用于光记录介质的记录 和/或再现装置 【技术领域】
本发明涉及一种用于光记录介质的记录和/或再现装置，它具有用于提高在伺服调整电路中的数-模转换器地分辨率的器件，伺服调整电路诸如用于在光记录介质的记录和/或再现装置中的光道调整和/或聚焦。具体的，详细说明的是一种用于提高数-模转换器的分辨率或精度而不增大数-模转换器的位宽度的方法和装置。
背景技术
光记录和/或再现装置的示例是CD或DVD播放机和记录机，它们配备了光扫描器件、即所谓的拾取器，以便从光记录介质读出数据或向所述记录介质写入数据，所述光记录介质即被缩写为CD的紧密盘或被缩写为DVD的数字多用途光盘。通过光道调整电路，引导所述拾取器以致沿着光记录介质的数据光道来引导读取光记录介质的数据或向光记录介质写入数据的光束，即激光束。通过聚焦调整电路，激光束被聚焦在光记录介质上或光记录介质的数据载体平面上，并且如果适当的话，提供另一种调整电路来用于将激光束垂直地定向在记录介质上。通用术语伺服调整电路对于这种类型的调整电路是惯用的。在用于光记录介质的记录和/或再现装置中最好使用数字伺服调整电路。作为模拟信号出现的调整偏差被模-数转换器数字化、数字地被处理，并且通过数-模转换器来提供用于减小所述调整偏差的启动信号，所述数-模转换器的分辨率一般小于所述数字化处理的信号的分辨率。所述模-数转换器的分辨率是例如16位，或者在较小的分辨率的情况下通过在数字域中的过采样和滤波器将所述模-数转换器的分辨率计算为例如16位，而一般由于数-模转换器的费用原因，数-模转换器的分辨率或位宽度被限制为例如8位。由于数-模转换器的小分辨率，不能向被操纵的变量提供对应于模拟调整偏差的分辨率或精度。8位数-模转换器的分辨率在寻道的情况下大约是10-20微米。但是，光道之间的距离在DVD的情况下仅仅是0.74微米，在CD的情况下仅仅是1.6微米。被操纵的变量或启动信号在调整电路的动态范围内引起调整器试图补偿的调整偏差。在所述调整电路中，这导致以低于调整电路的传送频率1-2kHz的频率在光道附近振荡。因为这种频率被量化控制并且随着在量化级内的光道位置而改变，这也被称为量化噪声。通过致动器的低通滤波特性来实现中间值的设置或启动信号的波动范围的取平均，所述致动器的低通滤波特性在这个频率范围内通过电机或致动器的质量或惯性唯一地形成。通过绕组形成的＞10kHz的低通滤波特性对于量化噪声没有影响。但是，后者有益地具有这样的效果：除了由干扰变量引起的偏差，以由量化噪声控制的方式，致动器在光道中心周围光道间距的大约10％的区域中移动。原理上，有可能通过具有较大的位宽度的数-模转换器来消除这些缺点或提高在用于光记录介质的记录和/或再现装置中的启动信号的分辨率或精度，所述光记录介质具有较高的存储密度。但是，除了增加的费用之外，具有较大位宽度的数-模转换器也需要在电路的模拟区域中的较大芯片面积，而这对于特别是具有高集成度的集成电路是不利的。
【发明内容】
因此，本发明的目的在于以较低的费用来提高在用于光记录介质的记录和/或再现装置的伺服调整电路中的数-模转换器的分辨率，而不改变数-模转换器的位宽度。
这一目的是通过在独立权利要求中指明的特征来实现的。在从属权利要求中指明了有益的改进。
本发明的一个方面是提高用于光记录介质的记录和/或再现装置的预定伺服调整电路的数-模转换器的分辨率或精度，以提供具有高分辨率的启动信号，并且用来降低在调整电路中的量化噪声。预计不改变数-模转换器和用于向数-模转换器提供用于数模转换的数据的数字数据源的位宽度，尽管如此，采用具有低费用的预定数-模转换器向致动器提供具有提高的分辨率的启动信号。致动器对目标值的精确控制对于在小或较小的光道间距的情况下的寻道和一般对于在调整中断后的更精确的控制特别重要，所述调整中断是例如由光记录介质的划痕或变脏引起的。虽然在具有大于数-模转换器位宽度的位宽度的伺服调整电路中可以获得数字调整或启动信号，但不打算增大数-模转换器的位宽度，并且不打算增大数-模转换器用来提供模拟启动信号的分辨率或精度。而且，也不打算要改变调整电路的动态范围以及致动器的截止频率和低通滤波特性。
在伺服调整电路中，因为其位宽度的限制，仅仅将数字数据源的较高有效位送入到数-模转换器。数字数据源例如是数字伺服处理器、数字伺服处理器的低通滤波器或具有例如100kHz的时钟频率的微控制器。数-模转换器然后一般以数字数据源的频率同样地被计时，因为已经通过数字数据源的时钟频率和位宽度规定了所述信号的分辨率和精度，因此甚至用过采样或更高时钟频率也不能实现数-模转换器的更高分辨率。
不过，为了提高数-模转换器的分辨率或由数-模转换器提供的启动信号的分辨率，提供了一种方法和电路配置，它们存在下述事实：合并数字数据源的较低有效位，所述较低有效位由于数-模转换器的规定的位宽度通常不被送入到数-模转换器，并且一旦合并超过量化级，则将这个级加入到较高有效位，同时从较低有效位的合并获得量化级。输出的量化级在低通滤波元件中被滤波或合并。因为这个改变是在高频进行的，因此已经在驱动器电子电路中或在致动器或电机的绕组中进行了低通滤波。质量(mass)仅仅看见了被滤波的平均值；高频调制对于致动器或电机的质量的位置没有不利的影响。所述质量仅仅看见了在数-模转换器的量化级之间并且对应于例如所述16位的输入值的模拟平均值。所述质量可以因此以16位的分辨率来定位，并且在致动器的情况下数量大约是0.05微米；因此消除了量化噪声。
为了量化通常不被提供到数-模转换器的较低有效位，提供了脉冲密度方法和脉冲宽度方法以及对应的电路配置，它们在所需要的位转换的数量上有所不同。在脉冲密度方法的情况下，累积较低有效位，并且将在这种情况下出现的溢出加入到较高有效位的数字值，较高有效位的最大值除外。结果，合并较低有效位的滤波器用于通过合并较低有效位来提高数-模转换器的分辨率。数-模转换器的合并的输出信号在时间上的平均值因此具有较高的分辨率或精度并且有相同的位宽度。将所述溢出加入到数字数据源的较高有效位，较高有效位的最大值除外，因为增大所述最大值会导致在数-模转换器的位宽度之外的结果。数-模转换器的输出提供了启动信号，它在其平均值上对应于将使用较高精度或分辨率而实现的目标值。根据使用提高的分辨率来对目标值进行控制的事实也降低了量化噪声。用于实现所述方法的电路配置被直接提供在数-模转换器的上游，并且仅仅要求具有对应于较低有效位的数量的位宽度的组合。数-模转换器可以以对应于数字数据源的时钟频率或更高的时钟频率工作。按照第一示范实施例，由于其位宽度而通常不送入到数-模转换器的较低有效位在第一加法器中被相加，并且在相加期间发生的溢出随后被第二加法器加入到数字数据源的较高有效位。由第二加法器形成的和——所述和受限于较高有效位的最大值——被送入到数-模转换器，所述数-模转换器从具有提高的脉冲密度的、所接收的和提供具有提高的精度或分辨率的启动信号。通过具有较小位宽度的数-模转换器DA将数字数据源的数据信号转换为具有高于数-模转换器的位宽度的分辨率的对应信号。使用以上述方式将超出数-模转换器的分辨率或位宽度之外的较低有效位和在这种情况下发生的溢出加到较高有效位的措施则是这样的情况：不用提高数-模转换器的位宽度而提高数-模转换器的分辨率，并且不需要具有较大位宽度的数-模转换器和加法器而降低量化噪声。数-模转换器的输出提供了被操纵的变量，其分辨率对应于具有对应的较大位宽度的数-模转换器的分辨率。因此，举例而言，连接到具有16位分辨率的数据源的8位数-模转换器的输出信号的分辨率被提高8位而不用改变数-模转换器的8位的位宽度。
因为规定了数字数据源提供数字数据的数据率，因此有可能使用需要模拟域中相当大的芯片面积的、具有对应的较大位宽度的数-模转换器来同样地仅仅实现对应于数字数据源的分辨率。但是，使用数-模转换器的较高位宽度，在数字数据源的未改变的数据率的情况下，不可能提高模拟启动信号的精度或进一步降低量化噪声。通过具有低通滤波行为的致动器来以公知的方式进行考虑到较低有效位并且具有相同或提高的数据率而提供的启动信号的求平均，所述具有低通滤波行为的致动器诸如光道调整电路的电机或聚焦调整电路的致动器。用于实现所述方法所需要的加法器在电路的数字区域中被实现，因此与具有对应的较大位宽度的数-模转换器相比较需要较小的面积，以便以较低的费用增加在伺服调整电路中具有预定位宽度的数-模转换器的分辨率和精度。
但是，所述脉冲密度方法在连接到数-模转换器的致动器的次要的低通滤波行为的情况下也提高分辨率，其导致当累加具有高时钟频率时数-模转换器的大量转换。因为数-模转换器一般具有比在伺服调整电路中处理的信号高得多的限制频率，因此这一般是非临界的。然而为了降低数-模转换器所需要的转换的数目，按照第二实施例提供了一种脉冲宽度方法。在脉冲宽度方法的情况下，为了量化由于有限的位宽度而不被送入到数-模转换器的较低有效位，提供所述较低有效位的值与周期地上升到较低有效位的最大值的值的比较。比较的结果则是一位，其状态零或一对应于所述较低有效位的值大于或小于周期地上升到较低有效位的最大值的值的时段的比率。量化的结果对应于结合脉冲密度方法所提到的具有较小数量的转换的溢出，因为较低有效位的量化的结果与数量相反地用提高较高有效位的值的持续时间来表示。在脉冲宽度方法的情况下，量化的结果同样被送入到加法器，它受限于较高有效位的最大值。为了实现所述方法，提供了一种电路配置，其中与所述脉冲密度方法相比较，第一加法器被替换为比较器，寄存器被替换为计数器。数-模转换器的分辨率或精度被提高而不增加数-模转换器的位宽度，并且因为比较器和计数器在数字域中实现，因此以低的费用和较小的空间要求实现了具有提高的分辨率的数-模转换器。
【附图说明】
参照在附图中图解的示例性实施例来更详细地说明本发明，其中：
图1示出了用于提高在伺服调整电路中的数-模转换器的分辨率的第一示例性实施例的方框图，
图2示出了在不同分辨率情况下线性上升的数据信号的二进制值的图，
图3示出了作为在低通滤波后的被操纵变量的、具有提高的分辨率的数-模转换器的二进制值的图，
图4示出了具有预定位宽度的数-模转换器的正弦信号的正半周期的二进制值的图，
图5示出了具有预定位宽度的数-模转换器和用于提高分辨率的部件的正弦信号的正半周期的二进制值的图，
图6示出了具有预定位宽度的数-模转换器的正弦信号的负半周期的二进制值的图，
图7示出了具有预定位宽度的数-模转换器和用于提高分辨率的部件的正弦信号的负半周期的二进制值的图，
图8示出了用于提高在伺服调整电路中的数-模转换器的分辨率的第二示例性实施例的方框图，
图9示出了按照脉冲宽度方法的具有提高的分辨率的数-模转换器的二进制值的图，
图10示出了按照脉冲密度方法的具有提高的分辨率的数-模转换器的二进制值的图。
【具体实施方式】
图1中所示的方框图示出了在第一示例性实施例中的、用于提高在用于光记录介质的记录和/或再现装置的伺服调整电路(未示出)中的数-模转换器DA的分辨率的部件。这些部件存在下述事实：数字数据源DD的较高有效位H通常被送入到数-模转换器DA，用于数字数据源DD的较低有效位L的累加器以及被送入了较高有效位H和累加器的溢出的增量器连接至数字数据源DD。除了较高有效位H的最大值之外，数字数据源DD的较高有效位H随着累加器的溢出而递增。累加器是被形成为缓冲存储器的寄存器，并且在示例性实施例中是用第一加法器A1和寄存器R形成的。数字数据源DD的较低有效位L被提供到其输出A与寄存器R连接的第一加法器A1、在寄存器R中被求和、并且从寄存器R的输出端被反馈回第一加法器A1的输入。结果，在第一加法器A1中出现溢出C，并且该溢出C被送入到增量器，所述增量器用向其中送入了较高有效位H的第二加法器A2形成。增量器或第二加法器A2以下述方式被限制到数-模转换器的位宽度：除了较高有效位H的最大值之外，较高有效位H随着第一加法器A1的溢出C而递增。在所说明的实施例中，连接到第二加法器A2的数-模转换器DA通过时钟产生器CL而被计时，所述数-模转换器在调整电路中提供一个被操纵的变量S，用于降低致动器G的调整偏差或用于在中断的情况下或在调整电路开路的情况下将致动器控制到预定值，所述时钟产生器CL提供对应于数字数据源DD的时钟频率，或者提供最好是较高的时钟频率。也以这个时钟频率来控制寄存器R。在所说明的示例性实施例中，数字数据源DD具有以100kHz的时钟频率提供的16位的位宽度，所述数字数据源DD例如是数字伺服处理器、数字伺服处理器的低通滤波器或微控制器。从被提供作为数字控制信号或作为具有例如在前的过采样、内插和滤波的调整信号的16位中，公知的伺服调整电路经常专门地使用8个较高有效位H，它们按照图1被送入到第二加法器A2。在给定用于数-模转换器DA的8位的预定位宽度并且具有提供100kHz的16位的预定数字数据源DD的情况下，看起来不用改变调整电路的其他参数来定义用于被操纵变量S的分辨率和在用于光记录介质的记录和/或再现装置的伺服调整电路中的量化噪声。尽管如此，通过图1和8中指明的器件提高被操纵变量S的精度或分辨率，并且降低量化噪声。术语被操纵变量S表示在调整电路中的调整器的输出，所述调整器用于影响调整电路的致动器G以降低调整偏差。致动器G例如是聚焦致动器或驱动系统——一般包括细驱动或粗驱动，所述驱动系统用于在光记录介质的光道上引导扫描或记录光束。量化噪声是取决于在量化中使用的数字电平级的数量的数字信号的噪声效果。量化噪声表示在瞬时的有效采样和原始信号之间的差别。量化的分辨率越高，则量化噪声变得越低。
按照在图1中图解的示例性实施例，数字数据源DD的可以分接较高有效位H的输出端连接到第二加法器A2的输入端，而呈现较低有效位L的那些输出端连接到第一加法器A1的输入端。具有16位的位宽度的数字数据源DD按照数-模转换器DA的位宽度提供8个较高有效位H和8个较低有效位L。所述8个较低有效位L被送入到第一加法器A1，它是8位和8位加法器，且其输出端A连接到寄存器R的输入端，寄存器的输出端反馈连接到第一加法器A1的输入侧。在寄存器R中，经由第一加法器A1被送入到寄存器R的8个较低有效位L与被提供到寄存器R的时钟频率求和，并且被反馈回第一加法器A1，以便在第一加法器A1中产生被称为进位的溢出C。为了按照提供在100kHz的16位字的数字数据源DD、将通过8位数-模转换器DA提供的被操纵变量S的分辨率提高8位，必须提供同样为100kHz或具有更高值的时钟产生器CL的时钟频率。所述进位或溢出C被送入到第二加法器A2，它是8位和1位加法器，具有8位的限制。除了较高有效位中的最大值之外，第二加法器A2的较高有效位H递增了溢出C，该溢出C具有下述效果：数-模转换器DA提供被操纵的变量S，它具有被提高了8位的精度和分辨率。在这个示例性实施例中，数字数据源DD的分辨率是16位，而其余部件加法器A1和A2、寄存器R以及数-模转换器DA的分辨率就是仅为8位。虽然数-模转换器DA的位宽度还未改变，但是将较低有效位L和将在这种情况下发生的溢出C加到较高有效位H获得与当使用具有相对较大位宽度的数-模转换器DA时大致相同的分辨率和/或精度。因此，仅仅向模-数转换器或数字调整器提供对应的高分辨率就足够了，同时可以提供相当小的位宽度用于其余的部件，诸如特别是数-模转换器DA，以便在伺服调整电路中实现与在使用具有相对较大位宽度的部件实现的情况下所预期的实际上相同的分辨率。在图1中所示的电路配置的实现要求低费用和对集成电路的小空间的要求，或者被体现为以数学手段模拟电路配置的功能的软件解决方案。通过在数字域中提供用于提高数-模转换器DA的分辨率的部件的事实来实现降低费用的特殊作用。通过合并数字数据源DD的较低有效位L和递增较高有效位H，形成较高有效位H的和，并且在考虑到不超过数-模转换器DA的位宽度的条件的情况下将所述和提供到数-模转换器DA。这防止了在达到较高有效位H的最大值时在数-模转换器DA的位宽度外部的的结果。否则，数-模转换器DA输出较高有效位H的值或较高有效位增加1位的值。按照较低有效位L的合并结果，所述将较高有效位H的值增加较高有效位H的1位。
参照在图2-7中图解的框图来说明提高在伺服调整电路中的数-模转换器DA的分辨率，图2-7图解了相对于数-模转换器DA的多个时钟周期T的二进制值BW。在由于过低的分辨率而作为直线出现的线DD1中，图2示出了16位分辨率的数字数据源DD的二进制值BW，以100kHz提供数字数据源DD的数据，并且在所有情况下在256个时钟周期T后增大值为1的二进制值BW。由于在所有情况下二进制值BW在256个时钟周期T后被增加了一个二进制值BW并且在这个示例性实施例中选择25.6MHz的数-模转换器DA的时钟频率的事实，仅仅被送入数字数据源DD的较高有效位H的已知的8位数-模转换器DA在66536个时钟周期T之后仅仅输出值为256的二进制值BW。因此，仅仅以公知方式被送入了较高有效位H的数-模转换器DA的输出信号DA1具有图2所示的阶梯式特性，并且仅仅连续在256个时钟周期的每一个时钟周期提高一个二进制值的输入信号的情况下，在66356个时钟周期后增加对应于256的二进制值BW。尽管有25.6MHz的数-模转换器DA的高时钟频率，在图2所示出的、仅仅将较高有效位H以公知的方式送入其中的数-模转换器DA的输出信号DA1仅仅具有低分辨率。因此，在数-模转换器DA的输出信号DA1的步长(steps)内的中间值的设置不可能具有足够的精度——所述设置例如在调整电路的中断后或对于伺服调整电路中的调整处理是必需的。通过在调整电路中的对应控制并且如果适当的话，在较长的过渡恢复时期后，仅仅补偿对于期望的目标值的所产生的偏差。因为输出信号DA1不能精确地被设置为在数-模转换器DA的可能输出值之间的期望目标值，因此调整器不利地承担了基波振荡，也称为量化噪声。为了消除在伺服调整电路中的公知数-模转换器DA的这些缺点而不增大数-模转换器DA的位宽度，提供如上所述的较低有效位L的合并。使用上述的参数和在图1中所示出并且例如通过以其来执行所提出的方法的电路配置，数-模转换器DA产生输出信号DA2，在图3中被图示出并且由于分辨率(不能在图3中被图解)而显示为串在一起的黑色矩形。实际上，所述矩形是独立的脉冲，它们在其平均值上对应于图2所示、并且指示16位分辨率的数字数据源DD的二进制值BW的线DD1，在100kHz上提供所述数字数据源DD的数据，并且在所有情况下在256个时钟周期T后将所述数据增大值为1的二进制值BW。然后通过在数-模转换器DA的输出处的100kHz的低通滤波器来形成在图3中被图解为白色虚线的启动信号S1，所述低通滤波器是例如由连接到数-模转换器DA的输出的致动器G或通过附加的低通滤波器而形成的。图3的启动信号S1与在图2中被图解为线DD1的16位分辨率的数字数据源DD的二进制值BW之间的比较显示出：其位宽度没有增加的8位数-模转换器DA提供对应于16位分辨率的数字数据源DD的输出信号DA2。在此提出的解决方案有益地提供了启动信号S1，它在其分辨率或精度上对应于16位数-模转换器DA将提供的信号，但具有在电路中较大的空间要求的缺点。在伺服调整电路中的数-模转换器DA的分辨率由指定的部件来提高而不用增加其位宽度。根据数-模转换器DA提供具有相对较高分辨率的启动信号S1的事实，可以直接设置在已知的步长内的中间值，以便在调整电路的中断之后，立即无延迟地向具有对应的精度的致动器G提供期望目标值或由数字数据源DD提供的目标值。为了进一步说明在此指明的解决方案的优点，图4-6图解了诸如通常在伺服调整电路中出现的、数字数据源DD的正弦信号以及使用与不使用用于提高数-模转换器DA的分辨率的部件的对应的输出信号。图4和5图解了正的正弦信号DD2P的二进制值BW，图6和7图解了具有16位的位宽度并且提供100kHz的频率上的数据的数字数据源DD的负的正弦信号DD2N的二进制值BW。在此处所选择的示例性实施例中，数-模转换器DA将数字数据源DD的数据信号转换为具有25.6MHz的频率的模拟信号。随后，具有8位的位宽度的公知数-模转换器DA在其输出端提供图4所示的阶梯式信号DA3P。没有用于提高分辨率的部件的数-模转换器DA的正的阶梯式信号DA3P的平均值基本上并且一般小于数字数据源DD的正的正弦信号DD2P，并且与后者仅仅具有少量的对应。不能直接产生中间值，并且只能使用仅仅在调整器的多个控制处理后的调整(如果适当的话)和使用对应的低通滤波来产生。使用用于提高数-模转换器DA的分辨率的部件，同样仅仅具有8位的位宽度的数-模转换器DA在其输出端提供信号DA4P，它具有提高的分辨率，并且在平均值上精确地对应于数字数据源DD的正的正弦信号DD2P。根据在数-模转换器的输出处的信号DA4P和数字数据源DD的信号DD2P之间的对应关系的增加的数量，更快地和以提高的精度来设置期望的目标值已经变很得明显。通过低通滤波来实现在数字数据源DD的信号DD2P和在数-模转换器DA的输出处的信号之间的实际上完全的对应，所述低通滤波器例如由连接到具有100kHz的低通滤波特性的数-模转换器DA的致动器G形成。
根据图4和5类推，也可以参照图6和7来识别使用用于提高数-模转换器DA的分辨率的部件对于数字数据源DD的负的正弦信号DD2N所实现的效果。与具有上述用于提高数-模转换器DA的分辨率的部件的数-模转换器DA的输出信号DA4N相比，没有用于提高数-模转换器DA的分辨率的部件的数-模转换器DA的输出信号DA3N的平均值较小，并且具有较低的分辨率和精度，即使在两种情况下对应地使用具有8位的位宽度的数-模转换器DA时也是如此。
在上述的示例性实施例中，通过使用基于脉冲密度方法的较低有效位的量化的结果来递增较高有效位的值而提高数-模转换器DA的分辨率，除了该实施例之外还指定了第二示例性实施例，它包括脉冲持续时间或脉冲宽度方法。为了比较，图9和10图解了对于不同方法的、具有提高的分辨率的数-模转换器DA的输出信号DA5、DA6，在这种情况下，为了便于说明，已经进行了时钟周期T的数量的不同定标，并且图解了5个较低有效位的量化。在附图9和10中，具有16位的位宽度的数字数据源DD对应地提供具有轮廓DD3的二进制值BW，所述轮廓DD3在32个时钟周期T后的所有情况下增大大约值10。在按照图9所示的脉冲宽度方法的较低有效位的量化的情况下，具有轮廓DD3的数字数据源DD的二进制值BW中的阶梯式增加导致数-模转换器DA提供较高或较低模拟信号值的持续时间的比率发生改变。随着在数-模转换器DA的分辨率级内的较低有效位L的上升值，数-模转换器DA提供较高值的时间段增大。数-模转换器DA的输出信号类似于脉冲宽度调制，因此术语脉冲宽度方法已经被选择用于这种类型的较低有效位L的量化，即使用于提高数-模转换器DA的分辨率的方法虽然保持数-模转换器的位宽度，但不是基于较高有效位H的调制也是如此。术语量化表达了对影响较高有效位H的较低有效位L的值的估计，并且反映在具有提高的精度或分辨率的数-模转换器DA的模拟信号的输出中。术语量化通常识别在模数转换期间使用的数字电平级的数量，在此同义地用于这样一个数字电平级，该数字电平级的输出频率或输出持续时间对应于较低有效位L的值，并且影响除了较高有效位H的最大值之外的较高有效位H的值。较高有效位H的输出持续时间通过脉冲宽度方法量化较低有效位L的值，并且较高有效位H的输出频率通过脉冲密度方法量化较低有效位L的值。因此，在此按照其指示用于补偿不精确性的方法的一般定义来使用术语量化。
在图10中所示并且在第一示例性实施例中解释的、通过脉冲密度方法来提高数-模转换器DA的分辨率基于下述事实：数-模转换器DA输出其转换级较高的模拟信号，它具有对应于较低有效位L的值的频率。在这种情况下，进行输出的频率范围相对独立于数字数据源DD提供数据的频率。这使得有可能使用高频，以便致动器G的次要的低通滤波行为或一个电路的连接容量已经足够用于高精度的滤波或模拟信号形成。使用高时钟频率或每单位时间数-模转换器DA的时钟周期T的数量，则已经在数-模转换器DA的输出端提供了准模拟信号。因此，通过脉冲密度方法的量化的优点在于数-模转换器DA的输出信号DA6的较高的速度和较好的滤波属性。
由于在按照脉冲宽度方法的量化期间数-模转换器DA的低数量的转换，在脉冲宽度方法期间出现较少的转换误差，在图9中图示了结果。另一方面，对于通过脉冲宽度方法的较低有效位L的完全或精确的量化，必须考虑与频率有关的相关性或相对于数字数据源DD提供数据的时钟周期CL2的相关性。为了通过脉冲宽度方法实现较低有效位L的量化，使用在图8中图解为方框图的电路配置。如图8所示，数字数据源DD连接到比较器CP1和加法器A2，其中向比较器CP1送入数字数据源DD的较低有效位L，向加法器A2送入数字数据源DD的较高有效位H。在这种情况下，加法器A2和连接在加法器A2的下游的元件，诸如数-模转换器DA和致动器G，对应于在图1中图解的第一示例性实施例的元件。数-模转换器DA和最好具有对应于比较器CP1和较低有效位的数量的位宽度的计数器CNT由时钟产生器CL驱动，所述时钟产生器CL最好提供对应于调整电路(未示出)的系统时钟周期的时钟周期或从其得到的时钟周期。计数器CNT随后产生时钟周期CL2和计数值CV，所述时钟周期CL2将时钟产生器CL的时钟频率降低计数器CNT的位宽度，所述计数值CV随着时钟产生器CL的时钟周期而周期地上升到计数器CNT的位宽度。计数器CNT的提供计数值CV的输出端连接到比较器CP1的第二输入端，并且提供降低了计数器CNT的位宽度的时钟周期CL2的输出端连接到数字数据源DD的时钟输入端。使用降低了计数器CNT的位宽度的时钟周期CL2的数字数据源DD的控制保证有可能通过脉冲宽度方法执行较低有效位L的量化，这需要在预定间隔内实现符号间隔比。在对应于被降低的时钟周期CL2的时间段中，在所有情况下，较低有效位L被不变地提供到比较器CP1。在这个时间段期间，在比较器CP1中，将较低有效位L的值与由计数器CNT提供的上升的计数值CV相比较，从而在时钟周期CL2的时钟周期期间在比较器CP1的输出端出现溢出C，溢出状态零或一对应于较低有效位L的当前值与较低有效位L的最大值的比率。比较器CP1的形成溢出C的输出端连接到加法器A2的输入端，以便在时钟周期CL2的时钟周期内，较高有效位H的值对于一个时间周期增加一个位，其对应于较低有效位L的当前值与较低有效位L的最大值的比率。但是，提高较高有效位H的值仅仅执行到较高有效位H的最大值，以便防止在数-模转换器DA的位宽度之外的结果。
当脉冲宽度比和除了较高有效位H的最大值之外的数字数据源DD的较高有效位H随着较低有效位L的累加而递增时，数字数据源DD的较低有效位L被累加，由此提高数-模转换器DA的输出信号的精度和分辨率。
因为与具有8位位宽度的数-模转换器DA相比，具有16位的位宽度的数-模转换器DA需要更大的面积或更大的空间，特别是在电路的模拟区域中，因此所述方法和配置也可以有益地用于在大量的电子部件要被配置在诸如所谓的单片电路的小空间上的情况。占用较小的空间的专用数字电路元件被用作用于提高数-模转换器DA的分辨率的部件。在数字伺服调整电路中，降低量化噪声而不增大数-模转换器DA的位宽度，并且提高了数-模转换器DA的分辨率。在原理上，所述方法和配置也可以与用于提高数-模转换器的精度的其他的公知方法组合，所述其他公知方法诸如所谓的噪声整形。
在此所述的实施例仅仅被指示为示例，本领域的技术人员可以实现在本发明的范围内的本发明的其他实施例。