在无线接收机中的信道估计 【技术领域】
本发明涉及无线接收机，具体但不是排他地涉及用于码分多址(CDMA)蜂窝通信系统的无线接收机。
背景技术
在蜂窝通信系统中，多个基站为多个通常称为移动站的远程用户单元提供无线电信服务。每个基站确定该基站附近的一个特定地理区域或小区，以产生覆盖区。
多址技术允许从几个移动站到单个基站或从单个基站的同时传输。多址技术的一种称为码分多址(CDMA)，该技术采用扩频信令。CDMA通信系统中的各个用户使用相同的载频，但是通过使用单独的扩展码来区分。因此，在无线频谱部分内使用多个扩展码来分配多个通信信道，每个码唯一分配给一个移动站。在直接序列CDMA通信系统中，在发射信号之前，这些信号与高速码相乘，借此信号被扩展在一个较大的频谱上。窄带信号就这样被扩展并且作为宽带信号发射。在接收机，通过把接收的信号与相同的代码相乘而再生成原始窄带信号。使用不同代码扩展的信号在接收机将不能被解扩，而仍然保持为宽带信号。
在第三代蜂窝通信系统中将要使用的宽带CDMA(W-CDMA)中，使用正交相移键控和直接序列CDMA来发射符号。在每帧中以具有固定数量时隙的帧结构来组织多个物理信道的每一个。每个时隙包括一连串数据符号和一连串导频符号。可以使用导频符号来估计传播信道的特性以及执行同步。
在CDMA系统中，RAKE接收机通常用作CDMA接收机的低复杂度解决方案。在US-B-62158414中公开了一个RAKE接收机设计的例子。
RAKE接收机的功能之一是分离多径传播地信号成分。
多径传播是由于发射信号经多个路径到达接收机而出现的。例如，一个接收信号可以直接从基站传送到移动站，而另一个可能被该移动站后面的建筑物反射然后反射回给移动站。在这两个信号的接收之间将有一个时间延迟。多径效应会导致所需信号恶化(或衰落)。
RAKE接收机(它通常包括多个RAKE指)的另一个功能是多径通信信道的特性估计。
在8thIEEE International Symposium on Personal，Indoor and MobileRadio Communications，Technical Programme Proceedings，Waves of theYear 2000+PIMRC’97，H.Andoh等人的“Channel Estimation Using TimeMultiplexed Pilot Symbols For Coherent RAKE Combining For D S-CDMA Mobile Radio”中公开了另一种使用特殊信道估计方法的RAKE接收机例子；即加权的多时隙平均(WSMA)。其中，接收的多径信号被一个匹配滤波器解扩以便被分解为几个衰减的窄带调制信号，这些信号沿具有不同时间延迟的不同路径传播。这些分解信号的每一个施加到RAKE接收机的一个指上。在每个指中，通过使用时间复用的导频符号对每个分解的窄带信号执行信道估计。用信道估计的复数共轭对每个分解的、复数表示的窄带调制信号加权，以便在RAKE组合器中与从其它指中输出的信号进行相干组合。
通常，信道估计输出用于在组合路径以产生RAKE输出之前补偿每个路径的衰减和相位。因此，不准确的信道估计将导致路径的非相干组合，从而导致很大的性能降低。
为了便于高质量的信道估计，在W-CDMA标准中有两种导频。用户专用导频作为专用控制信道(DPCCH)的一部分进行发射，专用控制信道与专用数据信道(DPDCH)进行时间多路复用。公共导频信道(CPICH)发射连续的导频，该导频可以被一个小区里的所有移动站接收并且它比专用信道强几个dB。
波束成形是3GPP(第三代合作项目)标准的第四版本中用于移动站的强制性特点。根据这个特点，只有专用数据信道的专用导频可以被用于信道估计的目的，因为公共导频信道用不同的天线权重发射并且因而受到不同的多径曲线的影响。因此发展具有用DPCCH和CPICH工作以及单独用DPCCH工作的能力的信道估计技术将很有用。
优选地，W-CDMA系统应支持高达500kph的移动站速度。大多数已知的信道估计方案对于低速率移动站能起到良好作用，但是在高速率时性能不好。
对于高速率移动站不能产生可靠的信道估计是WMSA方法(其通常基于DPCCH导频)的主要缺点。由于信道衰减的速率正比于移动站的速率，因此会出现该问题。
已经提出了其它的替代解决方案。在IEEE，53th VehicularTechnology Conference，Rhodes，Greece，VTC，2001-Spring，2001，K.A.Qaraqe等人的“Channel Estimation Algorithms For ThirdGeneration W-CDMA Communication Systems”中，描述了与线性内插结合的多时隙平均。虽然该方案与WMSA相比大大改善了性能，但是线性内插不能为某些高速率提供足够的性能。
在5th Asia-Pacific Conference On Communications and 4th Opto-Electronics and Communications Conterence，APCCC/OECC’99，proceedings conference-vitality to the new century，1999年第1卷第582-5页D.Xiaojian等人的“A Novel Method of Channel Estimation for W-CDMA”中提出了一种二阶内插法。在IEEE，51st Vehicular TechnologyConference Proceedings，VTC，2000，Spring，2000，2000年第3卷的第2128-32页A.Popper等人的“Frame-Oriented Channel Estimationfor UTRA/FDD with LSE，Polynomial Fitting”中提出了一种基于来自一个帧中的导频的更高阶内插法。
但是，所有已知的高阶内插法具有高计算复杂度并且通常还有大的延迟。另外，对于非常高速的移动站，即使二阶内插也不够。
因此，需要一种用于高速移动站的信道估计方案，它组合了一方面优于已知方案的性能和另一方面非常低的计算复杂度。
【发明内容】
根据本发明，提供了用于从具有时隙结构的接收信号中计算信道估计的接收设备，其中每个时隙包括一个数据符号序列和一个导频符号序列，该接收机设备包括：
用于对M个时隙每一个的导频符号求和的M个加法器，每个加法器产生一个输出x(i)，
具有输入x(i)的J个内插滤波器，这里J表示M个时隙之一中所选择的时间实例(time instance)的数量，
连接到J个内插滤波器每一个上的计算模块，用于依赖于所述M个时隙之一中选择的时间实例Tj、导频符号的时间实例和选择的多项式内插阶数N来计算滤波器系数Fj，i，
从而每个内插滤波器被配置为对所述时间实例之一Tj计算信道估计，
ChanEstj=Σi=0M-1Fj,ix(i)]]>
这里j取值为0，...J-1。
本发明可以用CPICH和DPCCH中的导频符号的组合或用单独的DPCCH导频符号来工作，并且可以用作第二次迭代的良好基础以进一步改善性能。
本发明的接收设备可以位于基站或移动站中。
【附图说明】
现在参照附图用例子描述本发明的一个实施例，其中：
图1是表示W-CDMA信号的时隙结构的示意图，和
图2是根据本发明的信道估计设备的框图。
【具体实施方式】
一个宽带CDMA信号从例如位于基站内的远程发射机发射，并且经多个传播信道传播到例如位于移动站内的接收机。传统上，接收信号由一个匹配滤波器解扩，在那里它被分解成多个窄带调制信号，其中这些信号通过具有不同传播特性的不同信道传播。每个窄带调制信号在被反馈到RAKE组合器作进一步处理之前由RAKE接收机多个指之一进行处理。
为了提供信道估计，根据本发明修改RAKE接收机的每个指。
如图1所示，表示了应用到RAKE接收机指的窄带调制信号之一的四个时隙1、2、3、4。时间从左到右增加，时隙3指定为“当前时隙”，对该时隙将执行信道估计。每个时隙包括两部分，一部分是5，包括数据符号，另一部分是6，包括导频符号(阴影所示)。当前时隙3的数据部分5理论上分为四等分7、8、9、10，并且通过本发明为这四等分的每一个确定信道估计。
虽然在例子中为信道估计过程选择四个时隙，但是可以使用多于或少于四个。
类似地，尽管在该例中当前时隙理论上分为四部分，但是也可以选择多于或少于四个。
在图2中，RAKE指修改为包括下面的信道估计模块。四个求和模块13、14、15、16每一个都具有一个输出，该输出连接到四个内插滤波器18、19、20、21。第一内插滤波器18具有一个输出ChanEst0，它是对当前时隙3的第一个四分之一7的信道估计。
第二内插滤波器19具有一个输出ChanEst1，它是对当前时隙3的第二个四分之一8的信道估计。第三内插滤波器20具有一个输出ChanEst2，它是对当前时隙3的第三个四分之一9的信道估计。第四内插滤波器21具有一个输出ChanEst3，它是对当前时隙3的第四个四分之一10的信道估计。
系数计算和存储模块22被预编程并且具有一个输出，该输出连接到滤波器18-21的每一个。
以传统方式使用滤波器的输出ChanEst0、ChanEst1、ChanEst2、ChanEst3来分别解码包括当前时隙3的数据符号部分5的第一、第二、第三和第四个四分之一在内的数据符号。
在操作中，加法器13接收来自时隙1的导频符号并对它们求和，并且把结果x(0)输出到滤波器18-21每一个的输入上。类似地，加法器14、15和16分别接收来自时隙2、3、4的导频符号并对它们求和并且把它们的结果x(1)、x(2)、x(3)分别输出到每个滤波器18-21的进一步输入上。
这样，每个滤波器18-21具有四个输入x(0)、x(1)、x(2)和x(3)。在滤波器中用它们的滤波器系数确定的值对这些输入不同地加权，这些系数又在模块22中进行计算(以下面描述的方式并且施加到每个滤波器18-21)。
本发明人已经注意到在本领域中其他工作人员提出的线性和二阶内插对于非常高的移动站速度不能充分执行。本发明人发现，对于高速，通过把时隙分为四等分并且对每个四分之一单独内插可以改善性能。这与某些已知的方法形成对比，这些已知的方法对每个符号单独内插并且因而导致不必要的复杂度增加。
本发明提出了一种基于高阶内插但是在每个时隙中只有四个内插点的方法。为了实现低复杂度，用配置为内插滤波器的四个简单FIR(有限持续脉冲响应)滤波器执行四点内插。
在均方估计意义中的N阶内插多项式是：
P(t)＝P0+P1t+P1t2+...+PN-1tN-1
并且通常的内插多项式系数由下式确定：
P=(ANtAN)-1ANtX=BX]]>
这里；
A=1t0······t0N1t1······t1N······························1tM-1······tM-1N,X=x(0)x(1)······x(M-1)]]>
其中，N是多项式阶数，M是抽样(时隙)的数量，t0-tM-1是导频的时间实例，X是每个时隙的导频和。
在优选实施例中，对应于当前时隙3的四个四分之一7-10选择四个固定时间实例T0-T3。矩阵B也是已知的，因为它的计算仅涉及导频的已知时间实例。仅有的可变部分是矢量X，它代表在内插中涉及的M个时隙每一个的相干导频和。
因此内插滤波器系数可以计算为：
Fj,i=Σk=0N-1bk,i(Tj)k]]>
这里：
Fj，i是内插滤波器j的第i个系数，
bk，i是矩阵B的第k，i个元素，Tj是用于滤波器j的内插时间实例。
这些系数在模块22中预先计算并且存储在其中，供滤波器18-21每一个使用。计算和存储模块22预先编程有该计算需要的参数，即当前时隙中选择的时间实例T0-T3(在该例中对应于四个四分之一)、导频符号的时间实例以及为N选择的值。
因此，在时间实例Tj的信道估计是：
ChanEstj=Σi=0M-1Fj,ix(i)]]>
这里，j＝0-3并且ChanEst0用于解码当前时隙的第一个四分之一中的数据符号，ChanEst1用于解码当前时隙的第二个四分之一中的数据符号，ChanEst2用于解码当前时隙的第三个四分之一中的数据符号，ChanEst3用于解码当前时隙的第四个四分之一中的数据符号。
这样N阶内插可以用简单的FIR滤波器来实现。
已经发现本发明来提供大大优于WMSA方案的性能改进，同时计算复杂度没有明显增加。它在高速率条件下的性能和计算复杂度方面都优于线性和二阶内插方法。实际上，本发明具有比已知的更高阶内插方法低得多的计算复杂度而具有同等的性能。
可以有效地采用本发明来产生基于DPCCH的信道估计。进一步可以结合CPICH估计来应用它。例如，为了增强性能，可以以与基于CPICH的信道估计进行最大比合并或进行固定权重合并的方式来组合它的输出。
此外，信道估计的第一次迭代可以用于对数据符号进行试验判决，从而为第二次迭代提供连续的准导频。可以在第二次迭代中使用准导频，以便用简单的移动平均窗并且不需要任何内插来产生信道估计。
在特定情况中，由于路径间的干扰，可能出现接收信号的重大衰减。本发明可以与路径间消除器结合，以与在J.Baltersee等人的文献IEEE，53rd Vehicular Technology Conference，Rhodes，Greece，VTC，2001-Spring 200 1(A Novel Multipath Interference Cancellation SchemeFor RAKE Channel Estimation)中提出的相同方式降低该效应。