本发明的一个目的是在接收条件快速变化的、以及对多径无
线电波进行接收的无线电传输系统中提供最佳接收。
本发明的另一目的是在这样的环境中确定这样的最佳接收
方向，该最佳接收方向在系统为双向的时候可被当作为最佳传输
方向。
为此，本发明的无线电传输系统具有以下特征：至少一台接
收机前端能够按照波束接收模式工作和至少一台接收机前端能够
按照波束扫描模式工作；接收装置包括最佳接收信号确定装置，
该装置用于根据考虑了接收信号的信号与噪声及干扰的比值或误
码率的质量准则，在波束接收模式和波束扫描模式中确定许多接
收信号当中的最佳接收信号；以及根据在波束扫描模式中所确定
的较好波束来作为波束接收模式中的波束。由于在考虑了噪声和
干扰的情况下为得到较好波束而进行的连续扫描，所以就能够使
接收波束是全局最佳波束并快速地适应快速变化的系统状况。
在本发明的无线电传输系统的一实施例中，接收装置包括选
择装置，当在波束扫描模式中确定较好波束时，这些选择装置就
分别将接收机前端从波束接收模式切换到波束扫描模式。由此对
接收机前端进行了切换。
在本发明的无线电传输系统的另一实施例中，当在波束扫描
模式中确定较好波束时，按照波束接收模式工作的接收机前端就
将它的接收波束更新为按波束扫描模式工作的接收机前端所确定
的波束。由此不需要切换接收机前端，于是省掉了切换装置。
在本发明的无线电传输系统的一实施例中，接收装置包括用
于测量在信号频带外的预定频带内的噪声能量的能量测量装置，
根据该能量测量来导出质量准则。由此能够容易地获得对于接收
信号的信号与噪声及干扰的比值的度量。这一噪声测量方法只适
用于角调制的系统。
在本发明的无线电传输系统的另一实施例中，无线电设备包
括发射装置，它沿相应于在波束接收模式中所接收的接收波束方
向的方向发射一个发射波束。这种系统是例如移动无线电系统或
无绳电话系统等这样的双向系统。由于组合的全局最佳接收和沿
同一方向向一个相对的无线电设备进行传输的缘故，所以这种传
输也是最佳的。沿错误方向的传输，例如沿吸收物质方向或沿干
扰源方向的传输可得以避免。因为实现了对发射能量的最佳利
用，所以为了获得与现有系统相同的系统性能只需要较少的传输
功率。由此能够更容易地对发射机功率放大器的末级进行集成。
从省电的观点来看，较小的传输功率对于移动无线电或无绳电话
系统等的手机也是有益的。另一方面，在不减小功率的情况下，
可加大发射机和接收机之间的距离。
在从属权利要求中对其它实施例提出要求保护，例如通过确
定被解调信号的误码率来确定信号与噪声及干扰的比值的另一种
方法，以及当系统是双向TDMA(时分多址)或CDMA(码分
多址)系统时在无线电设备中的收-发开关。
现在参看附图举例描述本发明。
图1示意性地表示本发明的无线电传输系统1，它包括具有
天线3和4的无线电设备2。系统1可以是模拟或数字传输系统。
无线电设备2可以是汽车无线电设备、寻呼设备或GPS设备等，
系统1则是广播系统，或者无线电设备2可以是移动电话或无绳
电话等，系统1则是双向通信系统。系统1可以是任何其它无线
电传输系统。在分别为单向或双向系统的情形中，无线电设备分
别接收来自无线电设备5的无线电信号或与无线电设备5进行通
信，无线电设备5用天线6分别进行广播或进行通信。进一步示
出的是无线电设备7。在双向系统，例如无绳电话系统的情形中，
无线电设备5是与公共交换电话网8连接的无线电基站，而无线
电设备2是手机。无线电设备2的天线3和4通过不同的路径接
收无线电波9和10，即系统代表多径传输环境。在汽车无线电设
备、蜂窝无线电设备或无绳电话的情形中，这种环境对于接收电
波是一种快速变化的环境。
图2表示本发明无线电设备2中的相控阵接收装置20，该
装置具有与天线3和4的相控阵相耦合的接收机前端21和22。
为此，天线3与组合器23相连接，天线4通过可调移相装置24
与组合器23相耦合，该组合器被耦合到接收机前端21。在该给
定实施例中，相控天线阵和组合器组成了用于形成波束的相控天
线阵和组合装置。这适用于等增益天线系统。或者，可将相位调
整和增益调整的任何组合用于波束形成。类似地，天线3和4通
过组合器25和可调移相装置26与接收机前端22相耦合。移相装
置24和26可以是本领域众所周知的抽头延迟线。利用数字控制，
这种延迟线可被调整为各种相移(图上未详细说明)。延迟元件
可以是线圈、传输线段等(未示出)。如后面将要描述的那样，
在本发明的优选实施例中，将在对接收信号下变频之后完成相
移。在输出侧，接收机前端21和22被耦合到由数字控制电路28
控制的开关27。接收机前端21和22分别根据考虑了例如接收信
号的信号与噪声及干扰的比值的质量准则从波束接收模式切换为
波束扫描模式，接收信号的信号与噪声及干扰的比值在从接收机
前端21和22的输出端30和31分别接收输入的信号质量确定电
路29中被确定。接收波束利用接收机前端21和22以及开关27
被切换到该输出侧。根据本发明，接收机前端21和22之一处于
波束接收模式，而另一接收机前端处于波束扫描模式，以便不断
地搜索较好的波束。一旦找到较好的波束，接收机前端的角色就
互换。
图3表示本发明接收装置20中的接收机前端21、22的第
一实施例。在这一实施例中，接收机前端21是一超外差接收机，
其中，天线3通过带通滤波器(未示出)和低噪声放大器(未示
出)与混频器40和41耦合。该带通滤波器可以是三阶1.91GHz
带通滤波器，而接收机前端即低噪声放大器及混频器可以是型号
为UAA 2078的集成电路。中频可为10MHz，以便在解调之后
可更容易地为噪声测量确定频带。混频器40和41分别通过移相
0°和90°的移相器43再与本振42耦合。在输出侧，混频器40
和41分别通过放大器46和47与可调移相器44和45耦合。由同
一申请人于同日申请的专利申请(在此作为参考文献的欧洲专利
申请第94202648.5号)较详细地描述了可调移相器44和45。当
移相器44被调整到预定值和移相器45被调整到预定扫描范围
时，上支路与由混频器48、本振和放大器50组成的接收机前端
一道构成了接收波束接收机前端，下支路同样地构成了扫描接收
机前端。当相反地调整移相器44和45时，接收机前端的角色就
被互换。还示出了组合器51和52、带通滤波器53及54以及对
例如GMSK信号(数字调制的高斯最小频移键控)的接收信号进
行解调的频率-电压变换器55和56。带通滤波器53和54可以
是例如10.64MHz的4阶贝塞尔带通滤波器。频率-电压变换器
55和56可以是本领域众所周知的PLL(锁相环)解调器或鉴频
器。
图4表示本发明接收装置20中的接收机前端21和22的第
二实施例。在这一实施例中，接收装置是所谓的零IF(中频)或
低IF接收机。天线3被耦合到第一正交接收机前端支路，其中放
大器46被耦合到可调移相器60、61、62和63的第一输入端，
及放大器47被耦合到可调移相器60、61、62和63的第二输入
端。移相器60和61被调整到第一相角和第一相角减90°，移相
器62和63被调整到第二相角和第二相角减90°，这对于为零
IF解调器获得正交信号是必不可少的。在输出侧，移相器被分别
耦合到组合器64、65、66和67，这些组合器64、65、66
和67在输出侧被分别耦合到滤波器68、69、70和71。滤波器
68和69被耦合到频率-电压变换器72，以便产生第一解调输出
信号，滤波器70和71被耦合至频率-电压变换器73，以便产生
第二解调输出信号。天线4被耦合到由混频器74和75以及放大
器76和77组成的第二正交接收机前端支路。还示出了被耦合到
移相器79的本振78，移相器79以0°相移将本振78耦合到混
频器40和74、以90°相移将本振78耦合到混频器41和75。
按照类似于由图3所描述的方式来组成接收波束和扫描波束接收
机前端21和22，或者反过来也一样。零IF接收机的变型是镜像
抑制接收机。在这种接收机中，对天线一侧的带通滤波器的要求
不那么严格，但在滤波器68和71之前包括了一些额外的硬件，
例如附加的移相器和组合器。这种镜像抑制接收机在本领域是众
所周知的，不再进一步详细说明。
图5表示在根据本发明的无线电设备2中使用的移相装置
44、45、60、61、62和63，包括可调整的放大器80和81，
它们的输出端被耦合到组合器82。通过分别以不同的放大倍数放
大正交信号就能够调整它们的相位。放大器80和81可以是例如
在Wiley & Son公司于1984年出版的R.R.Gray和R.G.Meyer
所著的手册“模拟集成电路的分析和设计”第593至600而中描
述的所谓吉尔伯特单元。这种吉尔伯特单元可用作模拟乘法器。
如所述手册599-600页所示，输出电压正比于两个输入电压的
乘积，因此，通过选取吉尔伯特单元的输入电压之一为放大器80
的输入电压，选取吉尔伯特单元的另一输入电压为调整电压即
DC电压，就获得了可调放大器。
图6表示本发明的信号质量确定电路29，它考虑了接收信
号的信号与噪声及干扰的比值，不管是在波束接收模式还是在波
束扫描模式中的信号。电路29例如根据噪声测量或根据BER(误
码率)测量来确定被解调信号的质量，即信号与噪声及干扰的比
值。后一种方法应用微控制器(未示出)，这种微控制器包括RAM
存储器、ROM存储器以及诸如模-数变换器、数-模变换器和
二进制I/O接口这样的模拟及数字I/O接口。噪声测量方法将在
后面更详细说明。电路29包括分别用于接收波束和用于扫描波束
的两支路，在这两支路中确定信号质量qbm1和qbm2。这两支
路分别包括带通滤波器90和91、放大器92和93、非线性元件
94和95(例如为构成峰值检波器的后面接有电容(未示出)的
整流二极管)、以及低通滤波器96和97。这一方法仅可用于角
调制系统。带通滤波器90和91选择噪声和失真。非线性元件94
和95提供由带通滤波器90和91所选取的信号的信号电平。
图7表示用来说明质量确定电路29的工作的频域信号。在
图7A中，信号基带sbbd在噪声频带nbd之外。电路29如所描
述的那样利用带通滤波、整流和积分来确定在信号基带sbbd外
的噪声能量。例如对于FM信号，这一噪声能量是信号与噪声及
干扰的比值的良好度量。图7B表示噪声频带信号nbd被下变频
为噪声基带信号nbbd。
图8表示用于对接收装置20进行控制的数字控制电路28。
控制电路28包括用于互换接收波束和扫描波束的开关100和
101。如果扫描波束的质量优于接收或固定波束的质量，具有迟
滞性的比较器111将在其输出端提供脉冲，该脉冲触发触发器电
路102。电路28还包括采取与计数器104相连的时钟103形式的
扫描装置。计数器的输出用来控制扫描。为此，计数器104通过
切换开关105以及分别通过锁存器106和107、地址-电压变换
器108和109被分别耦合到移相器44和45或被耦合到移相器
60、61、62和63。触发器电路102控制开关100、101和105
以及它们的输出端被耦合到比较器110的锁存器106和107。在
输出侧，比较器110被连到时钟103。触发器的触发脉冲在计数
器的地址被提供给另一波束的地址-电压变换器的同时锁定锁存
器中的扫描波束的地址。于是当前扫描波束成为固定波束，作为
被确定的最佳扫描波束，而固定波束变成扫描波束。比较器110
迫使扫描波束跳到当前固定波束的方向。时钟103的时钟频率的
选择取决于系统正在工作的实际环境。例如，蜂窝无线电环境将
比无绳电话局环境需要更快速的电子设备。计数器的步进越多，
就能够扫描越多的方向。可以用微控制器和查寻表代替地址-电
压变换器来将扫描波束的空间相角变换为电相角，查寻表包括空
间相角和电相角之间的预定的数学关系。
图9表示根据本发明的接收装置20中被耦合到两个接收机
前端21和22的三天线配置，其中采用了一附加天线120。天线
120通过附加移相器121和122被耦合到组合器23和25，与图2
相比，组合器23和25具有一附加输入端。这种结构可被概括为
具有n根天线和相应数量的移相器以产生一个接收波束和一个扫
描波束的结构。
图10表示说明控制接收装置20的流程图。该流程图描述了
至少是本发明的一部分的软件，实施控制器如上所述，它与接收
装置20相连。在标为“开始”的方框130中，开始进行波束质量
确定/扫描。在方框131中，接收机前端21的波束1是固定波束，
而接收机前端22的波束2是扫描波束。在方框132中，例如根据
信号与噪声及干扰的比值(S/(N+I))或根据BER(误码率)确
定波束质量。在判断方框133中判断两个波束的哪一个较好。如
果扫描波束不是较好的，就在方框134中确定并调整下一个扫描
方向，确定该下一个扫描方向的质量。如果扫描波束是较好的，
就在方框135中互换固定和扫描波束的角色，即切换或交换接收
机前端。或者用在扫描期间确定的较好的波束来更新波束1。因
此不需要进行切换或交换。
图11表示根据本发明的无线电设备2中的发射装置，该发
射装置包括分别通过收-发开关装置143和144与天线3和4耦
合的两个后端141和142。例如当无线电设备是符合描述TDMA
数字无绳电话标准的“DECT(欧洲数字无绳电话)标准”的无
绳电话时，开关装置143和144就能够以100Hz的频率将无线电
设备从接收模式切换为发射模式。后端141和142被耦合到
GMSK调制器145，可调移相器被连接在GMSK调制器145的
输出端和后端142之间。移相器146被动态地装载以固定波束的
相移。因此也使无线电设备2能够沿最佳方向发射，即避开了吸
收物体，还避免了沿强干扰源方向的错误传输。这一想法是基于
传输路径对于接收或发送方向是互易的这一认识。
图12表示在发射装置140中的后端141，该后端141包括
与本振151和与功率放大器152耦合的混频器150，功率放大器
152在输出侧与发射滤波器153耦合。
图13表示另一种接收装置20，其中，接收机前端21连续
地工作在波束接收模式，接收机前端22连续地工作在波束扫描模
式。一旦接收机前端22找到了较好的波束，接收机前端21就更
新其接收波束。
除所述的具有两台接收机前端以及一个接收波束和一个扫
描波束的双波束系统外，可容易地将本发明的原理扩展到n根天
线/m个波束的系统，n和m为整数。m个波束中的K个可以是
固定波束而(m-k)个波束则可以是扫描波束。在进行发射时，
将选择被接收的固定波束中的最好波束。