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感应加热烹调器以及感应加热方法
    技术领域 本发明涉及感应加热烹调器以及感应加热方法， 尤其是涉及可以瞬间探测感应加 热烹调器的被加热体的材质以及载置状态， 并且按照最佳条件进行驱动的感应加热烹调器 及其感应加热方法。
     背景技术 在以往的感应加热烹调器中， 提出了多个控制成在锅等被加热体没有充分载置的 情况下不对加热线圈进行电源供给 ( 防止所谓空烧 )， 在载置了锅以外的小件 ( 例如铁制的 勺、 舀等 ) 的情况下不对它们进行加热的单元。
     例如专利文献 1 记载的感应加热烹调器涉及小件探测装置， 构成为， 检测逆变器 电路的输入电流和功率开关半导体的集电极电压， 并使用利用这些 2 个参数来绘制的图 ( 专利文献 1 的第 2 图 ) 来检测被加热体是否为小件， 当在该图中检测到处于规定的区域 中的输入电流以及集电极电压的情况下， 判断为被加热体是小件。同样地， 在专利文献 1 的 第 3 图中， 记载了小件探测装置可以通过比较加热线圈电流和输入电流来检测被加热体是
     否为小件的方案。
     另外， 根据专利文献 2 记载的感应加热用逆变器的空运转检测方法， 可以检测逆 变器的输入电流以及输出电流， 在绘制以它们为参数的图 ( 专利文献 2 的图 2) 上的扩大的 空运转检测可能区域中探测锅为空烧状态， 而防止空烧。
     专利文献 3 记载的电磁感应加热烹调器可以检测逆变器的驱动频率和相位角， 并 在以它们为参数的矩阵 ( 专利文献 3 的图 2) 中判别锅的材质等。同样地， 记载为通过检测 逆变器的驱动频率和加热线圈电流， 还可以正确地判别不锈钢等磁性体与非磁性体的中间 的材质。
     专利文献 1 ： 日本特公昭 61-29117 号公报
     专利文献 2 ： 专利第 2882060 号公报
     专利文献 3 ： 专利第 2745247 号公报 发明内容 但是， 根据专利文献 1 的感应加热烹调器， 为了检测逆变器电路的输入电流， 需要 在与商用电源的频率的至少半周期相当的时间中检测输入电流。或者， 为了对在输入电流 中产生的噪声进行平滑化， 必需在更长时间内检测输入电流。即， 专利文献 1 记载的感应加 热烹调器为了检测被加热体是否为小件， 需要在至少几十毫秒左右的长时间中持续加热， 有可能对作为小件的被加热体进行加热。
     同样地， 根据专利文献 2 的感应加热用逆变器的空运转检测方法， 需要在与商用 电源的频率的至少半周期相当的长时间中检测逆变器的输入电流， 直至探测到是空烧状态 为止， 至少需要与几十毫秒左右相当的时间。
     根据专利文献 3 记载的电磁感应加热烹调器， 虽然利用逆变器的相位角和驱动频
     率呈现锅的材质固有的特性的现象， 但为了得到专利文献 3 的图 3 的图形， 需要对规定范围 的驱动频率 ( 例如 1kHz ～ 70kHz) 进行频率扫描， 需要实质上的时间。即， 专利文献 3 的电 磁感应加热烹调器需要在通过频率扫描检测逆变器的相位角以及驱动频率的期间， 以相同 的驱动功率加热未知的被加热体， 而有可能无法根据锅的材质对锅进行加热。
     因此， 强烈要求开发出可以比以往的感应加热烹调器更迅速地检测有无被加热 体、 载置状态、 材质或者小件的技术。 另外， 期待开发出通过瞬间探测有无被加热体、 载置状 态、 材质、 小件， 按照最佳的驱动条件使被加热体感应加热的装置以及方法。
     本发明是为了解决上述问题而完成的， 提供一种感应加热烹调器， 其特征在于， 具 有： LCR 感应加热部， 由加热线圈以及与其串联连接的共振电容器构成 ； 驱动电路， 对所述 LCR 感应加热部以驱动频率进行电源供给 ； 驱动电压检测单元， 检测对所述 LCR 感应加热部 的两端施加的驱动电压 ； 驱动电流检测单元， 检测所述 LCR 感应加热部中流过的驱动电流 ； 1 次分量抽出单元， 从所检测出的驱动电压以及驱动电流， 抽出包含具有与驱动频率相同的 频率的 1 次分量的 1 次驱动电压以及 1 次驱动电流 ； 以及控制电路部， 根据 1 次驱动电压以 及 1 次驱动电流， 计算所述 LCR 感应加热部的电感或者共振频率和负载电阻， 并且根据所计 算出的电感或者共振频率和负载电阻， 判断是否应对所述 LCR 感应加热部进行电源供给。 另外， 本发明的感应加热烹调器根据所得到的共振频率和负载电阻、 电感来得到加热条件。 根据本发明的感应加热烹调器， 可以极其迅速 ( 几十微秒左右 ) 地探测有无被加 热体、 载置状态以及被加热体的材质等， 判断是否应对被加热体进行感应加热， 并且按照对 各个被加热体最佳的驱动条件， 从加热开始时刻立即对被加热体进行加热。
     附图说明
     图 1 是示出本发明的实施方式 1 的感应加热烹调器的电气结构的电路框图。
     图 2 是由驱动电压检测单元以及驱动电流检测单元检测出的驱动电压以及驱动 电流的波形图。
     图 3 是示出加热线圈上的由各种材质构成的圆板的载置状态的俯视图。
     图 4 是示出将由各种材质构成的圆板载置到各种位置时的共振频率与负载电阻 的关系的图。
     图 5 是示出将由各种材质构成的圆板载置到各种位置时的电感与负载电阻的关 系的图。
     图 6 是示出本发明的实施方式 2 的感应加热烹调器的电气结构的电路框图。
     图 7 是示出本发明的实施方式 4 的感应加热烹调器的多个加热线圈的俯视图。
     图 8 是示出包括实施方式 6 的感应加热烹调器的相位校正单元的电气结构的电路 框图。
     图 9 是示出来自全波整流用的整流电路的变动电压波形的图形。
     图 10 是示出实施方式 7 的驱动电压检测单元以及驱动电流检测单元收集驱动电 压以及驱动电流时的低速采样方法的概念图。
     图 11 示出全桥式驱动电路的驱动电压波形。
     图 12 是示出全桥式驱动电路的相位宽度与 1 次分量的系数的关系的图形。
     图 13 示出半桥式驱动电路的驱动电压波形。图 14 是示出半桥式驱动电路的相位宽度与 1 次分量的系数的关系的图形。
     ( 符号说明 )
     1～4： 感应加热烹调器、 10 ： 商用电源、 12 ： 整流电路、 14 ： 驱动电路、 20 ： LCR 感应 加热部、 22 ： 加热线圈、 24 ： 共振电容器、 26 ： 圆板 ( 虚拟锅 )、 28 ： 中央线圈、 29 ： 卫星线圈、 30 ： 驱动电压检测单元、 32 ： 驱动电流检测单元、 34 ： 电容器电压检测单元、 40 ： 1 次分量抽出 单元、 42 ： 相位校正单元、 50 ： 控制电路 具体实施方式
     以下， 参照附图， 说明本发明的感应加热烹调器的实施方式。 在各实施方式的说明 以及以下的附图， 使用同样的符号来参照同样的结构部件。
     实施方式 1.
     以下， 参照图 1 ～图 5， 详细说明本发明的感应加热烹调器的实施方式 1。图 1 是 示出实施方式 1 的感应加热烹调器 1 的概略的电气结构的电路框图。感应加热烹调器 1 大 致具有 ： 整流电路 12， 将来自二相或者三相的商用电源 10 的交流电流整流为直流电流 ； 驱 动电路 14， 对加热线圈 22 供给具有规定的驱动频率的高频电流 ； LCR 感应加热部 20， 由加 热线圈 22 以及与其串联连接的共振电容器 24 构成 ； 驱动电压检测单元 30， 检测对 LCR 感应 加热部 20 的两端施加的驱动电压 ； 以及驱动电流检测单元 32， 检测 LCR 感应加热部 20 中 流过的驱动电流。 具体而言， 整流电路 12 既可以是进行全波整流或者半波整流的电路， 也可以是具 有包括用于得到直流分量的电感、 电容器的滤波器电路 ( 都未图示 ) 的电路。另外， 驱动电 路 14 是包括 IGBT 等开关元件 ( 未图示 ) 的逆变器电路， 只要是进行逆变器驱动的电路则 可以使用任意的电路， 例如可以由半桥电路或者全桥电路构成。
     LCR 感应加热部 20 如上所述， 由加热线圈 22 以及与其串联连接的共振电容器 24 构成， 加热线圈 22 在图 1 中图示为电感 L 与负载电阻 R 的等价电路。在图中， 在电感 L 的 上方图示的是锅等被加热体 P。如果对加热线圈 22 供给了高频电流， 则在其周围形成交流 磁场 ( 交流磁场与由导电体构成的被加热体 P 磁链 )， 在被加热体 P 中形成窝电流， 而对被 加热体 P 自身进行加热。
     一般， LCR 感应加热部 20 的负载电阻 R 依赖于被加热体 P 的有无或者载置状态 ( 与被加热体 P 磁链的交流磁场 ) 而变动。即， 负载电阻 R 相当于对没有载置锅 P 时的加热 线圈 22 自身的线电阻 Rc 加上载置了锅 P 时的锅 P 的表观负载电阻 RL 而得到的电阻 (R ＝ RC+RL)。
     另外， 驱动电压检测单元 30 只要是检测对 LCR 感应加热部 20 的两端施加的驱动 电压 ( 输出电压 )V 的单元， 则也可以是具有本领域技术人员容易想到的任意的电路结构的 单元。 同样地， 驱动电流检测单元 32 只要是测定 LCR 感应加热部 20 中流过的驱动电流 ( 输 出电流 )I 的单元， 则也可以是具有任意的电路结构的单元， 作为实施方式 1 的驱动电流检 测单元 32， 例如采用电流互感器。
     进而， 本发明的感应加热烹调器 1 具备与驱动电压检测单元 30 以及驱动电流检测 单元 32 电连接的 1 次分量抽出单元 40。
     如上所述， 驱动电路 14 是包括 IGBT( 绝缘栅双极晶体管 ) 等开关元件的逆变器电
     路， 在通过具有规定的驱动频率 ( 例如 30kHz) 的控制信号 ( 门信号 ) 对 IGBT 进行驱动时， 驱动电压检测单元 30 以及驱动电流检测单元 32 检测图 2 所示那样的高频调制后的驱动电 压 V 以及驱动电流 I。
     高频调制后的驱动电压 V 以及驱动电流 I 一般表示为包含驱动频率的整数倍的高 次频率分量的合成波形。另外， 本发明的 1 次分量抽出单元 40 通过针对由驱动电压检测单 元 30 以及驱动电流检测单元 32 检测出的图 2 所示的驱动电压 V 以及驱动电流 I， 使用例如 驱动频率的整数倍的采样频率进行离散傅立叶变换， 仅抽出驱动电压 V 以及驱动电流 I 的 1 次分量 ( 即， 具有与驱动频率相同的频率的分量 )。另外， 在 1 次分量抽出单元 40 中， 作 为从具有多个高次频率分量的信号仅抽出 1 次分量的方法以及算法可以使用任意的方法， 可以使用一般市面销售的软件来仅抽出驱动电压 V 以及驱动电流 I 的 1 次分量。
     此时， 在本发明的 1 次分量抽出单元 40 中， 作为驱动电压 V 以及驱动电流 I 的 1 次分量， 可以如下式那样进行复数表示。
     [ 式 1]
     V1 ＝ V1 Re+j×V1 Im
     I1 ＝ I1 Re+j×I1 Im (1)
     此处， V1、 I1 表示驱动电压 V 以及驱动电流 I 的 1 次分量， V1Re、 I1Re 表示 V1、 I1 的实 部、 V1Im、 I1Im 表示 V1、 I1 的虚部、 j 表示虚数单位。
     另外， LCR 感应加热部 20 的阻抗 Z、 以及驱动电压 V1 以及驱动电流 I1 的相位 ( 相 对驱动电流 I1 的驱动电压 V1 的相位或者阻抗 Z 的相位 )θ 用下式来表示。
     [ 式 2]
     Z ＝ V1/I1
     θ ＝ arctan(Im(Z)/Re(Z)) (2)
     此处， Im(Z) 以及 Re(Z) 分别表示阻抗 Z 的虚部以及实部。另外， 驱动电压 V 以及 驱动电流 I 的相位也可以代替 arctan 而使用 arcsin 或者 arccos 来计算。在相位 θ 是 90 度附近时 arctan 发散， 而包含大量的误差， 所以有时优选使用 arcsin 或者 arccos 来计算 相位 θ。
     进而， 本发明的感应加热烹调器 1 如图 1 所示， 具备与驱动电路 14 以及 1 次分量 抽出单元 40 电连接的控制电路 50。本发明的控制电路 50 根据从上述 [ 式 2] 由 1 次分量 抽出单元 40 抽出的复数表示的 1 次分量的驱动电压 V1 以及驱动电流 I1， 计算 LCR 感应加 热部 20 的阻抗 Z 以及驱动电压 V1 以及驱动电流 I1 的相位 ( 偏角 )θ， 据此对驱动电路 14 供给适合的驱动信号 ( 门信号 )。
     同样地， 本发明的控制电路 50 可以计算用下式表示的 LCR 感应加热部 20 的有效 电力值 WE 以及电流实效值 IE。
     [ 式 3]
     WE ＝ Re(V1×I1*)/2
     此处 I1* 表示 I1 的复数共轭。 如上所述， 本发明的控制电路 50 可以根据驱动电压 V 以及驱动电流 I 的 1 次分量，计算 LCR 感应加热部 20 的阻抗 Z、 驱动电压 V1 以及驱动电流 I1 的相位 ( 相对驱动电流 I1 的驱动电压 V1 的相位或者阻抗 Z 的相位 )θ、 有效电力值 WE 以及电流实效值 IE。
     另一方面， 在包括 LCR 感应加热部 20 的一般的 LCR 电路中， 负载电阻 R、 阻抗 Z、 加 热线圈 22 的电感 L 以及共振频率 Fr 用下式来表示。
     [ 式 4]
     R ＝ WE/IE2
     Z ＝ R+j×(ωL-1/ωC)
     L ＝ (Rtanθ+1/ωC)/ω
     此处， ω 是 1 次分量的频率 f( 根据定义与驱动频率相同， 用 ω ＝ 2πf 来表示 )， C 是共振电容器 24 的静电电容， 都已知。因此， 本发明的控制电路 50 可以使用用 [ 式 2] 计 算出的 θ， 根据 [ 式 4] 求出共振频率 Fr 和负载电阻 R( ＝ RC+RL)。
     同样地， 可以以下那样求出共振频率 Fr。如上述 [ 式 2] 以及 [ 式 4] 那样， 负载电 阻 R、 阻抗 Z 用下式来表示。
     [ 式 5]
     Z ＝ V1/I1
     Z ＝ R+j×(ωL-1/ωC) (5)
     根据上述 [ 式 5]， 加热线圈 22 的电感 L 可以用下式来表示。
     [ 式 6]
     R ＝ Re(Z)
     L ＝ (Im(Z)+1/ωC)/ω (6)
     因此， 可以根据从上述 [ 式 6] 得到的电感 L 和共振电容器 24 的已知的静电电容 C 求出共振频率 Fr。
     [ 式 7]
     本发明的控制电路 50 通过如以下的详述， 从驱动电压 V 以及驱动电流 I 的 1 次分 量检测共振频率 Fr( 或者加热线圈 22 的电感 L) 和负载电阻 R， 探测被加热体 P 的载置状 态 ( 包括有无锅 P) 以及被加热体 P 的材质， 判断是否应对 LCR 感应加热部 20 进行电源供 给等。另外， 本发明的控制电路 50 可以根据在图 2 的高频调制后的驱动电压以及驱动电流 的单一的周期 ( 即， 在驱动频率是 30kHZ 时， 1 个周期是约 33 微秒 ) 中探测出的相位， 计算 共振频率 Fr( 或者加热线圈 22 的电感 L) 和负载电阻 R， 瞬间判断可否进行电源供给。
     此处， 以下， 使用具体例， 说明计算共振频率 Fr 和负载电阻 R， 而如何判断可否进 行电源供给。
     如图 3 所示， 准备在平面上卷绕的加热线圈 22 和多个圆板 26。圆板 26 由铁、 磁性 不锈钢、 非磁性不锈钢、 以及铝这 4 种材质构成。这些圆板 26 是虚拟的锅 P。将加热线圈 22 以及各圆板 26 的直径设成约 180mm 以及约 200mm， 将各圆板 26 的厚度全部设成 1.5mm。 圆板 26 在图 3(a) 中载置于加热线圈 22 上的中央 ( 同心圆 O 上 )( 在本申请中， 将该状态 称为 “重叠率是 100％” )。另外， 圆板 26 在图 3(b) 以及 (c) 中， 圆板 26 的外缘 E 分别配置
     于加热线圈 22 的直径的 75％以及 50％的位置 ( 重叠率分别是 75％以及 50％ )。即， 在重 叠率是 50％时， 圆板 26 的外缘 E 与加热线圈 22 的中心 O 重叠。
     针对由铁、 磁性不锈钢、 非磁性不锈钢、 以及铝的材质构成的 4 种圆板 26， 在分别 载置为重叠率成为 100％、 75％以及 50％之后 ( 对应于图 3(a)、 (b)、 (c))， 如上述的说明， 在 从驱动电压 V 以及驱动电流 I 的 1 次分量检测到 ( 计算 ) 共振频率 Fr 和负载电阻 R 时， 得 到图 4(a) 那样的图 ( 图形 )。另外， 在完全没有载置圆板 26 的情况 ( 无负载的情况 ) 下， 得到用双重圆表示的共振频率 Fr 以及负载电阻 R。
     根据本发明， 也可以针对材质不同的圆板 26， 将图 4(a) 的重叠率是 100％、 75％以 及 50％的点连续连接， 如图 4(b) 的阴影区域所示， 将重叠率小于 50％的区域设定为驱动禁 止区域。即， 本发明的控制电路 50 在所检测出的共振频率 Fr 和负载电阻 R 被包含于小于 重叠率 50％的驱动禁止区域中的情况下， 可以判断为锅 P 没有充分载置于加热线圈 22 的 上方、 或者载置了小件， 以不对 LCR 感应加热部 20 供给高频电流的方式， 控制驱动电路 14。 其中， 针对是否向 LCR 感应加热部 20 进行给电的阈值不限于 50％的重叠率， 而例如也可以 设成 40％以下或者 60％以下的重叠率。
     这样本发明的控制电路 50 事先设定 ( 存储 ) 以共振频率 Fr 和负载电阻 R 为参数 的、 禁止对 LCR 感应加热部 20 供给高频电流的驱动禁止区域， 以仅在这些检测出的值不包 含于驱动禁止区域时， 对 LCR 感应加热部 20 供给高频电流的方式， 控制驱动电路 14。 另外， 也可以如图 4(b) 所示， 以不对由铝构成的锅 P 进行加热的方式， 设定驱动禁止区域。即， 驱 动禁止区域可以根据产品规格自由设定。 如上所述， 本发明的控制电路 50 可以根据在高频调制后的驱动电压以及驱动电 流的单一的周期 ( 例如约 33 微秒 ) 中探测出的相位， 瞬间计算共振频率 Fr 和负载电阻 R， 所以可以防止不应加热的小件的加热， 所以极其安全， 在无负载时可以避免浪费的功耗， 所 以可以有助于节能。
     换言之， 根据本发明， 通过检测共振频率 Fr 和负载电阻 R， 可以瞬间检测锅 P 的材 质以及载置状态 ( 锅 P 在加热线圈 22 的上方载置为何种程度 )， 按照与锅 P 的材质以及载 置状态对应的最佳的驱动条件使锅 P 感应加热。
     另外， 在上述具体例中， 控制电路 50 检测共振频率 Fr 和负载电阻 R， 但也可以检测 加热线圈 22 的电感 L 和负载电阻 R， 同样地控制驱动电路 14。图 5(a) 以及图 5(b) 是在从 驱动电压 V 以及驱动电流 I 的 1 次分量检测了加热线圈 22 的电感 L 和负载电阻 R 时得到 的与图 4 以及图 4(b) 同样的图。在完全没有载置圆板 26 的情况 ( 即， 在无负载的情况 ) 下， 得到双重圆所示的电感 L 以及负载电阻 R。此时， 也可以以仅在所检测出的电感 L 和负 载电阻 R 没有包含于驱动禁止区域 ( 图中的阴影区域 ) 时， 对 LCR 感应加热部 20 供给高频 电流的方式， 控制驱动电路 14， 作为其阈值将重叠率设定为小于 40％。同样地， 还可以以不 对由铝构成的锅 P 进行加热的方式， 设定驱动禁止区域。
     另外， 已知在共振频率时可以最高效地加热。根据本发明， 可以得到锅 P 的共振频 率 Fr， 所以作为驱动频率可以选择共振频率 Fr。另外， 通常， 如果设成比共振频率 Fr 低的 频率， 则对 IGBT 等元件造成恶劣影响， 所以在不知共振频率 Fr 的情况下， 有时将驱动频率 设定为比实际的共振频率 Fr 非常高。在该情况下， 实际上限制了可以进一步增大电流来加 热， 作为设备对使用者造成加热限制。 根据本发明的结果可知共振频率 Fr， 所以可以得知用
     于得到期望的加热电力的驱动频率能够设定到多少， 可以实现加热调整。
     实施方式 2.
     以下， 参照图 6， 说明本发明的感应加热装置的实施方式 2。在实施方式 2 的感应 加热装置 2 中， 作为驱动电流检测单元 32， 代替电流互感器， 而使用对共振电容器 24 的两端 的电压进行检测的电容器电压检测单元 34 来检测 LCR 感应加热部 20 中流过的电流， 除了 该点， 具有与实施方式 1 的感应加热装置 1 同样的结构， 所以省略与其他结构部件关联的详 细说明。另外， 在图中， 使用同一符号示出同一结构部件。
     实施方式 2 的感应加热装置 2 如图 6 所示， 具有对共振电容器 24 的两端的电容器 电压 VC 进行检测的电容器电压检测单元 34， 电容器电压检测单元 34 与 1 次分量抽出单元 40 电连接。电容器电压 VC 与驱动电压 V 同样地， 包含驱动频率的整数倍的高次频率分量， 可以通过使用 1 次分量抽出单元 40 进行离散傅立叶变换， 仅抽出电容器电压 VC 的 1 次分量 VC1( 具有与驱动频率相同的频率的分量 )， 进行复数表示。另外， 电容器电压 VC 的 1 次分量 VC1 和驱动电流 I1 满足接下来的关系式。
     VC1 ＝ IC1/jωC
     [ 式 8]IC1 ＝ jωCVC1 (8) (8)
     此处， ω 是 1 次分量的频率 f( 根据定义与驱动频率相同， ω ＝ 2πf)， C 是共振 电容器 24 的静电电容， 都已知。
     根据上式可知， 驱动电流 I1 相比于电容器电压 VC1， 相位超前了 π/4(90 度 )。另 外， 根据本发明， 由于对电容器电压 VC1 进行复数表示， 所以可以根据下式通过极其简便的 计算求出驱动电流 I1。
     [ 式 9]
     VC1 ＝ a+j×b
     I1 ＝ (-b+j×a)×ωC (9)
     根据这样求出的驱动电流 I1， 如实施方式 1 的说明， 检测共振频率 Fr( 或者加热线 圈 22 的电感 L) 和负载电阻 R， 从而可以探测被加热体 P 的载置状态 ( 包括有无锅 P) 以及 被加热体 P 的材质， 瞬间地判断是否应对 LCR 感应加热部 20 进行电源供给等。
     另外， 根据实施方式 2， 通过省略实施方式 1 中使用的比较昂贵的电流互感器， 采 用更廉价地检测驱动电流的单元， 可以削减感应加热装置 2 的制造成本。
     实施方式 3.
     接下来， 以下， 说明本发明的感应加热装置的实施方式 3。
     在以往的感应加热装置中， 在加热线圈中开始流过电流时， 进行各种反馈控制， 同 时使电力逐渐增大， 而以最佳的驱动条件进行加热。即， 根据此前的感应加热装置， 需要用 于找出加热线圈的最佳驱动条件的用于反馈控制的实质上的时间。因此， 在使用了所谓摇 锅等烹调方法的情况等下， 起因于锅 P 的载置状态而产生了负载电阻 R 的急剧的变动时， 难 以与其相伴地使加热线圈的最佳驱动条件追随。
     但是， 在共振电容器 24 的电容 C 已知时， 根据本发明， 如实施方式 1 的说明 ( 参照 [ 式 4]、 [ 式 6]、 [ 式 7])， 可知包括 LCR 感应加热部 20 的加热线圈 22 的电感 L 和负载电阻 R 的所有常数。
     驱动的电压的理想波形可以通过驱动控制单元得到。 可以通过驱动波形的傅立叶 级数展开， 得到理想的驱动电压波形的 1 次分量的比例。由于 LCR 感应加热部 20 的电感 L、 负载电阻 R 以及共振电容器电容 C 已知， 所以 LCR 感应加热部 20 的阻抗 Zl 通过下式得到。
     [ 式 10]
     如上所述， 对锅供给的有效电力值 W 可以通过驱动电流 I 和负载电阻 R 得到并求 出负载电阻 R， 所以可以针对希望注入到 LCR 感应加热部 20 中的期望的有效电力值 W， 计算 所需的驱动电流 I。
     另外， 在阻抗 Z 过小、 而成为可以供给驱动电流 I 的范围外的情况下， 无法对该锅 P 供给期望的电力 W。在该情况下， 需要降低供给电力等处置。
     如果使用通过上述 [ 式 10] 得到的阻抗 Zl， 则可以通过对驱动电流 I 乘以阻抗 Zl 来求出所需的驱动电压。另外， 驱动的频率根据锅探测的结果来决定。
     控制电路 50 知道对驱动电路 14， 按照什么样的电压波形进行驱动。 该波形是理想 波形。如果对该理想波形进行傅立叶级数展开， 则可以得到 1 次的分量的电压的大小。其 中， 例如， 如果是半桥， 则针对每个占空比， 具有 1 次的分量的大小， 如果是全桥， 则针对每 个相位， 具有 1 次的分量的大小。由此， 可以得知为了得到所需的 1 次分量的驱动电压的大
     小而所需的占空比、 相位。
     在此时的驱动电压成为可以实际供给的值的范围外的情况下， 是实际上无法供给 的电力。在该情况下， 例如， 增大驱动频率等来再次尝试计算。由此， 即使在进行反馈控制 的情况下， 也可以提供大至接近希望加热的电力的初始值， 所以可以直至所要求的电力， 高 速注入电力。因此， 可以得到煤气那样的瞬间的加热感。
     另外， 根据本发明的感应加热烹调器 3， 可以根据驱动电压 V 以及驱动电流 I 的 1 次分量， 在极其短的时间 ( 在驱动频率是 30kHz 时， 约 33 微秒 ) 内求出 LCR 感应加热部 20 的共振频率 Fr、 电感 L 以及负载电阻 R， 所以在对锅 P 进行了摇锅时起因于锅 P 的载置状态 而负载电阻 R 急剧地变动了的情况下， 也可以始终按照最佳的条件驱动加热线圈 22， 而应 对摇锅烹调。
     实施方式 4.
     以下， 参照图 7， 说明本发明的感应加热装置的实施方式 4。实施方式 4 的感应加 热装置 4 具有多个加热线圈 22 和独立地驱动各个加热线圈的驱动电路， 除了该点以外， 具 有与实施方式 1 的感应加热装置 1 同样的结构， 所以省略与其他结构部件关联的详细说明。 另外， 在图中， 使用同一符号示出同一结构部件。
     实施方式 4 的感应加热装置 4 不限于此， 也可以如图 7 所示， 具有中央线圈 28 和 4 个卫星线圈 29a ～ 29d。中央线圈 28 以及卫星线圈 29a ～ 29d 分别连接到与实施方式 1 同样的驱动电路 ( 未图示 )。因此， 实施方式 4 的感应加热装置 4 通过针对中央线圈 28 以 及卫星线圈 29， 分别从驱动电压 V 以及驱动电流 I 的 1 次分量检测共振频率 Fr( 或者加热 线圈 22 的电感 L) 和负载电阻 R， 可以探测被加热体 P 的载置状态 ( 包括有无锅 P) 以及被 加热体 P 的材质， 瞬间地判断是否应对各加热线圈 28、 29 进行电源供给 ( 例如， 在驱动频率是 30kHZ 时， 以约 33 微秒 )。例如， 在锅 P 小、 而仅载置于中央线圈 28 的上方的情况下， 控 制电路 50 在加热刚刚开始之后， 探测在卫星线圈 29a ～ 29d 的上方没有载置锅 P， 立即停 止向卫星线圈 29a ～ 29d 的给电， 从而可以尽可能避免不需要的功耗。另外， 在锅 P 从中心 脱离， 而仅载置于中央线圈 28 和卫星线圈 29a、 29d 的上方时， 通过同样地停止向卫星线圈 29b、 29c 的给电， 可以避免不需要的功耗。
     实施方式 5.
     接下来， 以下， 说明本发明的感应加热装置的实施方式 5。实施方式 5 的感应加热 装置 5 代替上述实施方式的 1 次分量抽出单元 40， 而使用 n 次分量抽出单元， 除了该点以 外， 具有与实施方式 1 的感应加热装置 1 或者实施方式 2 的感应加热装置 2 同样的结构， 所 以省略与其他结构部件关联的详细说明。另外， 在图中， 使用同一符号示出同一结构部件。
     实施方式 5 的 n 次分量抽出单元 ( 未图示 ) 通过针对由驱动电压检测单元 30 以 及驱动电流检测单元 32 检测出的驱动电压 V 以及驱动电流 I， 使用驱动频率的 n 倍 (n 是自 然数 ) 的采样频率进行离散傅立叶变换， 不仅抽出驱动电压 V 以及驱动电流 I 的 1 次分量， 而且还抽出 n 次分量 ( 即， 具有驱动频率的 n 倍的频率的分量 )。
     一般， 为了对铝制的被加热体 P 高效地感应加热， 需要具有比在使由铁等构成的 被加热体 P 感应加热时使用的高频电流的驱动频率高的驱动频率。另外， 这样对由包括具 有高导电率以及低透磁率的铝的任意的金属材料构成的锅 P 感应加热的、 所谓全金属应对 的感应加热烹调器已经被提出 ( 例如日本专利第 3460997 号 )， 并在市场中销售， 本发明还 可以应用于上述全金属应对的感应加热烹调器。
     通常， 在通过具有 n 倍的驱动频率的驱动电流 I 对铝制的被加热体 P 感应加热时， 驱动频率的 1 次分量成为小的值， n 次分量变大。另外， 实施方式 5 的 n 次分量抽出单元在 与驱动电压 V 以及驱动电流的 1 次分量相比 n 次分量 ( 例如 3 次分量 ) 更大的情况下， 并 非抽出 1 次分量， 而抽出 n 次分量， 进行与上述同样的运算， 从而可以瞬间计算共振频率 Fr 以及负载电阻 R。 此时， 通过使用 n 次分量来运算， 无需增大 A/D 变换器的分辨率， 所以是优 选的。
     另外， 虽然没有详细图示， 但作为示出使用 n 次分量来计算出的共振频率与负载 电阻的关系的图， 得到与图 4(a) 同样的图 ( 其中， 铝圆板的负载电阻伴随共振频率的增大， 而如图 4(a) 所示变大 )。 即， 控制电路部 50 根据 n 次驱动电压以及 n 次驱动电流， 计算 LCR 感应加热部 20 的电感 L 或者共振频率 Fr 和负载电阻 R， 并且根据所计算出的电感 L 或者 共振频率 Fr 和负载电阻 R， 判断是否应对 LCR 感应加热部 20 进行电源供给。这样， 实施方 式 5 的感应加热烹调器可以使用示出振频率与负载电阻的关系的上述图， 来探测针对被加 热体 P 的材质和加热线圈 22 的重叠率， 在驱动禁止区域中不对加热线圈 22 进行电源供给。
     实施方式 6.
     以下， 参照图 8， 说明本发明的感应加热装置的实施方式 6。 实施方式 6 的感应加热 装置 6 具有在由驱动电压检测单元 30 以及驱动电流检测单元 32( 或者电容器电压检测单 元 34) 检测出的驱动电压 V 与驱动电流 I 之间检测起因于这些检测单元的相位差 (φ) 的 相位校正单元 42， 除了该点以外， 具有与上述实施方式的感应加热装置 ( 尤其是实施方式 1 的感应加热装置 1 或者实施方式 2 的感应加热装置 2) 同样的结构， 所以省略与其他结构部 件关联的详细说明。另外， 在图中， 使用同一符号来示出同一结构部件。图 8 是在实施方式 1 的感应加热装置 1 中嵌入了相位校正单元 42 的实施方式 6 的感应加热装置 6 的电路框图。对于本领域技术人员可知， 针对实施方式 2 的感应加热装 置 2， 也可以同样地采用实施方式 6 的相位校正单元 42。在图 8 所示的感应加热装置 6 中， 如上所述， 有时依赖于驱动电压检测单元 30 以及驱动电流检测单元 32 的电路结构， 而在驱 动电压检测单元 30 检测的驱动电压 V、 与驱动电流检测单元 32 检测的驱动电流 I 之间产生 相位差 (φ)。这样的相位差 (φ) 对本发明的 1 次分量抽出单元 40 根据 1 次驱动电压以及 1 次驱动电流计算 LCR 感应加热部 20 的电感 L 或者共振频率 Fr 和负载电阻 R 时的运算结 果造成恶劣影响。因此， 优选为设置校正上述相位差 (φ) 的相位校正单元 42。
     在处于没有设置锅 P 的状态 ( 无负载状态 ) 的 LCR 感应加热部 20 中， 负载电阻 R 仅依赖于加热线圈 22 的线电阻， 由于是无负载状态 ( 没有与锅 P 的磁耦合的状态 )， 所以电 感 L 与加热线圈 22 的电感相同， 共振用电容器 C 的静电电容是固定值， 且已知。因此， LCR 感应加热部 20 的各常数已知， 所以可以理论上计算在无负载状态下供给了电源时的驱动 电压 V 与驱动电流 I 之间产生的相位差 (θ)。
     另一方面， 实际上， 在对 LCR 感应加热部 20 以无负载状态供给了电源时， 可以使用 1 次分量抽出单元 40 来检测在驱动电压检测单元 30 检测的驱动电压 V、 与驱动电流检测单 元 32 检测的驱动电流 I 之间产生的相位差。例如， 在相对由 1 次分量抽出单元 40 检测出 的驱动电压 V 的驱动电流 I 的相位差是 (θ-φ) 时， 可以判断为起因于驱动电压检测单元 30 以及驱动电流检测单元 32 的电路结构， 而驱动电流 I 比实际延迟相位偏移 (φ) 而被检 测出。 此时， 通过对驱动电流 I 的检测结果加上相位偏移 (φ)， 可以校正为更接近实际的驱 动电流 I。 更具体而言， 例如在产品出厂时， 通过以没有载置锅 P 的状态 ( 无负载状态 ) 进 行电源供给， 检测上述相位偏移 (φ)， 并将该信息预先存储到相位校正单元 42 内的存储器 ( 未图示 ) 中。然后， 当用户实际使用时， 相位校正单元 42 将通过相对由 1 次分量抽出单元 40 检测出的驱动电压 V 的驱动电流 I 的相位偏移 (φ) 校正后的相位差信号供给到控制电 路 50。
     另外， 为了对所检测出的驱动电流 I 加上相位偏移 (φ) 而得到校正后的驱动电流 Ia， 可以将 C 作为复数系数使用下式简单地计算。
     [ 式 11]
     Ia ＝ C×I
     C ＝ cosφ+jsinφ (11)
     另外， 在相对所检测出的驱动电压 V 的驱动电流 I 的相位偏移 (φ) 还依赖于驱动 频率而变动的情况下， 优选针对所使用的每个驱动频率预先检测相位偏移 (φ)， 并存储到 相位校正单元 42 内的存储器 ( 未图示 ) 中。
     这样根据实施方式 6， 使用相位校正单元 42， 通过相对驱动电压 V 的驱动电流 I 的 相位偏移 (φ) 进行校正， 使用更正确地检测出的驱动电压 V 以及驱动电流 I， 检测共振频率 Fr 和负载电阻 R， 从而可以瞬间检测锅 P 的材质以及载置状态， 按照与锅 P 的材质以及载置 状态对应的最佳的驱动条件对锅 P 感应加热。
     实施方式 7.
     以下， 参照图 9， 说明本发明的感应加热装置的实施方式 7。 实施方式 7 的感应加热
     装置 7 可以使用比使用了驱动电压 V 和驱动电流 I 的 1 次分量更简便的方法， 来检测 LCR 感 应加热部 20 的电力， 除了该点以外， 具有与上述实施方式的感应加热装置同样的结构， 所 以省略与其他结构部件关联的详细说明。另外， 在图中， 使用同一符号示出同一结构部件。
     一般， 电力是通过针对将商用电源的电压和电流相乘的结果在规定期间进行积分 并除以规定期间而得到的， 尤其是由 LCR 感应加热部 20 消耗的电力被检测为整流电路 12 的两端的电压、 与从其输出的电流之积。
     构成整流电路 12 的平滑电容器 ( 未图示 ) 具有充分大的静电电容， 在可以视为整 流电路 12( 平滑电容器 ) 的两端的电压 VC 大至恒定的情况 ( 可以视为大至为直流电流的 情况 ) 下， 由 LCR 感应加热部 20 消耗的电力可以计算为在任意的定时测定出的电压 VC 与 从整流电路 12 输出的电流 IC 之积。
     但是， 为了使由整流电路 12 输出的电压波形成为直流波形， 需要静电电容大的平 滑电容器， 如果使用静电电容大的平滑电容器， 则无效电力增大而功率因数恶化， 而并不优 选。
     因此， 实际使用的全波整流用的整流电路 12 的两端的电压 VC 在 LCR 感应加热部 20 的负载小时， 可以视为大至恒定， 但在负载大时， 如图 9 所示， 成为对电源电压进行了全 波整流那样 ( 与商用电源一起变动 ) 的波形。如果这样整流电路 12 的电压 VC 变动， 则从 整流电路 12 输出的电流 IC 也变化， 如上所述， 无法单纯地通过电压 VC 与电流 IC 之积来求 出由 LCR 感应加热部 20 消耗的电力。
     另一方面， 可以检测驱动电压检测单元 30 检测的驱动电压 V 以及驱动电流检测单 元 32 检测的驱动电流 I， 所以有效电力 W 可以通过上式 [ 式 3] 求出， 通过合计图 2 所示的 线圈驱动的 1 个周期中的在多个定时得到的有效电力 W， 可以求出线圈驱动的 1 个周期中 的 Wc。另外， 如上所述， 驱动电压 V 与整流电路 12 的两端的电压 VC 一起变动， 所以通过在 与商用电源的 1 个周期相当的时间中持续 ( 即， 相当于多个线圈驱动周期的期间 ) 运算有 效电力 Wc， 可以正确地检测由 LCR 感应加热部 20 消耗的电力。
     其中， 例如， 在商用电源的 1 个周期是 1/60 秒 (60Hz)， 且图 2 的线圈驱动的 1 个周 期是 1/30000 秒 (30kHz) 时， 为了在商用电源的 1 个周期中测量由 LCR 感应加热部 20 消耗 的电力， 需要在与商用电源的至少 1/2 周期 ( 即， 线圈驱动 250 周期量 ) 相当的期间中， 持 续检测有效电力 Wc。 但是， 这样的一连串的运算处理需要不间断地进行高速的 A/D 变换， 为 了针对 CPU 的数据取入和运算处理， 产生很大的负荷。
     因此， 在实施方式 7 的发明中， 提出了使用任意的适合的单元， 检测整流电路 12 的 两端的电压 VC 的平均值以及峰值电压 VP， 在得到峰值电压 VP 的定时， 求出线圈驱动的 1 个 周期中的电力 Wc 的技术。 如上所述， 线圈驱动的 1 个周期相对商用电源的 1 个周期极其小， 所以可以视为线圈驱动的 1 个周期中的有效电力 Wc 不由于电压 VC 而变动。
     另外， 在包括峰值电压 VP 的任意的定时， 电力与电压的平方成比例， 所以即使在电 压变动的情况下， 平均电力也与变动电压的平方成比例， 其比恒定。因此， 可以考虑为即使 在整流电路 12 的两端的电压 VC 如图 9 所示具有变动波形的情况下， 整流电路 12 的两端的 电压 VC 的平均值的平方相对整流电路 12 的 1 个周期中的平均电力之比， 等于峰值电压 VP 的平方相对在得到峰值电压 VP 的定时检测出的线圈驱动的 1 个周期中的相对电力 Wc 之比。
     因此， 控制电路 50 可以通过下式在商用电源的 1 个周期中求出整流电路 12 的 1个周期中的平均电力。
     ( 平均电力 ) ＝ ( 电压 VC 的平均的平方 )/( 电压 VP 的平方 )×( 电力 Wc)
     另外， 在整流电路 12 进行全波整流的情况下， 整流电路 12 的两端的电压 VC 的平 均值以及峰值电压 VP 也可以并非在商用电源的 1 个周期检测， 而在半周期中检测。这样， 可以使用比使用了驱动电压 V 和驱动电流 I 的 1 次分量更简便的运算来计算电力。
     实施方式 8.
     以下， 参照图 10， 说明本发明的感应加热装置的实施方式 8。在实施方式 8 的感应 加热装置 8 中， 驱动电压检测单元 30 以及驱动电流检测单元 32 使收集驱动电压 V 以及驱 动电流 I 的数据的采样速度成为低速， 除了该点以外， 具有与上述实施方式的感应加热装 置同样的结构， 所以省略与其他结构部件关联的详细说明。另外， 在图中， 使用同一符号示 出同一结构部件。
     如上所述， 为了检测被加热体 P 的共振频率 Fr( 或者电感 L) 和负载电阻 R， 需要在 线圈驱动的 1 个周期中检测驱动电压 V 以及驱动电流 I。 通常， 驱动电压检测单元 30 以及驱 动电流检测单元 32 取入以采样频率进行了时分割时的各个定时下的驱动电压 V 以及驱动 电流 I， 通过 A/D 变换器变换为数字数据， 用于共振频率 Fr 以及负载电阻 R 的运算。但是， 如果在图 2 的线圈驱动的 1 个周期中， 时分割为例如 32 点， 则在线圈驱动的频率是 30kHZ 时， 需要在商用电源的 1 个周期中取入 96 万点 (960kHz) 的驱动电压 V 以及驱动电流 I， 进 行模拟 / 数字变换， 据此求出共振频率 Fr 以及负载电阻 R。 但是， 这样的运算处理需要高速 的 A/D 变换器， 但 CPU 内置的 A/D 变换器在多数情况下是低速， 而为了实现高速的 A/D 变换 需要外挂的专用 A/D 变换器， 所以不可避免地成本变高。
     因此， 实施方式 8 的发明提出了针对驱动电压 V 以及驱动电流 I 以更低的采样速 度进行数据收集的技术。首先， 假设为驱动电压 V 以及驱动电流 I 在商用电源的 1 个周期 中实质上不变化。
     以往， 对线圈驱动的 1 个周期进行 n 分割 ( 在图 10 中， 例如 5 分割 )， 将驱动电压 V 以及驱动电流 I 的数据收集 n 次， 将此时的采样间隔设成 s。
     实施方式 8 的驱动电压检测单元 30 以及驱动电流检测单元 32 不变更该采样间隔 s， 而如图 10 所示， 按照采样间隔 {s×(n+1)} 的间隔收集驱动电压 V 以及驱动电流 I 的数 据， 从而可以依次 ( 按升序 ) 探测线圈驱动的多个周期中的不同定时的驱动电压 V 以及驱 动电流 I。
     择一地， 实施方式 8 的驱动电压检测单元 30 以及驱动电流检测单元 32 不变更该 采样间隔 s， 而如图 10 所示， 按照 {s×(n-1)} 的间隔收集驱动电压 V 以及驱动电流 I 的数 据， 从而可以依次 ( 按降序 ) 探测线圈驱动的多个周期中的不同定时的驱动电压 V 以及驱 动电流 I。
     因此， 由于假设为驱动电压 V 以及驱动电流 I 不变化， 所以根据实施方式 8， 与以往 同样地， 在将驱动电压 V 以及驱动电流 I 的数据收集了 n 次时， 可以得到与线圈驱动的 1 个 周期量相当的 1 个完整的数据组。
     另外， 在如实施方式 7 说明的那样， 整流电路 12 的两端的电压 VC 变动的情况下， 线 圈驱动的多个周期中的驱动电压 V 以及驱动电流 I 也有可能依赖于电压 VC 而变动。但是， 在整流电路 12 的电压 VC 具有峰值电压 VP 的区域中， 比较恒定， 所以优选在该定时针对驱动电压 V 以及驱动电流 I 以更低的采样速度进行数据收集。或者， 也可以在根据变动的电压 VC， 校正了线圈驱动的多个周期中的驱动电压 V 以及驱动电流 I 之后， 得到与线圈驱动的 1 个周期量相当的 1 个完整的数据组。
     实施方式 9.
     以下， 参照图 11 ～图 14， 说明本发明的感应加热装置的实施方式 9。实施方式 9 的感应加热装置 9 使用被加热体 P 的共振频率 Fr 以及负载电阻 R， 瞬间实现由 LCR 感应加 热部 20 消耗的期望的电力， 除了该点以外， 具有与上述实施方式的感应加热装置同样的结 构， 所以省略与其他结构部件关联的详细说明。另外， 在图中， 使用同一符号示出同一结构 部件。
     在上述实施方式中， 如上所述， 根据本发明， 可以使用一次分量抽出单元 40， 来检 测被加热体 P 的共振频率 Fr( 或者电感 L) 和负载电阻 R。此时， 如果由用户设定了作为目 标的电力 W， 则实现其的电流 I 通过下式提供。
     [ 式 12]
     如果将驱动频率设成 f、 将角速度设成 ω( ＝ 2πf)、 将 LCR 感应加热部 20 的电感 设成 L、 将负载电阻设成 R、 以及将共振电容器 24 的静电电容设成 C， 则其阻抗 Z 通过下式表 示。
     [ 式 13]
     因此， 为了对该阻抗 Z 得到实现目标电力 W 的电流 I 而所需的电压通过下式来表示。 [ 式 14]
     V ＝ Z·I (14)
     以下， 首先说明驱动电路 14 是全桥式驱动电路的情况。
     图 11 示出全桥式驱动电路的驱动电压波形 (1 个周期量、 一次分量 )。一般， 通过 控制图 11 所示的相位宽度 a， 可以控制 LCR 感应加热部 20 的电力。该驱动电压波形的傅立 叶级数展开 v(x) 通过下式来表示。
     [ 式 15]
     此处， 0 ＜ a ＜ π。于是， 上述 1 次分量的系数 c1(a) 通过下式来表示。 [ 式 16]图 12 是示出相位宽度 a 与 1 次分量的系数 c1(a) 的关系的图形。此处， 如果将作 为目标的电压设成 Vd， 则相位宽度 a 的值通过下式求出。
     [ 式 17]
     如上所述， 根据本发明， 可以使用一次分量抽出单元 40， 瞬间探测相位宽度 a、 即 由 LCR 感应加热部 20 消耗的期望的电力。
     接下来， 说明驱动电路 14 是半桥式驱动电路的情况。
     图 13 示出半桥式驱动电路的驱动电压波形 (1 个周期量、 一次分量 )。同样地， 通 过控制图 13 所示的相位宽度 a， 可以控制 LCR 感应加热部 20 的电力。该驱动电压波形的傅 立叶级数展开 v(x) 通过下式来表示。
     [ 式 18]
     此处， 0 ＜ a ＜ π。于是， 上述 1 次分量的系数 c1(a) 通过下式来表示。 [ 式 19]图 14 是示出相位宽度 a 与 1 次分量的系数 c1(a) 的关系的图形。此处， 相位宽度 a 通常表示为占空比 d(％ ) 的情况较多， 具有下述关系。
     [ 式 20] 此处， 如果将作为目标的电压设成 Vd， 则相位宽度 a 的值通过下式求出。 [ 式 21]
     如果将其代入上式 [ 式 20] 而求出 d， 则得到占空比。这样， 即使在使用了半桥式 驱动电路 14 的情况下， 也可以使用一次分量抽出单元 40， 瞬间探测相位宽度 a、 即由 LCR 感 应加热部 20 消耗的期望的电力。另外， 从图 14 可知， 即使占空比是 50％以上时， 也没有效 果， 而被控制为 50％以下。
     另外， 如上所述， 在使用本发明的一次分量抽出单元 40， 来探测被加热体 P 的共振 频率 Fr 以及负载电阻 R 时， 需要在线圈驱动的 1 个周期中检测驱动电压 V 以及驱动电流 I。 此时， 虽然没有详细图示， 但一次分量抽出单元 40 中使用的 A/D 变换器优选选择为， 其采样 频率成为驱动频率 ( 时钟频率 ) 的 n 倍 (n 是 2 以上的自然数 )。也可以择一地选择， 以使 A/D 变换器的采样频率成为驱动频率 ( 时钟频率 ) 的 1/n 倍 (n 是 2 以上的自然数 )。不论 在何种情况下， 驱动频率 ( 时钟频率 ) 以及 A/D 变换器的采样频率都优选使用相同的时钟
     发信源来构成。