自激振荡谐振电力转换器.pdf

本发明涉及谐振电力转换器和逆变器，所述谐振电力转换器和逆变器包括自激振荡反馈回路，自激振荡反馈回路从包括一个或更多个半导体开关(S1，S2)的开关网络的开关输出端耦接至开关网络的控制输入端。自激振荡反馈回路设置电力转换器(100)的开关频率并且包括第一本征开关电容(CGD)和第一电感器(LG)，第一本征开关电容(CGD)耦接在开关网络的开关输出端与开关网络的控制输入端之间。第一电感器(LG)耦接在第一偏置电压源与开关网络的控制输入端之间并且具有基本上固定的电感。第一偏置电压源被配置成生成施加给第一电感器(LG)的可调偏置电压(VBias)。通过控制所述可调偏置电压(VBias)来以灵活且迅速的方式控制电力转换器(100)的输出电压(VOUT)。

1.  一种谐振电力转换器，包括：
用于接收输入电压的输入端子，
开关网络，所述开关网络包括通过相应的控制输入来控制的一个或更多个半导体开关，
所述开关网络包括开关输入端和开关输出端，所述开关输入端操作地耦接至用于接收所述输入电压的所述输入端子，所述开关输出端操作地耦接至所述谐振电力转换器的谐振网络的输入端，
所述谐振网络包括预定谐振频率(f_R)以及操作地耦接至转换器输出端子的输出端，
自激振荡反馈回路，所述自激振荡反馈回路从所述开关网络的开关输出端耦接至所述开关网络的控制输入端，以设置所述电力转换器的开关频率；
所述自激振荡反馈回路包括：
第一本征开关电容，耦接在所述开关网络的开关输出端与所述开关网络的控制输入端之间，
第一偏置电压源，被配置成生成第一可调偏置电压，以及
第一电感器，所述第一电感器具有基本上固定的电感，所述第一电感器耦接在所述第一偏置电压源与所述开关网络的控制输入端之间，
电压调节回路，被配置成：通过控制施加给所述第一电感器的所述第一可调偏置电压来控制所述电力转换器的输出电压。

2.  根据权利要求1所述的谐振电力转换器，包括：
耦接在所述输入端子与所述开关输入端之间的输入电感器，
所述开关网络包括第一半导体开关，所述第一半导体开关具有耦接至所述开关网络的控制输入端的控制端子以及耦接至所述开关输入端并且耦接至所述开关输出端的输出端子。

3.  根据权利要求2所述的谐振电力转换器，其中，所述输入电感器 和所述第一电感器以预定的磁耦合系数被磁耦合，所述磁耦合系数优选地大于0.1，或者更优选地大于0.4。

4.  根据权利要求1所述的谐振电力转换器，其中，所述开关网络包括：
第一半导体开关，所述第一半导体开关耦接在所述开关输出端与所述谐振电力转换器的电压供应轨之间，并且所述第一半导体开关具有与所述开关网络的控制输入端耦接的控制端子，
第二半导体开关，所述第二半导体开关耦接在所述开关输出端与所述输入端子之间，并且
其中，所述第二半导体开关的控制端子通过具有基本上固定的电感的第二电感器与具有基本上固定的电感的第三电感器的级联结构耦接至第二偏置电压源，
并且其中，在所述第二电感器与所述第三电感器之间的中间节点与所述开关输出端之间耦接有反馈电容器。

5.  根据权利要求4所述的谐振电力转换器，其中，所述第一电感器和所述第三电感器以预定的磁耦合系数被磁耦合，所述磁耦合系数优选地大于0.1，或者更优选地大于0.4。

6.  根据权利要求3或5所述的谐振电力转换器，其中，所述输入电感器和所述第一电感器缠绕共用的导磁性构件或磁芯；或者
所述第一电感器和所述第三电感器缠绕共用的导磁性构件或磁芯。

7.  根据前述权利要求中任一项所述的谐振电力转换器，其中，所述第一偏置电压源包括：
电容器，所述电容器从所述第一可调偏置电压耦接至所述谐振电力转换器的固定电势如地，
第一可调电阻器，耦接在所述第一可调偏置电压与第一DC参考电压之间，
第二可调电阻器，耦接在所述第一可调偏置电压与第二DC参考电压之间。

8.  根据前述权利要求中任一项所述的谐振电力转换器，其中，所述电压调节回路包括：
参考电压发生器，所述参考电压发生器向比较器的第一输入端提供参考DC电压或参考AC电压，
所述比较器的第二输入端耦接至所述转换器输出电压，所述比较器的输出端操作地耦接至所述第一偏置电压源的控制输入端。

9.  根据前述权利要求中任一项所述的谐振电力转换器，其中，所述第一电感器的电感在1nH与10μH之间如1nH与50nH之间。

10.  根据前述权利要求中任一项所述的谐振电力转换器，其中，所述第一电感器的所述基本上固定的电感被设置成使得：所述开关网络的控制输入端处的峰值电压超过所述开关网络的半导体开关处的阈值电压。

11.  根据权利要求10所述的谐振电力转换器，其中，所述第一电感器的所述基本上固定的电感被选择成使得：所述开关网络的控制输入端处的峰峰电压摆幅近似等于所述开关网络的所述半导体开关中的至少之一的所述阈值电压的数值。

12.  根据前述权利要求中任一项所述的谐振电力转换器，其中，所述自激振荡反馈回路还包括：
串联谐振电路，所述串联谐振电路耦接在所述开关网络的控制输入端与所述电力转换器的固定电势之间。

13.  根据权利要求12所述的谐振电力转换器，其中，所述自激振荡反馈回路还包括：
第一串联谐振电路，所述第一串联谐振电路耦接在所述第一半导体开 关的控制输入端与所述转换器的固定电势如正DC供电电压或负DC供电电压或地电压之间。
第二串联谐振电路，所述第二串联谐振电路耦接在所述第一半导体开关的控制输入端与所述开关输出端之间。

14.  根据权利要求1至11中任一项所述的谐振电力转换器，其中，所述自激振荡反馈回路还包括：
并联谐振电路，所述并联谐振电路在所述第一可调偏置电压与所述第一电感器之间与所述第一电感器串联耦接。

15.  根据前述权利要求中任一项所述的谐振电力转换器，还包括：
整流器，所述整流器耦接在所述谐振网络的输出端与所述转换器输出端子之间以提供经整流的DC输出电压。

16.  根据权利要求15所述的谐振电力转换器，其中，所述整流器包括同步整流器。

17.  根据权利要求16所述的谐振电力转换器，其中，所述同步整流器包括：
整流半导体开关，被配置成根据所述整流半导体开关的整流器控制输入来对所述谐振网络的输出电压进行整流，
第一整流电感器，所述第一整流电感器具有基本上固定的电感，所述第一整流电感器耦接在固定或可调整流器偏置电压与所述整流器控制输入之间。

18.  根据权利要求17所述的谐振电力转换器，其中，所述固定或可调整流器偏置电压通过电阻性分压器或电容性分压器耦接至固定DC偏置电压源或耦接至所述经整流的DC输出电压。

19.  根据权利要求2至18中任一项所述的谐振电力转换器，其中，所述第一半导体开关和所述第二半导体开关中之一包括MOSFET或IGBT如氮化镓(GaN)MOSFET或碳化硅(SiC)MOSFET。

20.  一种谐振电力转换器组件，包括：
根据前述权利要求中任一项所述的谐振电力转换器，
载体基板，所述载体基板上集成有至少所述开关网络和所述谐振电路，
所述载体基板的形成所述第一电感器的电气迹线图案。

21.  根据权利要求16所述的谐振电力转换器组件，其中，所述载体基板包括半导体管芯。

自激振荡谐振电力转换器
本发明涉及谐振电力转换器和逆变器。所述谐振电力转换器和逆变器包括自激振荡反馈回路，自激振荡反馈回路从开关网络的开关输出端耦接至开关网络的控制输入端，开关网络包括一个或更多个半导体开关。自激振荡反馈回路设置电力转换器的开关频率并且包括第一本征开关电容和第一电感器，第一本征开关电容耦接在开关网络的开关输出端与开关网络的控制输入端之间。第一电感器耦接在第一偏置电压源与开关网络的控制输入端之间并且具有基本上固定的电感。第一偏置电压源被配置成生成施加给第一电感器的可调偏置电压。通过控制所述可调偏置电压来以灵活且迅速的方式控制电力转换器的输出电压。
背景技术
电力密度总是供电电路如AC-DC、DC-AC和DC-DC电力转换器的用于针对给定的输出电力规格提供最小可能物理尺寸的关键性能度量。谐振电力转换器拓扑结构是本领域中公知类型的DC-DC/开关模式电源或转换器(SMPS)。谐振电力转换器对于其中标准SMPS拓扑结构(降压、升压等)往往出于转换效率原因而不可接受的如1MHz以上的高开关频率尤其有用。由于结果的电力转换器的电路部件如电感器和电容器的电气和物理尺寸的减小，所以通常期望高的开关频率。较小的部件使得能够增加SMPS的电力密度。在谐振电力转换器中，用“谐振”半导体开关来取代标准SMPS的输入“斩波器”半导体开关(通常是MOSFET或IGBT)。谐振半导体开关依赖于电路电容和电感的谐振来对跨开关元件的电流或电压的波形进行整形，以使得当开关发生时，不存在通过开关元件的电流或开关元件两端的电压。因此，极大地消除了输入开关元件的本征电容中的至少一些中的电力损耗，以使得开关频率急剧增大至例如大于10MHz变得可行。此概念在本领域中如零电压和/或电流开关(ZVS和/或ZCS)操作的设计下是已知的。在ZVS和/或ZCS下操作的常用开关模式电力转换器通常被描述为E类、F类或DE类逆变器或电力转换器。
然而，谐振电力转换器的输出电压的快速且准确的控制仍然是个挑 战。在下面的参考文献中所描述的现有技术的电力转换器提出利用以下自激振荡反馈回路：所述自激振荡反馈回路围绕输入开关元件并且通过MOSFET的本征或固有漏源电容结合耦接至该MOSFET开关的栅极端子的可变串联电感来驱动。
U.S.4,605,999公开了一种自激振荡电力转换器，所述自激振荡电力转换器包括绕单个MOSFET开关构建的自激振荡逆变器电路。如果操作的频率足够高，则MOSFET开关的固有漏源电容提供足以维持逆变器电路的自激振荡的反馈路径。所述电力转换器通过反馈回路被调压，所述反馈回路从转换器的DC输出电压得到控制信号并且将控制信号施加至包括电感器和成对的非线性电容的可变电感网络。
U.S.5,430,632公开了一种自激振荡电力转换器，所述自激振荡电力转换器利用半桥式配置的一对MOSFET晶体管开关，其中，这两个MOSFET晶体管的结点被耦接至电抗性网络，而电抗性网络与输出整流器连接。开关晶体管的本征栅漏电极间电容用作维持振荡的唯一工具。通过启动电路在MOSFET晶体管开关的栅源端子处发起振荡。振荡的频率通过MOSFET晶体管开关的栅源电容以及隔离的栅极驱动互感器的电感来确定。振荡频率通过经由成对的控制绕组来改变耦接至MOSFET晶体管开关的栅极端子的隔离的栅极驱动互感器的电感来控制。
然而，由于物理部件限制而导致可调电感和/或电容的可能的调节范围往往非常窄，从而准确性也可能受限。此外，可调电感和/或电容难以集成在半导体基板上或集成在普通的电路载体如印刷电路板上。最终，由于部件的电抗特性，所以电感或电容的最大调节速度可能受限，其导致对转换器输出电压的调节速度的非期望限制。鉴于出于以上所讨论的原因的移至较高转换器开关频率的优点，当然特别不期望上述限制。
因此，有利的是：提供消除对可变电抗部件如电感器和电容器的需求的振荡频率的控制机制，使得可以通过例如以可调偏置电压形式来适当地控制电路电压或电路电流的电平以控制逆变换输出电压。
发明内容
本发明的第一方面涉及一种谐振电力转换器或逆变器，所述谐振电力转换器或逆变器包括：用于接收输入电压的输入端子；以及开关网络，其包括通过相应的控制输入来控制的一个或更多个半导体开关。所述开关网 络包括开关输入端和开关输出端，所述开关输入端操作地耦接至用于接收输入电压的输入端子，所述开关输出端操作地耦接至谐振电力转换器的谐振网络的输入端。所述谐振网络包括预定谐振频率(f_R)以及操作地耦接至转换器输出端子的输出端。自激振荡反馈回路从开关网络的开关输出端耦接至开关网络的控制输入端，以设置电力转换器的开关频率。所述自激振荡反馈回路包括：第一本征开关电容，其耦接在开关网络的开关输出端与开关网络的控制输入端之间；第一偏置电压源，其被配置成生成第一可调偏置电压；第一电感器，其具有基本上固定的电感，第一电感器耦接在第一偏置电压源与开关网络的控制输入端之间。谐振电力转换器的电压调节回路被配置成通过控制施加给第一电感器的第一可调偏置电压来控制电力转换器的输出电压。
本谐振电力转换器使得能够通过控制施加给第一电感器的可调偏置电压来灵活、迅速且准确地控制转换器输出电压，所述第一电感器耦接至开关网络的控制输入端。通过调节可调偏置电压的电平，可以对围绕开关网络而耦接的自激振荡反馈回路的振荡频率进行控制，以设置谐振电力转换器的开关频率。在不对第一电感器的电感做出任何调整的情况下实现对自激振荡反馈回路的振荡频率的调节，因此其中第一电感器具有独立于可调偏置电压的电平的基本上固定的电感。技术人员应当理解，表征第一电感器的电感的术语“基本上固定”包括取决于所选的电感器类型的具体材料的电特性而随温度轻微变化的电感。此外，优选地在不对电压调节回路中的与第一电感器串联耦接的部件的电感性电抗或电容性电抗进行任何调节的情况下将第一可调偏置电压施加给第一电感器。因此，优选地在无任何与第一电感器串联的互感器、可调谐电感器或可调谐电容器的情况下，通过电压调节回路生成的第一可调偏置电压被施加给第一电感器。
通过调节第一可调偏置电压的电平来调节本谐振电力转换器的开关频率的能力使得能够广泛且准确地控制开关频率的范围并且消除或避免先前所讨论的依赖于可调电感和/或电容来调节谐振电力转换器的开关频率的缺点。通过第一电感器的存在，将本征或寄生电容如一个或更多个半导体开关中的第一本征开关电容中的电力损耗进一步减小至低的水平，这是因为在充电期间这些寄生电容中的所存储的能量被放电至并且被暂时存储在第一电感器中。第一电感器中的存储能量后续被返回至一个或更多个半导体开关的寄生电容或本征电容。寄生电容或本征电容可以包括MOSFET开关的栅源电容、栅漏电容和漏源电容。
虽然在下文中参照E类或DE类型或拓扑结构的谐振电力转换器/逆变器以及对应的DC-DC电力转换器中的实现详细描述了本发明，但是，技术人员应当理解，本发明同样适用于其他类型的谐振电力逆变器、整流器和转换器，如E类、F类和Π₂类逆变器和整流器以及谐振升压转换器、谐振降压转换器、SEPIC转换器、LCC转换器、LLC转换器等。
电压调节回路可以包括向比较器或误差放大器的第一输入端提供DC参考电压或AC参考电压的参考电压发生器。比较器的第二输入端可以耦接至转换器输出电压，并且比较器的输出端可以操作地耦接至第一偏置电压源的控制输入端。以此方式，比较器或误差放大器可以被配置成通过将转换器的输出电压与DC参考电压或AC参考电压进行比较来生成作为对于第一偏置电压源的控制信号的合适的误差信号。如下面结合附图更详细地说明的，施加给第一偏置电压源的一个或更多个误差信号增大或减小了适当方向上的第一可调偏置电压，以将转换器输出电压调节为由DC参考电压或AC参考电压指示的目标输出电压。
技术人员应当理解，开关网络可以包括多个类型的开关拓扑结构，例如单开关拓扑结构、半桥式开关拓扑结构或全桥式开关拓扑结构。根据优选实施方式，开关网络包括第一半导体开关，第一半导体开关具有耦接至开关网络的控制输入端的控制端子以及耦接至开关输入端并且耦接至开关输出端的输出端子。输入电感器耦接在输入电压与开关输入端之间。本实施方式可以包括基本的E类电力逆变器或转换器，其中，开关网络包括单半导体开关，所述单半导体开关的输出端子例如MOSFET的漏极端子耦接至开关网络的输入端和输出端二者。输入电感器形成谐振网络的一部分以控制预定谐振频率(f_R)的设置。单半导体开关的控制端子例如栅极或基极端子耦接至开关网络的控制输入端。
输入电感器和第一电感器可以以预定的磁耦合系数被磁耦合，所述磁耦合系数优选地大于0.1，或者更优选地大于0.4。相对于非耦和的输入电感器和第一电感器的情况，磁耦合提供多个优点，如开关网络的控制输入端处的信号与开关输出端之间的提高了的相位响应以及更大和更多的恒定增益。磁耦合确保了输入电感器的电感器电流与第一电感器的电感器电流反相。因此，开关网络的控制输入信号例如MOSFET开关的栅极电压与开关输出之间的相移非常接近180°。此外，优选地磁耦合在宽的频率范围上基本恒定以在对电力转换器的输出电压V_OUT进行调节时提供第一可调偏置电压的更加恒定的电平。
本谐振电力转换器的另一种优选实施方式包括基于半桥的开关网络。所述开关网络包括第一半导体开关，所述第一半导体开关耦接在开关输出端与谐振电力转换器的电压供应轨之间，并且所述第一半导体开关具有耦接至开关网络的控制输入端的控制端子。所述开关网络还包括第二半导体开关，所述第二半导体开关耦接在开关输出端与输入端子之间。所述第二半导体的控制端子通过具有基本上固定的电感的第二电感器与具有基本上固定的电感的第三电感器的级联结构耦接至第二偏置电压源。在第二电感器与第三电感器之间的中间节点与开关输出端之间耦接有所述开关网络的反馈电容器。本谐振电力转换器的本实施方式可以包括DE类电力转换器，逆变器或者形成基于DE类的DC-DC电力转换器的一部分。
所述反馈电容器用作自举设备，自举设备提升供应给第二半导体开关的控制端子的电压电平，从而有利于将N沟道MOSFET晶体管用作半导体开关设备。第二电感器用作振荡频率处的高阻抗信号路径，所述高阻抗信号路径允许由第二偏置电压源生成的相对缓慢地变化的偏置电压分量通过，而阻止由反馈电容器提供的相对较高频率电压分量通过。因此，通过组合由第二电感器和反馈电容器提供的偏置电压分量，第二开关处的控制电压是被电平转换并且被提交至开关输出端而非第一半导体开关的电压供应轨，如当输入电压为正DC电压时的地或负的供电电压。自激振荡回路可以被配置成确保半导体开关S₁和S₂中的每一个在导通状态与非导通状态之间交替地开关。根据非交叠方案，半导体开关S₁和S₂还以相反的相进行开关。
第一电感器和第三电感器可以以预定的磁耦合系数被磁耦合，所述磁耦合系数优选地大于0.1，或者更优选地大于0.4。该磁耦合将迫使第一半导体开关和第二半导体开关的控制输入信号例如栅极信号或电压之间具有基本上180°的相移。为了提供输入电感器与第一电感器之间的大的磁耦合系数，这些电感器可以缠绕共用的导磁性构件或磁芯。出于相同的原因，第一电感器和第三电感器可以缠绕共用的导磁性构件或磁芯。
第一偏置电压源可以以各种方式进行配置。在一种实施方式中，第一偏置电压源可以耦接在谐振电力转换器的合适的DC偏置电压或参考电压与谐振电力转换器的地电势或负供电轨之间。可以通过合适的分压电路或电压调节电路从DC偏置电压或参考电压得到第一可调偏置电压。在一种实施方式中，第一偏置电压源包括从第一可调偏置电压耦接至谐振电力转换器的固定电势如地的电容器。第一可调电阻器耦接在第一可调偏置电 压与第一DC参考电压之间，并且第二可调电阻器耦接在第一可调偏置电压与第二DC参考电压之间。第一DC参考电压可以拥有与第一可调偏置电压的最大峰值电压相比较高的DC电压。第二DC参考电压可以拥有与第一可调偏置电压的预期最小电压相比较低的DC电压，以使得能够通过调节第一可调电阻与第二可调电阻之间的电阻率，贯穿合适的电压调节范围改变第一可调偏置电压。第一可调电阻器和第二可调电阻器中的每一个优选地包括MOS晶体管，所述MOS晶体管允许从所述MOS晶体管的高阻抗栅极端子来控制各个电阻。
第一电感器的电感可以在1nH与10μH之间如1nH与50nH之间。后一电感范围使得能够将第一电感器形成为印刷电路板的电气迹线图案或者形成为集成无源半导体部件，其产生谐振电力转换器的相当大的尺寸减小和相当大的可靠性优点。
如在下面更详细地说明的，优选地，例如通过调节第一电感器的基本上固定的电感的值直到在开关网络的控制输入端处获得合适的电压摆幅为止，来试验性地确定第一电感器的基本上固定的电感。优选地，基本上固定的电感被设置成使得：开关网络的控制输入端处的峰值电压超过开关网络的半导体开关中的至少之一的阈值电压。该阈值电压针对N沟道电力MOSFET可以例如处于5V与10V之间，但是技术人员应当理解，取决于当前半导体技术的特性，其他类型的半导体开关可以具有不同的阈值电压。
在一种实施方式中，第一电感器的基本上固定的电感被选择成使得：开关网络的控制输入端处的峰峰电压摆幅近似等于开关网络的半导体开关中的所述至少之一的阈值电压的数值。在以上所提及的关于N沟道电力MOSFET的示例中，根据阈值电压，峰峰电压摆幅将被相应地调节为5V与10V之间的值。
在另一种实施方式中，自激振荡反馈回路包括串联谐振电路，所述串联谐振电路耦接在第一半导体开关的控制输入端与转换器的固定电势之间。所述串联谐振电路优选地包括连接在半导体开关的控制输入端与负供电轨例如地之间的电容器和电感器的级联结构。所述串联谐振电路用于：通过使一个或更多个偶次谐波频率分量衰减来将另外的非偶次频率分量引入开关网络的控制输入端例如第一半导体开关的栅极处的振荡电压波形的基本频率分量。这导致振荡电压波形的梯形波形并且引起更快的开关接通及关断次数。
本谐振电力转换器的有用实施方式包括DC-DC电力转换器。优选地通过将整流器耦接在谐振网络的输出端与逆变器或转换器输出端子之间以生成经整流的DC输出电压，来构建或得到所述DC-DC电力转换器。所述整流器可以包括一个或更多个二极管，以提供对DC输出电压的无源整流。谐振电力转换器的替选实施方式的整流器包括同步整流器，所述同步整流器可以包括一个或更多个半导体开关。根据这样的一种实施方式，所述同步整流器包括：整流半导体开关，整流半导体开关被配置成根据整流半导体开关的整流器控制输入来对谐振网络的输出电压进行整流。具有基本上固定的电感的第一整流电感器耦接在固定或可调整流器偏置电压与整流器控制输入之间。本实施方式的明显优点是：出于下面参照附图中的图8所详细讨论的原因，整流器的固定或可调整流器偏置电压可以保持与谐振电力转换器的输入侧上的用于生成开关网络的第一可调偏置电压的第一偏置电压源不耦接或不连接。固定或可调整流器偏置电压可以例如通过电阻性分压器或电容性分压器耦接至谐振电力转换器的固定DC偏置电压源或耦接至经整流的DC输出电压。
技术人员应当理解，取决于例如由任何特定谐振电力转换器强加的阈值电压，栅源击穿电压、漏源击穿电压等的需求，多个类型的半导体晶体管可以用于实现第一半导体开关和第二半导体开关中的每一个。第一半导体开关和第二半导体开关中的每一个可以例如包括MOSFET或IGBT，例如氮化镓(GaN)MOSFET或碳化硅(SiC)MOSFET。
本发明的第二方面涉及一种谐振电力转换器组件，所述谐振电力转换器组件包括：根据本发明的前述实施方式中任一项所述的谐振电力转换器；以及载体基板，所述载体基板上集成有至少开关网络和谐振电路，其中，载体基板的电气迹线图案形成第一电感器。载体基板可以包括单层印刷电路板或多层印刷电路板，所述单层印刷电路板或多层印刷电路板具有将谐振电力转换器的各种电子部件互联的整体形成的电气布线图案。用于实现电力转换器的VHF开关频率的第一电感所需的相对小的电感例如数十nH数量级的电感有利于以下有利集成：将第一电感器与合适尺寸的电力转换器的潜在的其他电感器直接地集成在载体基板如印刷电路板的布线图案中。该类型的集成产生几个优点如节省部件成本、减少组装时间和成本以及可能提高电力转换器组件的可靠性。
载体基板的特别有利的实施方式包括集成有本谐振电力转换器的所有有源部件和无源部件的半导体管芯如基于CMOS的集成电路。
附图说明
将结合附图更详细地描述本发明的优选实施方式，其中：
图1A是根据本发明的第一实施方式的E类谐振电力转换器的电路图；
图1B是根据本发明的第二实施方式的包括成对的磁电感器的E类谐振电力转换器的电路图；
图2A是根据本发明的第三实施方式的包括串联谐振电路的E类谐振电力转换器的电路图；
图2B是根据本发明的第四实施方式的包括串联谐振电路的E类谐振电力转换器的电路图；
图2C是包括多个串联谐振电路的E类和DE类谐振电力转换器的栅极驱动电路的电路图；
图2D示出了根据本发明的第三实施方式的E类谐振电力转换器的MOSFET开关的传递函数的多个幅值和相位响应曲线；
图2E示出了根据本发明的第三实施方式的E类谐振电力转换器的MOSFET开关的多个控制输入信号波形；
图3A是根据本发明的第五实施方式的DE类谐振电力转换器的电路图；
图3B是根据本发明的第六实施方式的包括成对的磁耦合电感器的DE类谐振电力转换器的电路图；
图4是基于根据本发明的第一实施方式的E类谐振电力转换器的示例性DC-DC电力转换器的电路图；
图5示出了第一实施方式的E类谐振电力转换器的开关网络的输出端处的对于施加给开关网络的控制输入端的不同偏置电压电平的电压波形的一系列曲线图；
图6是基于E类谐振电力转换器的第一实施方式的第二示例性DC-DC电力转换器的电路仿真模型；
图7示出了示出了第二DC-DC电力转换器的对于可调偏置电压的四个不同的DC偏置电压电平的各种仿真电压波形的一系列曲线图；以及
图8是基于根据本发明的第一实施方式的E类谐振电力转换器的在输出侧上具有同步整流的第三DC-DC电力转换器的电路图。
具体实施方式
图1A是根据本发明的第一实施方式的E类谐振电力转换器100的简化电路图。如在下面更详细地说明的，由于除其他因素之外的与围绕晶体管开关元件S₁而连接的自激振荡反馈回路的操作相关的低开关损耗，本E类谐振电力转换器特别良好地适用于例如大于10MHz或更高如在30MHz与300MHz之间的开关频率处的VHF频率范围中的操作。E类谐振电力逆变器或转换器100包括用于从DC电源104接收DC输入电压V_IN的输入垫或端子102。DC电压电平可以根据如处于1V与500V之间的例如10V与230V之间的任意特定转换应用的需求来相当大地变化。开关网络包括单开关晶体管S₁。技术人员应当理解，开关晶体管S₁可以包括不同类型的半导体晶体管如MOSFET和IGBT。技术人员同样应当理解，在实践中开关晶体管S₁可以通过多个并联的独立晶体管形成以例如在多个设备之间分配操作电流。在本发明的一种实施方式中，S₁通过能够从制造商国际整流器公司(International Rectifier)处获得的IRF5802电力MOSFET形成。开关晶体管S₁的栅极端子V_GS形成开关网络的控制输入端，使得S₁能够在导通状态或接通状态与非导通状态或关断状态之间进行切换，其中，在导通状态或接通状态下漏极端子与源极端子之间的阻抗低，在非导通状态或关断状态下漏极端子与源极端子之间的阻抗非常大。在基于单开关晶体管的本实施方式中，开关晶体管S₁的漏极端子V_DS形成开关网络的开关输入端和开关输出端二者。漏极端子V_DS处于通过输入电感器L_IN(108)耦接至DC输入电压的一侧。漏极端子V_DS还耦接至包括谐振电容器C_R和谐振电感器L_R的串联谐振网络的第一侧。输入电感器L_IN、谐振电容器C_R、MOSFET S₁的本征漏源电容C_DS以及谐振电感器L_R(112)共同形成电力转换器100的谐振网络。串联谐振网络的第二和相对侧如所示直接地或通过如在下面详细示出的合适的整流电路操作地耦接至E类谐振电力转换器100的输出端子114或节点。逆变器负载示意性地通过在输出端子114处连接至转换器的负载电阻器R_LOAD来表示，并且通常可以展现出电感性阻抗、电容性阻抗或电阻性阻抗。在本实现中，谐振网络被设计成具有大约50MHz的谐振频率(f_R)，但是该谐振频率可以因当前应用的需求而异。在实践中，谐振电容器C_R和谐振电感器L_R 的相应值可以被选择成使得针对特定负载阻抗在转换器输出端处实现目标输出电力。之后，输入电感器L_IN的值被选择成使得：考虑到所选的开关晶体管的本征漏源电容C_DS来实现预定谐振频率(f_R)的期望或目标值。
如以上简要提及的，本E类谐振电力转换器100包括围绕晶体管开关S₁布置的自激振荡反馈回路，使得回路的振荡频率设置电力转换器100的开关或操作频率。自激振荡反馈回路包括晶体管开关S₁的本征栅漏电容C_GD，本征栅漏电容C_GD将漏极端子V_DS处的开关输出信号的180度相移部分传输回晶体管开关S1的栅极端子。另外的回路相移由栅极电感器L_G引入，栅极电感器L_G优选地包括基本上固定的电感。栅极电感器L_G耦接在可变偏置电压V_Bias与晶体管开关S₁的栅极端子之间。利用在下面结合图4更详细地说明的设计，可变偏置电压V_Bias通过偏置电压发生器或偏置电压源生成。然而，通过栅极电感器L_G施加给晶体管开关S₁的栅极端子的可调偏置电压V_Bias提供了用于控制转换器输出电压V_OUT的有利机制。该机制利用：通过先前提到的谐振网络的限定谐振频率(f_R)的部件来控制周期时间中的S₁保持非导通状态的时间段，所述周期时间是反馈回路的振荡频率的倒数。谐振频率(f_R)控制V_DS处的开关输出端处的电压何时达到作为本实施方式中的转换器的低电源轨的地或零伏特，使得S₁能够在不引入开关损耗的情况下再次被接通以对本征漏源电容C_DS进行放电。其中谐振电路用于对本征半导体开关电容进行放电直到该半导体开关两端的电压近似地达到零为止的该操作机制一般被表示为零电压开关(ZVS)操作。
相反地，周期时间中的S₁保持导通或保持在其接通状态中的时间段可以通过可调偏置电压的电平来控制。该属性使得能够对占空比进行调节，并且因此使得能够对自激振荡回路的振荡频率进行调节。这将在下面结合图5更详细地说明。由于V_DS处的开关输出端通过输入电感器L_IN直接与DC输入电压耦接，所以开关输出端V_DS处的平均电压被迫使等于DC输入电压。频率(f_R)的半周期正弦波形的积分等于正弦幅度先除以π再除以谐振频率(f_R)。此外，当S₁正在导通时，S₁两端的电压基本为零，使得开关输出端V_DS处的电压基本变为零。这些情形导致对于S₁两端的峰值电压V_DS,PEAK的以下等式：
VDS,PEAK=VIN*π*fRfS---(1);]]>
其中，f_S＝自激振荡回路的振荡频率，其等于电力转换器的开关频率。
如下面通过图5的开关输出电压V_DS所示，等式(1)揭示了减小振荡频率导致增大开关输出电压V_DS。
在图5中的对于施加给基本上固定的电感栅极电感器L_G的可调偏置电压V_Bias的三个不同电平的曲线图500、曲线图510和曲线图520上示出了以上所讨论的电压波形、占空比控制和振荡频率控制。所有曲线图的y轴上的刻度以伏特来指示电压，而x轴刻度以10ns的步进来指示时间，使得整个x轴跨越约100ns。如上所提及的，L_G耦接至晶体管开关S₁的控制输入端或栅极V_GS。在曲线图500中，可调偏置电压V_Bias被调节为以下电平：该电平导致开关输出电压V_DS的近似0.5的占空比。波形501示出了开关输出电压V_DS，而波形503示出了施加给S₁的栅极V_GS的对应的栅源电压。明显地，与大约100MHz的振荡频率对应的开关输出电压V_DS的周期时间是大约10s。
在实践中，栅极电感器L_G的基本上固定的电感可以被选择成使得：实现(振荡)栅源电压波形的期望电压幅度。优选地该电压幅度被调整成使得：考虑到MOSFET开关S₁的阈值电压及其栅极击穿电压来达到MOSFET开关S₁的栅极端子处的合适的峰值电压。这意味着栅极端子处的峰值电压应当足够大，以致于能够超过所选的半导体开关的阈值电压例如MOSFET开关S₁的V_TH。如果偏置电压近似地被调节成MOSFET开关S₁的阈值电压，则自激振荡回路的振荡频率f_S将固有地接近谐振网络的谐振频率(f_R)。如果可调偏置电压V_Bias被增大至大于阈值电压，则MOSFET开关S₁的接通时间段增大并且导致振荡开关输出电压波形的占空比增大。这导致减小了电力转换器的振荡频率或开关频率。如以上结合等式(1)所说明的，振荡频率的减小导致开关输出端处的峰值电压V_DS,PEAK的增大，并且由于包括谐振电容器C_R和谐振电感器L_R的串联谐振网络与开关输出电压V_DS耦接，所以导致该串联谐振网络两端的峰值电压相应地增大。此外，由于串联谐振网络展现出电感性阻抗，减小开关输出电压波形的振荡频率导致串联谐振网络的阻抗的减小。该阻抗的减小又导致增大了通过串联谐振网络以及通过负载电阻器R_LOAD的电流和电力，实际上增大了转换器输出电压V_OUT。
因此，可以通过适当地控制施加给基本上固定的电感栅极电感器L_G的可调偏置电压V_Bias来控制转换器输出电压V_OUT。与基于可调电感和/或电容的现有技术机制相比，该特征提供了高度灵活且快速的控制转换器输出电压V_OUT的方式。特别地，与可调电感和/或电容的可能的调节范围 相比，可调偏置电压V_Bias的调节范围可以非常宽。
在曲线图510中，可调偏置电压V_Bias被增大至以下电平：该电平导致开关输出电压V_DS的近似0.7的占空比。波形511示出了开关输出电压V_DS，而波形513示出了被施加至S₁的栅极V_GS的对应的栅源电压。如所示出的，开关输出电压V_DS已经从对于以上所示的0.5占空比条件的近似30伏的峰值电平增大至近似50伏。明显地，与大约55MHz的振荡频率对应的开关输出电压V_DS的周期时间已经增大至约18ns。最终，在曲线图520中，可调偏置电压V_Bias已经进一步增大至以下电平：该电平产生开关输出电压V_DS的近似0.9的占空比。波形521示出了开关输出电压V_DS，而波形523示出了被施加至S₁的栅极V_GS的对应的栅源电压。如所示出的，开关输出电压V_DS已经从对于以上所示的0.7占空比条件的近似50伏的峰值电平增大至近似150伏。显然，与大约20MHz的振荡频率对应的开关输出电压V_DS的周期时间进一步被减小至约50ns。
图1B是根据本发明的第二实施方式的包括成对的磁耦合的电感器的E类谐振电力转换器100b的电路图。技术人员应当理解，以上所讨论的E类谐振电力转换器100的第一实施方式的特征、功能和部件也可以应用于本实施方式。同样，在本E类谐振电力转换器的第一实施方式和第二实施方式中的相应部件已经被提供了相应的附图标记以便比较。第二实施方式和第一实施方式的主要差异在于：第二实施方式用成对的磁耦合的电感器L_in和L_G取代了之前所讨论的独立且基本上不耦和的输入电感器L_IN和栅极电感器L_G，其中，本E类谐振电力转换器100b中的各个功能与第一实施方式中的那些功能类似。技术人员应当理解，可以以多个方式例如通过在空间上紧密布置电感器例如同轴地布置电感器来实现输入电感器L_in和栅极电感器L_G之间的磁耦合。该磁耦合提供了相对于第一实施方式的多个优点，如MOSFET开关S₁的控制输入端与开关输出端之间的改善了的相位响应以及更大且更恒定的增益。该磁耦合确保了输入电感器L_in和栅极电感器L_G的各自的电感器电流反相。因此，开关S1的控制输入端与开关输出端之间的相移非常接近180°。此外，磁耦合的输入电感器L_in和栅极电感器L_G可以被配置成使得：磁耦合在宽的频率范围上基本恒定，以当调节电力转换器的输出电压V_OUT时提供第一可调偏置电压的更恒定的电平。
如在图1B上示意性地指示的，还可以通过互感器结构来实现磁耦合的输入电感器L_in和栅极电感器L_G之间的磁耦合。输入电感器L_in和栅极 电感器L_G可以例如缠绕共用的导磁性构件或磁芯。后一实施方式具有以下优点：在输入电感器L_in与栅极电感器L_G之间的磁场耦合较强。这迫使开关S₁的控制输入端(即开关S₁的栅极电压)与开关输出端(即开关S₁的漏极电压)之间的相移更接近180°。
磁耦合的输入电感器L_in和栅极电感器L_G可以被配置成拥有以下磁耦和：所述磁耦和足以确保被L_IN迫使而进入L_G的电感器电流足够大，以致于能够驱动开关S₁的控制输入端。在该情况下，栅极驱动器还可以用于驱动共源共栅耦合的晶体管，其中，本征电容C_GD很小或不存在。
图2A是根据本发明的第三实施方式的E类谐振电力转换器200的简化电路图。本电力转换器的拓扑结构与以上所讨论的基于单开关晶体管S₁的电力转换器的拓扑结构相似。技术人员应当理解，以上所讨论的第一实施方式的特征、功能和部件也可以应用于本实施方式。同样，本E类谐振电力转换器的第一实施方式和第二实施方式中的相应部件已经被提供了相应的附图标记以便比较。第二实施方式与第一实施方式的主要差异在于：第三实施方式添加了包括连接在开关晶体管S₁的栅极节点或端子V_GS与负供电轨例如地之间的电容器C_MR和电感器L_MR的级联结构的串联谐振电路。该串联谐振电路的功能在于通过使一个或更多个偶次谐波频率分量衰减来将另外的非偶次频率分量引至开关晶体管S₁的振荡栅极电压波形的基本频率分量。这导致开关晶体管S₁的栅极电压的梯形波形形状，其导致较快开关接通和关断次数。由于减小了导通损耗所以上述是有益的，这是因为当栅极电压刚大于阈值电压时开关MOSFET S₁将具有相对较高的电阻。图2C示出了耦接至E类或DE类谐振电力转换器如图1A至1B、图2A、图3A至3B、图4和图8上描绘的E类和DE类谐振电力转换器的开关晶体管或开关网络的控制输入端例如栅极端子的串联谐振网络201a的普遍适用的实施方式。该串联谐振网络201包括多个串联谐振电路，所述多个串联谐振电路中的一个或更多个可以包括在E类或DE类谐振电力转换器的特定设计中。
如果通过正弦波来驱动晶体管开关如MOSFET，则在MOSFET的导通时间段的起始和结束时栅极信号将刚好大于MOSFET的阈值电压。由于MOSFET仅当栅极信号大于约两倍的阈值电压时才完全接通，所以这使得在这些时间段中接通电阻会非常高。在许多谐振电力转换器中，这些时间段也是其中最大电流流经MOSFET的时间段。因此，在这些时间段中消耗了大量电力。为了提高MOSFET的接通速度，可以将较高次谐 波添加至基本正弦波，以产生如上所提及的更梯形化的栅极信号。这可以通过添加一个或更多个串联谐振电路来实现，如图2C上所示出的，每个串联谐振电路优选地包括控制输入端即MOSFET开关的栅极与MOSFET的漏极或源极之间的LC电路。在此，如图2D中所示出的，电容器C_GDext为可选并且可以用于增大栅极信号的总体增益。以相同的方式，电容器C_GSext可以可选地用于降低增益。分别基于第一LC和第二LC的串联谐振电路C_4HI和L_4HI以及C_2HI和L_2HI均连接至MOSFET开关S₁的漏极，并且将使得较高次谐波与开关输出端V_DS处的开关输出电压同相。分别基于第三LC和第四LC的串联谐振电路C_4HO和L_4HO以及C_2HO和L_2HO接地会如图2D所示使得谐波与V_DS反相。图2D的曲线图245的幅值响应曲线250示出了具有电力转换器的开关频率的二次谐波处的谐振的LC电路如何在三次谐波处产生增益的峰值并且三次谐波与开关输出端V_DS同相。可以示出，同相的三次谐波对于25％的占空比会是期望的，但是对于50％的占空比，会更期望具有反相信号，这是因为具有反相信号将增大正好导通MOSFET之后以及正好关断MOSFET之前的信号。如分别通过图2C的第三串联谐振电路C_4HO和L_4HO以及第四串联谐振电路C_2HO和L_2HO所指示的，该特征可以替代地通过将具有二次谐波处的谐振频率的LC串联谐振电路设置为接地来实现。通过该连接，实现了图2D的幅值响应曲线252。此处，在开关频率的二次谐波处看到零，并且在三次谐波处再次看到峰值，但是这次具有接近180°的相移(请参照相曲线图246的曲线252)。技术人员应当理解，要包括在给定电力转换器设计中的谐波的数目将取决于几个参数如价格、复杂度、效率等。添加较高次谐波通常将提高电力转换器的性能，但是重要的是考虑要包括哪些谐波以及这些谐波的与基本谐波相比的幅值。图2E中的曲线图247和曲线图248示出了开关频率的基本谐波以及三次谐波和五次谐波与对于被设置为25％和50％的占空比D的开关输出信号同相和反相。注意，符号*表示所描绘的信号与开关输出信号V_DS同相。通过将栅极驱动信号波形与所表示的栅极驱动信号波形的理想(矩形)波形形状进行比较，很明显，期望将基本谐波布置成与开关输出信号反相，但是对于三次谐波和五次谐波，其取决于占空比和电流波形。在图2E的曲线图247和曲线图248中示出了可以通过经由上述串联谐振网络添加谐波来实现的示例性栅极驱动波形。
图2B是根据本发明的第四实施方式的包括串联谐振电路的E类谐振电力转换器200b的电路图。技术人员应当理解，以上所讨论的E类谐振 电力转换器200的第三实施方式的特征、功能和部件也可以应用于本实施方式。同样，在本E类谐振电力转换器的第三实施方式和第四实施方式中的相应部件已经被提供了相应的附图标记以便比较。第四实施方式与第三实施方式的主要差异在于：第四实施方式用包括并联耦接的电容器C_MR和电感器L_MR的另一类型的谐振电路取代了之前所讨论的包括连接在开关晶体管S₁的栅极节点或端子V_GS与地之间的电容器C_MR和电感器L_MR的级联结构的串联谐振电路。该并联耦接的电容器C_MR和电感器L_MR连接在可调偏置电压V_Bias与栅极电感器L_g之间。具有并联耦接的电容器C_MR和电感器L_MR的该连接提供了与在第三实施方式中所采用的串联谐振电路相同的优点，但是具有更小的电感器L_g和L_MR的电感，其导致成本和尺寸的明显减小。
图3A是根据本发明的第五实施方式的DE类谐振电力转换器或逆变器300的简化电路图。本谐振电力逆变器300基于包括半桥式半导体拓扑结构的开关网络。本DE谐振电力转换器300提供了几个重要的优点。在设计谐振电力转换器时的最大挑战之一是强加在以上结合本发明的第一实施方式、第二实施方式、第三实施方式和第四实施方式所描述的单开关电力转换器拓扑结构中的开关元件上的巨大电压应力。该电压应力可以达到DC输入电压的电平的3至4倍。替代地，使用半桥式开关拓扑将半导体开关S₁和S₂中的每一个两端的峰值电压限制为输入电压的电平。然而，这要求快速且高效的高侧驱动器，如果期望近似大于5MHz的操作频率或开关频率，则该快速且高效的高侧驱动器可以产生明显的优点。第一可调偏置电压的生成解决了该问题，这是因为第一可调偏置电压还可以用作在几十兆赫兹处的高侧驱动(V_Bias1)。该半桥包括第一半导体开关S₁和第二半导体开关S₂的级联结构，第一半导体开关S₁耦接在开关输出端子311与地之间，第二半导体开关S₂耦接在开关输出端子311与从外部DC电压源或发生器304通过电力输入端子302提供的DC输入电压轨之间。将第一半导体开关S₁和第二半导体开关S₂互连的耦接点或中点节点形成开关输出端子311。该开关输出端子311是第一半导体开关S₁的漏极端子。该开关输出端子或节点311耦接至包括谐振电容器C_R和谐振电感器L_R的串联谐振网络的第一侧。耦接至DC输入电压的晶体管开关S₂的漏极节点包括本半桥式开关的开关输入端子。半导体开关S₁和S₂中的每一个可以包括如通过开关符号所示出的NMOS电力晶体管。第一NMOS晶体管开关S₁的本征漏栅电容、本征栅源电容和本征漏源电容被描绘为C_GD2、C_GS2和C_DS2，并且同样，对于NMOS晶体管开关S₂的本征漏栅电容、本 征栅源电容和本征漏源电容被描绘为C_GD1、C_GS1和C_DS1。
谐振电容器C_R、开关S₁和S₂各自的本征漏源电容C_DS1和C_DS2以及谐振电感器L_R共同形成电力转换器300的谐振网络。串联谐振网络的第二和相对侧耦接至电力转换器300的输出端子314或节点。通过在输出端子处314与转换器连接的负载电阻器R_LOAD示意性地示出了转换器负载，并且该转换器负载通常可以展现出电感性阻抗、电容性阻抗或电阻性阻抗。DE类谐振电力逆变器300还包括围绕晶体管开关S₁布置的自激振荡反馈回路以使得该回路的振荡频率以与以上结合本发明的第一实施方式详细讨论的方式类似的方式来设置电力转换器的开关频率或操作频率。自激振荡反馈回路包括晶体管开关S₁的本征栅漏电容C_GD2和第一栅极电感器L_G2，如上所讨论的，第一栅极电感器L_G2优选地包括基本上固定的电感。栅极电感器L_G2耦接在可变偏置电压V_Bias2与晶体管S₁的栅极端子V_GS2之间。例如下面结合图4更详细地说明的，可以通过适当地配置的偏置电压发生器或源来以多种方式生成可变偏置电压V_Bias2。电流电力逆变器300除了包括形成围绕晶体管开关S₁布置的自激振荡反馈回路的电路以外，还包括通过第二基本固定电感L_H和第三基本固定电感L_G1的级联结构耦接至第二半导体开关S₂的栅极端子的第二或高侧可调偏置电压V_Bias1。栅极电感器L_G2和L_G1的电感器的电感可以基本上相同。第二基本固定电感L_H与第三基本固定电感L_G1之间的中间节点与开关输出节点311之间耦接有反馈电容器C_G1。反馈电容器C_G1用作自举设备，该自举设备提高施加给晶体管开关S₂的电压电平，并且有利于将N沟道MOSFET晶体管用作开关设备。电感器L_H用作振荡频率处的高阻抗信号路径，该高阻抗信号路径允许由第二可调偏置电压V_Bias1生成的相对缓慢地变化的偏置电压分量通过，而阻止通过自举电容器或反馈电容器C_G1提供的相对较高频电压分量通过。因此，将来自L_H和C_G1的偏置电压分量进行组合，第二开关S₂的栅极端子处的栅极控制电压被电平转换。以此方式，栅极控制电压参考开关输出节点311而不是地。自激振荡回路确保了半导体开关S₁和S₂中的每一个以非交叠的方式以相反的相在导通状态与非导通状态之间交替地切换。从而，开关输出节点311以通过自激振荡回路的振荡频率所限定的频率通过半导体开关S₁和S₂交替地变得被钳制至DC输入电压V_IN和地。
可以再次通过同步地控制由第一可调偏置电压V_Bias1和第二可调偏置电压V_Bias2提供的各个偏置电压来控制开关输出电压波形的占空比以及因此V_out处的转换器输出电压。
图3B是根据本发明的第六实施方式的包括成对的磁耦合的电感器L_G1和L_G2的DE类谐振电力转换器300b的电路图。技术人员应当理解，以上所讨论的DE类谐振电力转换器300的第一实施方式的特征、功能和部件也可以应用于本实施方式。同样，在本谐振电力转换器的第五实施方式和第六实施方式中的相应部件已经被提供了相应的附图标记以便比较。第六实施方式和第五实施方式的主要差异在于：第六实施方式用成对的磁耦和的电感器L_G1和L_G2取代了之前所讨论的独立且基本上不耦和的栅极电感器L_G1和L_G2，其中，在本E类谐振电力转换器300b中的一对磁耦和电感器L_G1和L_G2的各自的功能与第一实施方式中的那些类似。技术人员应当理解，可以例如通过在空间上紧密布置电感器例如同轴布置电感器来以多种方式实现栅极电感器L_G1与L_G2之间的磁耦和。该磁耦合提供了相对于上述DE类谐振电力转换器300的第一实施方式的多个优点，如电感器L_G1和L_G2的栅极端子或控制输入处的各个栅极信号之间的改善了的相位响应以及更大的增益。该磁耦和确保了电感器L_G1和L_G2中的各自的电感器电流反相。因此，迫使电感器L_G1和L_G2的栅极信号之间相移基本上为180°。
电感器之间的磁耦合还可以通过如图3B上示意性地指示的互感器结构来实现，在该互感器结构中，电感器L_G1和L_G2缠绕共用的导磁性磁芯。后一实施方式具有以下优点：可以实现电感器L_G1与L_G2之间的较大磁耦和，并且更加强烈地迫使MOSFET开关S₁和S₂的各个栅极信号或电压之间的相对相移基本上为180°。
图4是基于以上在本发明的第一实施方式中公开的E类谐振电力转换器或逆变器100的DC-DC或开关模式电力转换器/电源(SMPS)400的示意性电路图。DC-DC电力转换器400除了包括E类谐振电力转换器100的电路以外还包括控制DC-DC转换器的DC输出电压V_OUT的电平的电压控制回路以及通过存储电容器和二极管示意性示出的整流器413。整流器413优选地包括耦接在所示出的二极管与输出电压端子V_OUT之间的串联电感器。技术人员应当理解，可以用如参照图8更详细地描述的基于一个或更多个有源控制的半导体开关而不是二极管的同步整流器来取代基于所示出的二极管的整流器413。电压控制回路调节成对的上拉MOSFET电阻器M₁和下拉MOSFET电阻器M₂的各自的电阻，该上拉MOSFET电阻器M₁和下拉MOSFET电阻器M₂形成提供可调偏置电压V_Bias的偏置电压源或发生器的一部分。可调偏置电压V_Bias通过如以上结合图1A所说明的栅极电感器L_G被施加至晶体管开关S₁的栅极端子。电 压控制回路包括比较器或误差放大器414，比较器或误差放大器414具有耦接至DC参考电压或AC参考电压V_REF的第一输入端以及耦接至转换器的DC输出电压V_OUT的第二输入端。反映了输出电压是低于还是高于参考电压的结果的误差信号V_ERR被馈送至可选电平转换器414。电平转换器414被配置成提供成对的上拉MOSFET的电阻器M₁和下拉MOSFET电阻器M₂的适当栅极控制信号V_C1和V_C2，以增大或减小可调偏置电压V_Bias。偏置电压源或发生器包括耦接在DC输入电压与地之间的MOSFET电阻器M₁和M₂。因此，取决于MOSFET电阻器M₁和M₂的可调导通电阻，可调偏置电压V_Bias可以被拉向DC输入电压或地。技术人员应当理解，可以以多种方式配置电压控制回路，以例如通过比例电压控制或通过单纯的二元电压控制即上/下来向MOSFET电阻器M₁和M₂提供适当的控制信号。
图6是基于E类谐振电力转换器的第一实施方式的第二DC-DC电力转换器的电路仿真模型。该DC-DC转换器包括整流器，该整流器耦接在包括C1和L4的串联谐振电路的输出端与耦接至转换器的输出电压的负载电阻R6之间。整流器包括部件C3、D、L2和C5。在图上分别以亨利和法拉列出了第二DC-DC电力转换器的电感器和电容器部件的值。因此，栅极电感器Lg的电感被设置为68nH的基本上固定的值。通过具有所列出的参数即1.0Ω的接通状态电阻、1MΩ的关断状态电阻以及4.5V的阈值电压的理想开关ISW对半导体开关进行建模。
图7示出了示出第二DC-DC电力转换器的仿真模型的对于可调偏置电压V_Bias的4个不同的固定DC偏置电压电平的各个仿真电压波形的一系列曲线图600、610、620、630和640。如由示出DC偏置电压电平的曲线图600的波形607、605、603、601分别示出的，V_bias通过固定DC电压电平-7.0、-2.0、3.0和8.0伏来步进。DC输入电压V2(Vin)针对所有仿真在50伏处保持恒定。
所有曲线图中的y轴上的刻度以伏特来指示电压，而x轴刻度以0.01μs的步进来指示时间，使得整个x轴跨越约0.05μs。
曲线图610示出了对于DC偏置电压的四个不同的电平在所指示栅极节点(参照图6)处的对应的振荡控制输入电压波形617、615、613、611。对于8.0V的最高DC偏置电压的振荡控制输入电压波形的较高平均水平很明显。曲线图620示出了开关输出节点处即所指示漏极节点(参照图6)处的对应的开关输出电压波形627、625、623、621。对于8.0V的最高 DC偏置电压的开关ISW的较长导通状态或接通状态很明显，其导致转换器的较低振荡频率或开关频率。
曲线图640示出了对于通过转换器输出传递至负载电阻器R6的电力的对应的负载电力波形627、625、623、621。将负载电力从-7.0V的最低DC偏置电压处的约1.5W逐渐增大至8.0V的最高DC偏置电压处的约3.5W很明显。因此，可以通过调节由可调偏置电压V_bias提供的电压来控制转换器输出电力以及因而控制转换器输出电压。
图8是基于根据以上所讨论的本发明的第一实施方式的E类谐振电力转换器或逆变器100的DC-DC或开关模式电力转换器/电源(SMPS)800的示意性电路图。DC-DC电力转换器800除了包括E类谐振电力转换器100的电路以外还包括围绕绕晶体管开关S_R1构建并且包括另外的无源部件L_G2和L_OUT的同步整流器。技术人员应当理解，DC-DC电力转换器800可以包括从V_OUT耦接至负供电轨(例如地)的输出电容器以及与以上在本发明的第四实施方式中结合图4所讨论的电压控制回路类似的电压控制回路。电压控制回路被配置成如由DC参考电压或AC参考电压所限定的来控制电力转换器800的V_OUT处的输出电压。晶体管开关元件S_R1和电感器L_G2和L_OUT提供了DC-DC电力转换器800中的同步整流器，并且取代了以上所讨论的基于二极管的同步整流电路413。由于本E类和DE类谐振电力转换器的开关网络的控制输入端例如栅极驱动信号不需要传统的PWM或PDM类型的控制信号(而仅需要两个可调偏置电压V_Bias1和V_Bias2)，所以根据本实施方式的谐振电力转换器通常非常良好地适于如在针对该特定实施方式的图8上所示出的同步整流。由于不必控制第一晶体管开关S₁和整流晶体管开关S_R1的各个控制输入信号之间的相位，所以不需要传统的PWM或PDM类型的控制信号。整流晶体管开关S_R1可以例如耦接至施加给电感器L_G2的合适的固定整流器DC偏置电压V_Bias2，电感器L_G2耦接至S_R1的栅极(即控制输入端)。出于整流目的，通过第一半导体开关S₁的振荡输出电压即漏极电压V_DS来驱动S_R1的栅极端子以自动地保持S₁与S_R1之间的同步操作。第一晶体管开关S₁和整流晶体管开关S_R1的各自的栅极端子上的传统PWM或PDM类型的控制信号的不存在具有明显的优点，其导致简化的电力转换器设计和较小的部件数。在孤立的电力转换器应用中，本基于二极管的同步整流器电路413拥有另外的优点，这是因为该基于二极管的同步整流器电路413消除了以下需要：横跨谐振电力转换器的电压隔离势垒来传输或传达传统的PWM或PDM类型的一个或更多个控制信号。该类型的电压隔离势垒通常需要昂贵且占空 间的部件，如传统电力转换器拓扑结构中的光耦合器或快速互感器。如通过图8所示出的，本具有同步整流的DC-DC电力转换器在横跨包括谐振电容器C_R和谐振电感器L_R的串联谐振网络的电路拓扑结构方面可以完全对称，这允许DC输入电源V_IN804与V_OUT处的输出电压之间的双向电力流。技术人员应当理解，输入晶体管开关S₁和整流器晶体管开关S_R1可以为基本相同或不同的部件，并且取决于如谐振电力转换器的电压转换率的因素，固定电感的电感器L_G2和L_G1可以为基本上相同或不同的部件。
技术人员应当理解，可以将上述同步整流器添加至以上所讨论的在以上的图1B、图2A至图2B以及图3A至图3B上所描绘的E类和DE类谐振电力转换器实施方式中的每一个。