的状态 ；
所述当同步整流开关管工作在过渡状态时基于所述二次侧输出负载状况的采样 信号以及基准参考电压调整二次侧线圈两端的电压包括 ：
所述二次侧线圈两端电压调整信号生成模块将测得的二次侧输出负载状况的采 样信号 VFB 与基准参考电压 Vref 比较， 并通过公式计算得到一误差信号 Verr ＝ K×(VFB-Vref)， 其中 K 是基于所述变压器的匝数比、 一次侧电阻分压电路和二次侧采样电路中电阻的阻值 而确定的系数 ；
通过调整所述场效应晶体管工作在线性区时其漏 - 源极之间的电压 VVSDS 来调整二次侧线圈两端的电压， 使得 Vout-VVSDS ＝ Verr， 其中 Vout 是二次侧输出电压。
在本发明所述的同步整流反激式开关电源装置中， 所述一次侧控制电路中的 PWM 控制信号生成模块基于在所述同步整流开关管工作于过渡状态时从二次侧线圈耦合至一 次侧第二线圈上的反馈信号生成所述 PWM 控制信号。
实施本发明， 具有以下有益效果 ： 本发明提供了一种高效率的隔离型 AC → DC 的解 决方案。 在本发明的同步整流反激式开关电源装置中， 由于采用了分时控制的方案， 不需要 传统的额外的控制信号传递回路 ( 例如开关管 TL431 及光耦所组成的信号传递回路 )， 因而 在保证开关电源高效率的同时， 降低了成本。此外， 由于采用的器件少， 使得可靠性得以提 高。
另外， 由于在对二次侧输出负载状况的采样信号的处理过程中， 引入了基准参考 电压作为比较基础， 使得控制的准确性得以大幅提高。 附图说明
下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明， 附图中 ： 图 1A 是现有技术的同步整流开关管电源的电路原理图 ；图 1B 是现有技术的 PSR 架构开关电源的电路原理图 ；
图 2A 是本发明同步整流反激式开关电源装置的原理框图 ；
图 2B 是本发明同步整流反激式开关电源装置中一次侧控制电路的原理框图 ；
图 2C 是本发明同步整流反激式开关电源装置中二次侧控制电路的原理框图 ；
图 3A 是根据本发明一实施例的同步整流反激式开关电源装置的电路原理图 ；
图 3B 是图 3A 所示同步整流反激式开关电源装置在一次侧开关元件导通、 二侧次 同步整流开关管关断时的等效电路图 ；
图 3C 是图 3A 所示同步整流反激式开关电源装置在一次侧开关元件关断、 二侧次 同步整流开关管导通时的等效电路图 ；
图 3D 是图 3A 所示同步整流反激式开关电源装置在一次侧开关元件关断、 二侧次 同步整流开关管处于过渡状态时的等效电路图 ；
图 4 是图 3A 所示同步整流反激式开关电源装置的信号时序图 ；
图 5 是根据本发明一实施例的同步整流反激式开关电源装置中二侧次控制电路 的基本逻辑图 ；
图 6 是根据本发明另一实施例的同步整流反激式开关电源装置的电路原理图。 具体实施方式
本发明构思一种带有同步整流的反激式开关电源应用架构， 在每个开关周期的末 端增加一个固定的预定时间间隔， 在此预定时间间隔内二次侧控制电路侦测输出负载电压 和 / 或电流的大小、 并与基准参考电压比较产生控制所需的误差信号， 并通过调节同步整 流开关管至过渡状态 ( 例如工作在线性区 ) 将该信号通过主变压器耦合至一次侧， 以实现 对输出电压或电流的控制。从而使整个应用架构达到最佳成本性能比。
如图 2A 所示， 同步整流反激式开关电源装置包括变压器 TX4、 一次侧控制电路 K1、 开关元件 ( 例如 MOSFET)Q855、 一次侧电阻分压电路 ( 包括电阻 Rp1、 Rp2)、 二次侧控制电路K2、 同步整流开关管 ( 例如 MOSFET)Q856 和二次侧采样电路 S2。
变压器 TX4 具有一次侧第一线圈 Lp1、 一次侧第二线圈 Lp2 和二次侧线圈 Ls。
在一次侧， 开关元件 Q855 的受控端连接于一次侧控制电路 K1 的控制信号输出端 以接收 PWM 控制信号 VPGATA。在 PWM 控制信号的控制下开关元件 Q855 通过导通 / 关断动 作对一次侧第一线圈 Lp1 断续地施加电压。一次侧控制电路 K1 的反馈信号输入端通过一 次侧电阻分压电路连接于一次侧第二线圈 Lp2， 用于接收从二次侧线圈 Ls 耦合至一次侧第 二线圈 Lp2 上的反馈信号 VB， 并基于该反馈信号生成用于控制开关元件 Q855 的导通 / 关断 动作的脉冲宽度调制 (PWM) 控制信号。
在二次侧， 同步整流开关管 Q856 的受控端连接于二次侧控制电路 K2 的控制信号 输出端以接收同步整流开关管驱动信号 VSGATE， 以对二次侧线圈 Ls 的电流进行整流。 二次 侧控制电路 K2 连接于二次侧线圈 Ls， 其采样信号输入端通过二次侧采样电路 S2 连接于开 关电源二次侧的输出端， 以采样输出负载状况 ( 例如输出电流和 / 或输出电压 )。 二次侧控 制电路 K2 的二次侧线圈电流信号侦测端连接于同步整流开关管 Q856 的漏极。
如图 2B 所示， 一次侧控制电路 K1 包括反馈信号接收模块 12、 PWM 控制信号生成模 块 14、 时钟模块 16 和开关元件驱动模块 18。 如图 2C 所示， 二次侧控制电路 K2 包括二次侧线圈电流侦测模块 22、 二次侧线圈两 端电压调整信号生成模块 24、 开关控制逻辑模块 26 和同步整流开关管驱动模块 28。
在操作过程中， 二次侧控制电路 K2 中， 通过二次侧线圈电流侦测模块 22 侦测得到 二次侧线圈电流侦测信号， 开关控制逻辑模块 26 基于二次侧线圈电流侦测信号产生控制 逻辑， 并通过同步整流开关管驱动模块 28 控制同步整流开关管 Q856 工作在导通、 关断及过 渡状态。 在同步整流开关管 Q856 从导通状态到关断状态之间设置有一预定时间间隔 ( 可根 据实际应用进行设置， 例如该预定时间间隔 Δt 可以在 0.5 微秒至 1 微秒之间选择， 即 0.5 微秒≤ Δt ≤ 1 微秒 )， 在该预定时间间隔内， 通过二次侧采样电路采样二次侧输出负载状 况 ( 例如输出电流和 / 或输出电压 )， 输出端负载状况的采样信号传送至二次侧线圈两端电 压调整信号生成模块 24， 由后者基于该采样信号生成调整信号， 并将调整信号传送至同步 整流开关管驱动模块 28， 以控制同步整流开关管 Q856 工作在导通状态与关断 ( 截止 ) 状态 之间的过渡状态 ( 例如， 工作在晶体管的线性区 )。 在该过渡状态同步整流开关管等效为一 压控电阻， 这样， 基于调整信号， 二次侧线圈两端的电压得以调整， 从而使得二次侧线圈两 端的电压反映出负载状况的信息。有关这一点， 将在后面结合图 3A-3D 和图 4 做详细说明。
二次侧线圈两端的电压信号通过变压器耦合至一次侧第二线圈生成反馈信号 VB， 并通过一次侧电阻分压电路采样后传送至反馈信号接收模块 12， PWM 控制信号生成模块 14 基于该反馈信号的采样生成 PWM 控制信号 ( 即调整 PWM 信号的占空比 )， 并传送至开关元件 驱动模块 18， 以在一下开关周期内控制开关元件导通、 关断的时间。
在二次侧的同步整流开关管从导通状态转变到过渡状态的瞬间， 一次侧控制电路 K1 中的反馈信号接收模块 12 侦测到二次侧线圈两端电压发生突变时 ( 即二次侧线圈电流 过零时 )， 此时， 时钟模块 16 开始计时， 并当达到预定时间间隔之后， 触发开关元件驱动模 块 18， 以启动下一个开关周期。
图 3A 是根据本发明一实施例的同步整流反激式开关电源装置的电路原理图。
如图 3A 所示， 在本发明的一实施例中， 同步整流反激式开关电源装置包括变压器
TX4、 一次侧控制电路 K1、 开关元件 ( 例如 MOSFET)Q855、 一次侧电阻分压电路 ( 包括电阻 Rp1、 Rp2)、 二次侧控制电路 K2、 同步整流开关管 ( 例如 MOSFET)Q856 和二次侧采样电路 ( 包 括电阻 Rs1、 Rs2， 本实施例中为输出电压采样 )。
开关元件 Q855 的受控端连接于一次侧控制电路 K1 的控制信号输出端 GATE1， 用于 通过导通 / 关断动作对一次侧第一线圈断续地施加电压。一次侧控制电路 K1 的反馈信号 输入端 FB1 通过一次侧电阻分压电路连接于一次侧第二线圈 Lp2， 用于侦测从二次侧线圈 Ls 耦合至一次侧第二线圈 Lp2 上的反馈信号 VB， 并基于该反馈信号生成用于控制开关元件 Q855 的导通 / 关断动作的 PWM 控制信号。
同步整流开关管 Q856 的受控端连接于二次侧控制电路 K2 的控制信号输出端 GATE2， 用于对二次侧线圈 Ls 的电流进行整流。二次侧控制电路 K2 连接于二次侧线圈 Ls， 其采样信号输入端 FB2 通过二次侧采样电路连接于开关电源二次侧的输出端， 以采样二次 侧输出负载状况 ( 例如输出电流和 / 或输出电压 )。二次侧控制电路 K2 的二次侧线圈电流 信号侦测端 VD 连接于同步整流开关管 Q856 的漏极。
二次侧控制电路 K2 基于二次侧线圈电流侦测信号控制同步整流开关管 Q856 工作 在导通、 关断及过渡状态， 并在同步整流开关管 Q856 从导通状态到关断状态之间预留一预 定时间间隔， 在该预定时间间隔内， 通过二次侧采样电路采样输出电压， 并控制同步整流开 关管 Q856 工作在导通状态与关断 ( 截止 ) 状态之间的过渡状态 ( 例如， 工作在晶体管的线 性区 )， 同步整流开关管在该过渡状态等效为一压控电阻。
虽然在本发明的实施例中， 开关元件 Q855 和同步整流开关管 Q856 是以金属氧化 物半导体场效应晶体管 (MOSFET) 为例进行说明的， 但本发明不限于此。在本发明的其他实 施例中， 开关元件 Q855 和 / 或同步整流开关管 Q856 还可以采用其他类型的开关管， 例如双 极型晶体管 (BJT)。另外， 虽然在图 3A 所示的实施例中， 一次侧控制电路 K1 和二次侧控制 电路 K2 是采用集成电路 (IC) 芯片实施， 但本发明不限于此。在本发明的其他实施例中， 一 次侧控制电路 K1 和二次侧控制电路 K2 也可以采用离散元件组成的控制电路来实施。
其控制过程是 ： 当二次侧控制电路 K2 检测到同步整流开关管的体二极管顺向导 通 ( 即二次侧线圈电流 ID 从零到有电流 )， 则打开同步整流开关管 Q856 ； 当检测到二次侧 线圈电流 ID 从大到小过零点时， 控制同步整流开关管 Q856 进入过渡状态。同时， 一次侧控 制电路 K1 通过其反馈信号输入端 FB1 同样也可以侦测到二次侧线圈电流 ID 的过零时间。 当一次侧控制电路侦测到 ID 过零时， 一次侧控制电路开始侦测二次侧线圈在一次侧线圈 上生成的反馈信号。并基于此反馈信号来调整 PWM 控制信号的占空比以达到控制输出电压 或电流的目的。一次侧控制电路内部设置的时钟模块从二次侧线圈电流 ID 过零时间开始 计时， 当达到预定时间间隔， 发出触发信号， 以开始下一个开关周期的操作。
以下结合图 3B- 图 3D 和图 4， 对图 3A 所示的同步整流反激式开关电源装置的工作 原理进行说明。
图 3B 是图 3A 所示同步整流反激式开关电源装置在一次侧开关元件导通、 二侧次 同步整流开关管关断时的等效电路图， 其对应于图 4 所示时序图中的 T1 至 T2 时间段。从 T1 至 T2 时间段， 只有一次侧电路有能量的转移， 将输入的能量储存在变压器中。而二次侧 的由于同步整流开关管 Q856 的截止除了电容外基本没有能量的转移。
从时间 T1 至 T2 的时间段 ( 参见图 3B)。由于开关元件 Q855 的栅极接收的 PWM控制信号 VPGATE 为高电平， 开关元件 Q855 导通。而同步整流开关管栅极接收的驱动信号 VSGATE 为低电平， 同步整流开关管 Q856 关断。 且由于极性问题， 由反激架构的原理可知， 变 压器 TX4 的二次侧线圈 Ls 和一次侧第二线圈 LP2 都为开路。此时电路通过输入电压 VBUS 对一次侧第一线圈 LP1 充电。
图 3C 是图 3A 所示同步整流反激式开关电源装置在一次侧开关元件关断、 二侧次 同步整流开关管导通时的等效电路图， 其对应于图 4 所示时序图中的 T2 至 T3 时间段。在 T2 至 T3 的时间段， 同步整流开关管 Q856 导通， 存储在变压器中的能量通过同步整流开关管 Q856 释放出来对负载和输出电容进行充电。
到达时间 T2 时， 由于一次侧控制电路 K1 送出关断 (off) 信号， 开关元件 Q855 关 断。由于变压器 TX4 的续流作用， 二次侧线圈 Ls 和一次侧第二线圈 LP2 续流。由于同步整 流开关管 Q856 的体二极管的续流作用， 二次侧控制电路 K2 侦测到体二极管顺向导通 ( 即 侦测到二次侧线圈中的电流 ID) 而打开同步整流开关管 Q856， 从而降低导通损耗， 提高了 转换效率。
图 3D 是图 3A 所示同步整流反激式开关电源装置在一次侧开关元件关断、 二侧次 同步整流开关管处于过渡状态时的等效电路图， 其对应于图 4 所示时序图中的 T3 至 T4 时 间段 ( 即预定的时间间隔 Δt)。在 T3 至 T4 时间段， 通过对二次侧输出负载的侦测， 由于分 压电阻 Rp3 和 Rp4 的关系， 此时变压器才是正真意义上的变压器， 控制信号通过变压器耦合 到一次侧并完成信号的传递。 到达时间 T3 时， 二次侧控制电路 K2 侦测到二次侧线圈电流 ID 过零点， 同步整流 开关管 Q856 中的体二极管截止， 此时的动作和传统的同步整流 IC 的动作不一样 ( 传统 IC 直接关断同步整流开关管 Q856， 并等待下一周期信号的到来 )。
本发明的开关电源装置在 T3 至 T4 时的工作过程如下 ：
i. 二次侧控制电路 K2 通过采样信号输入端 FB2 接收的侦测到的输出电压和 / 或 输出电流的采样信号 VFB， 并与内部的基准参考电压 Vref 进行比较得出误差信号 Verr， 通过以 下公式计算得出 ：
Verr ＝ K×(VFB-Vref)
其中， K 是基于变压器的匝数比、 一次侧电阻分压电路和二次侧采样电路中电阻的 阻值而确定的系数 ；
ii. 并不是立即关断同步整流开关管 Q856， 而是控制同步整流开关管 Q856 工作在 过渡状态 ( 例如线性区 )， 使其等效为一个压控电阻， 并将二次侧线圈 Ls 两端的电压调节到 Verr。即有如下公式 ：
Verr ＝ Vout-VVSDS
iii. 此时的等效电路如图 3D。由于一次侧的开关元件 Q855 还处于关断阶段， 可 以认为是开路。二次侧线圈 Ls 两端的电压 Verr 通过一次侧第二线圈 Lp2 耦合， 输出到 Rp1 和 Rp2 所组成的一次侧电阻分压电路上。此时一次侧控制电路 K1 通过侦测其反馈信号输 入端 FB1 的电压， 即得到从二次侧反馈过来的反馈量。再利用该反馈量控制下一开关周期 开关元件 Q855 导通时间的长度 ( 通过调整 PWM 控制信号的占空比实现 )， 从而达到对输出 的调整。
当到达 T4 时， 下一开关周期开始， 开关元件 Q855 导通， 而同步整流开关管 Q856 完
全关断。 图 4 是图 3A 所示同步整流反激式开关电源装置的信号时序图。在图 4 中各曲线 表示的信号为 ：
曲线 a) 表示的是一次侧控制电路输出到同步整流开关管受控端的 PWM 控制信号 VPGATE 的时序图 ；
曲线 b) 表示的是一次侧开关元件 Q855 漏极的电压电平 VPDS 的时序图 ；
曲线 c) 表示的是一次侧的开关元件 Q855 源极的电压电平 VCS 的时序图 ；
曲线 d) 表示的是二次侧的同步整流开关管 Q856 栅极的控制信号 VSGATE 的时序 图；
曲线 e) 表示的是一次侧第二线圈从二次侧线圈耦合到的反馈信号 VB 的时序图 ；
曲线 f) 表示的是二次侧的同步整流开关管 Q856 漏极的电压电平 VSDS 的时序图
曲线 g) 表示的是二次侧线圈电流 ID 的时序图。
图 5 是根据本发明一实施例的同步整流反激式开关电源装置中二侧次控制电路 的基本逻辑图。如图 5 所示， 二次侧控制电路包括 ：
电流侦测模块 52， 用于侦测二次侧线圈电流 ；
电压调整信号生成模块 54， 用于在同步整流开关管工作在过渡状态时基于二次侧 输出负载状况的采样信号 VFB 生成用于调整二次侧线圈两端电压的调整信号 ( 通过对同步 整流开关管 ( 例如场效应晶体管 ) 的压控电阻的控制 ) ；
开关控制逻辑模块 56， 其基于侦测到的二次侧线圈电流 ID 发送用于控制同步整 流开关管工作在导通、 关断或过渡状态的信号 ；
同步整流开关管驱动模块 58， 根据开关控制逻辑模块发送的信号控制同步整流开 关管工作在导通、 关断或过渡状态， 在同步整流开关管导通状态下当电流侦测模块侦测到 二次侧线圈电流过零时， 在同步整流开关管的受控端上施加使其工作在过渡状态 ( 例如线 性区 ) 的电压。
其中电压调整信号生成模块 54 包括 ：
第一运算放大器 542， 其正相输入端连接于二次侧采样电路， 反相输入端连接于基 准参考电压源，
电压减法器 544， 其第一输入端连接于二次侧线圈的一端， 第二输入端连接于二次 侧线圈的另一端， 在一实施例中， 二次侧线圈的该另一端与场效应晶体管漏极相连 ；
第二运算放大器 546， 其正相输入端连接于第一运算放大器的输出端， 反相输入 端连接于电压减法器的输出端， 第二运算放大器的输出端连接于同步整流开关管驱动模块 58。
图 6 是根据本发明另一实施例的同步整流反激式开关电源装置的电路原理图。与 图 3A 所示的同步整流反激式开关电源装置相比， 只是二次侧采样电路与图 3A 中所示的不 同， 其余部分完全相同。图 3A 中的二次侧采样电路是通过电阻分压电路对输出电压进行采 样， 而图 6 中的二次侧采样电路是通过电流采样电阻 Rs3 对输出电流进行采样， 从而获得输 出负载状况的信息。
作为另一选择， 还可以同时对输出电压和输出电流进行采样， 并将采样信号传送 至二次侧控制电路的反馈信号输入端 FB2， 从而使二次侧控制电路得到所侦测的输出负载
状况的信息。
本发明的技术方案的重点在于， 二次侧的反馈信号是通过变压器 TX4 传递到一次 侧的， 其实现的方式是采用变压器的分时复用， 即， 在每一个开关周期中加入一个固定的额 外时间间隔 ( 即预定时间间隔 Δt)) 用以传递反馈信号， 也就是在时序图的 T1 到 T3 时间 内是主能量从一次侧传递到二次侧。而 T3 到 T4 的时间内是二次侧的控制信号通过同步整 流开关管 Q856 的动作传递到一次侧控制电路 ( 此时传递的也是能量， 只是该能量非常小 )， 一次侧控制电路再根据该信号来决定下一开关周期将要传递到二次侧的能量的大小， 也就 是说决定下一开关周期控制开关元件 Q855 导通 / 关断的 PWM 控制信号的占空比。
在目前通用的做法中一般通过额外的光耦 I853 和开关管 TL431 组成的反馈链路 ( 参见图 1) 或通过其他光电耦合、 电磁耦合将信号传递到一次侧供一次侧控制电路使用。 由于其从一次侧到二次侧的主能量的传递链路和二次侧的控制信号的传递链路是两条不 同的链路， 所以能量的传递和反馈信号的传递是同时进行的。但本发明的分时控制可以达 到同样的效果， 并且由于不需要传统的额外的控制信号传递回路， 如开关管 TL431 及光耦 所组成的信号传递回路， 因而在保证开关电源高效率的同时， 降低了成本。