本发明的目的是提供一种用于校正数字多载波信号中相位和/或频率误
差的方法，该方法使得有可能估计和校正由自身噪声和外部噪声分量产生的
总的相位误差。
本发明的另一个目的是提供一种使用本发明方法的电路装置。
通过下式可以表示CPE(公共相位误差)的校正：
XOFDM.CPE(n)=FFT{XOFDM.CPE(k)}=XOFDM(n)·e-jφe (1)
其中x(n)：载波
x(k)：样本
假定前提条件为角度φe小，则可以近似地表示为：
XOFDM.CPE(n)=XOFDM(n)·[cos(φe)-jsin(φe)]
≈XOFDM(n)-jφe·XOFDM(n) (2)
≈XOFDM(n)-jFFT{φe·XOFDM(k)}
由方程(2)可见，在FFT之后(频域，运行变量n)执行的CPE校正近似对
应于FFT之前(时域，运行变量k)的校正。由于这个原因，如Robertson等人
描述的，可以在FFT之后执行CPE校正。
如果目的是校正平均频率误差而不是CPEφe，则由φe的积分可以确定
这一点。根据本发明的这种校正在下文中称为“公共频率误差”，或者简称
CFE校正。CFE校正为：
XOFDM.CFE(n)=FFT{XOFDM.CFE(k)}
=FFT{XOFDM(k)·e-j2(k/N)φe} (3)
如方程(3)所见，这必须在FFT之前执行。然后在CFE校正中相位误差
至少在理论上被完全抑制，使得接收的信号被理想地补偿。
原理上，根据本发明用于校正数字多载波信号中相位和/或频率误差的方
法包括使用另一个傅里叶变换来估计自身噪声分量，以及根据估计的自身噪
声分量校正数字信号。
由于必须执行两次FFT，所以这种校正导致了额外的计算复杂性或者劳
动工作量。然而，这种额外的工作量是可接受的，因为根据本发明相位噪声
的减少使得有可能重现OFDM传送的信号，即使使用的接收机具有一个比较
差的相位噪声响应，如PAL电视接收机。
最好在用于解调的傅里叶变换之前执行进行误差处理的傅里叶变换。这
提供了载波正交性很好的再现，并且因此在串音响应中有特别明显的改进。
有益的是进行误差处理的傅里叶变换的长度要比用于解调的傅里叶变
换的长度短，因为这就足够用于估计自身噪声分量，并且它减少了附加的计
算复杂性。
更加有益的是用于解调的傅里叶变换的长度是N，而用于误差处理的傅
里叶变换的长度是N/M，在这种情况下，M可以是2的幂。
在这种情况下特别有益的是通过使用一个2M基数算法减少了用于误差
处理的傅里叶变换的复杂性。
另外，在数字信号馈送到用于解调的傅里叶变换之前最好将其延迟，以
便补偿用于估计自身噪声分量的傅里叶变换的计算时间。
取决于估计的自身噪声分量，对于总相位误差或者仅仅要被校正的自身
噪声分量也是有益的。
对于在用于解调的傅里叶变换中执行的自身噪声分量的进一步校正同
样是有益的。
最后，为了自身噪声分量的校正将样本乘以复矢量e-j[(2πferrkTa)+φe]，或者
为了总相位误差的校正将样本乘以e-j[(2πferrkTa)+2kφe/N]是特别有益的，
-ferr是振荡器和理想的标称频率之间的频率误差，
-N是OFDM载波的数量，
-k是离散时间变量，这里k=1,2,3,…,N以及
-Ta是采样周期。
原理上，根据本发明的用于校正数字多载波信号中相位和/或频率误差的
方法的电路装置包括：
-用于估计自身噪声分量的装置，该装置提供数字多载波信号的校正信
号；
-一个延迟级，数字多载波信号的样本馈送到该级以便延迟这些信号，
用于补偿估计自身噪声分量的装置的计算时间；
-一个混频单元，用它从借助于校正信号延迟的样本中产生自适应的相
位或者频率信号；
-变换装置，在第一变换步骤中将数字多载波信号的样本馈送给它，用
第一变换步骤变换的信号被馈送到用于估计自身噪声分量的装置，以及在第
二变换步骤中将自适应相位或频率信号馈送给它，用第二变换步骤解调载波
的信号复系数。
变换装置最好具有执行用于确定校正信号的傅里叶变换的装置以及执
行用于解调自适应相位或频率信号的另一傅里叶变换的装置。
另外，为了确定校正值，有益地是从信道估计单元将相关于先前符号的
信息馈给用于估计自身噪声分量的装置。
特别有益的是如果用于估计自身噪声分量的装置初始提供一个信道校
正值和一个对应于自身噪声分量的估计值的第一相位信息值，并还具有下面
的装置：
-一个乘法单元，借助于该单元自身噪声分量的估计值乘以一个时变运
行变量以便产生一个第二相位信息值；
-一个开关单元，借助于该单元可以在第一相位信息值和第二相位信息
值之间转换；
-一个调制单元，该单元以第一或第二相位信息值调制长度L的复矢
量；
-一个第二乘法单元，该单元使用信道校正值和调制的复矢量以确定馈
送到混频单元的校正值。
下面参照附图描述本发明的示范实施例，其中：
图1a示出相位误差对用N=2048载波正交幅度调制16-QAM的模拟
电视接收机中OFDM信号的影响。左边的坐标系示出作为由符号周期Tu归
一化的时间t的函数的现有相位干扰φ(t)。虽然相位干扰一般是未知的，然而
在这里引用是为了使下文中的校正处理更加清楚。除了对应于频率误差的连
续的相位偏移，这里也可以见到短暂的突然相位变化。右边的图形示出在I-
Q图上各个载波的分布，I(同相)和Q(正交)分量是相应载波振荡的两个分
量，相互间的相移为90°。此时相位误差的影响包括由自身噪声分量引起的
所有信号空间点的公共旋转和由外部噪声分量引起的信号空间点的随机膨
胀。
图1b示出根据现有技术的信号校正。通过平均OFDM信号确定CPEφe，
OFDM信号随后乘以因子e-jφe以作校正。这相应于如左边坐标系中展示的、
将相位误差φ(t)位移角度φe(在当前情况下，它的值是大约0.35弧度)。CPE
的校正将整个载波构像移回到它的原始位置(右边的图)，但由外部分量引起
的误差也就是信号空间点的膨胀仍然保留。
图1c示出本发明CPE校正的结果。这里相位误差明显地减少了，因为
通过相位变化的积分抑制了连续的相位偏移，并且只保留了短暂的突然相
变。因此补偿了公共旋转和某些信号空间点的膨胀。
图2示出根据本发明的相位误差校正电路装置的方框图。在OFDM接
收机中，在将发送的OFDM信号频率变换到基带之后，以采样周期Ta在A/D
变换器中采样该信号。这个采样的信号特别具有相位和频率误差，它们是由
作频率转换的射频振荡器引起的。N个样本XOFDM(k)(k=1,2,3,…,
N)的分组由采样的信号形成。现在这些分组首先由一个延迟级T延迟，以便
补偿在下文中描述的FFT单元FFT1的计算时间。随后借助于一个混频单元
M1执行信号的相位和频率自适应。然后将校正的信号XOFDMC顺序地馈送到
一个FFT单元FFT2，其中执行用于解调的FFT。在这种情况下，FFT的长
度通常是N,N是OFDM载波的数量。然后在FFT之后获得带有每个单独
载波的信息的N个复系数xc。如果另外在接收端执行过采样，为了改进载波
分离并因此改进接收响应，FFT的长度也同样可以大于N，例如N的倍数。
为了确定CPE，样本XOFDM还馈送到另一个FFT单元FFT1。在这种情
况下不必使用所有的载波来估计CPE。代替这一点，较少数量的系数就足够
用于计算公共相位误差的平均值。因此这种FFT的长度可为N/M，使得明
显地减少其实施的复杂性。在这种情况下切合实际的值是例如解调器FFT的
长度为8K(8192)，以及进行误差处理的FFT的长度为512。为了确定FFT
单元FFT1中的校正值CORR，后者可以用相关于先前符号的信息由信道估
计供给，在这个示范实施例中是在FFT单元FFT2中执行所述信道估计。最
后，校正信号CORR则馈送到混频单元M1进行相位和频率自适应。
图3示出根据本发明的另一个电路装置，在CPE估计φe之后，能够决定是
否执行CPE或者CFE校正。在FFT单元FFT1′中缩短的FFT之后，在这种情况
下在另一个单元EST中执行一个大致的信道估计以及确定CPE。信道估计提
供振荡器和理想标称频率之间的频率误差Ferr的值。这个值用于确定以复矢量
形式CH=e-j2πferrkTa的校正值CH，并且这个值馈送到乘法单元M2。为了CFE
校正，乘法单元M3将为CPE获得的值φe乘以运行变量2k/N,k是离散时间变
量而N是OFDM载波的数量。这相应于CPE在时间上的积分。获得的相位信息、
也就是CPE的φe或者CFE的2kφe/N，则在调制单元EXP中用于调制长度L的复
矢量，然后它同样馈送到乘法单元M2。所得矢量、也就是CPE的e-j[(2πferrkTa)+φe]
或者CFE的e-j[(2πferrkTa)]+2kφe/N]则馈送到混频单元M1，用于校正延迟的OFDM信
号。以这种方式校正的OFDM信号没有CPE，而在CFE的情况下，在频率误
差方面有明显改善的响应。最后，如同前面的示范实施例，在第二FFT单元
FFT2中执行所有载波的OFDM解调。同样在这个单元中执行的精确信道估计
提供了一个关于判断是应使用CPE还是CFE校正的准则，由调谐器中振荡器
的相位噪声特性控制该校正的选择。
2M基数算法特别适合于减小进行相位误差估计的FFT的复杂性。
为了这个目的只要计算FFT的每第M个系数。图4示出这样一种方式，其
中时域中8个样本b(n)的一个简单例子在频域中是这样减少的，用FFT将其变
换到频域a(n)，只计算由虚线界定的区域、也就是奇数的系数。在这种情况
下用一个点来标记的箭头节点相应于复数乘法。对于所使用记号的详细解释
以及基数算法，一般可以参照Kammeyer K.D.,Kroschel K.：数字信号处理，
Teubner Study Books on Electrical Engineering,Stuttgart,1992。
本发明可以用于任何形式的OFDM传输，但特别用于地面数字电视或
DAB的OFDM接收机。