一种高效率光伏并网逆变器.pdf

本发明公开了一种高效率光伏并网逆变器，属于电力电子变换器技术领域。该变换器包括：DSP控制器、第一MOS管、第二MOS管、变压器、驱动电路、采样电路、电感、电容、负载，变压器包括一个原边绕组和两个副边绕组。在光伏发电领域，DC-DC变换部分是逆变器的关键部件，目前DC-DC变换部分一般采用的是硬开关技术，致使电能转换效率偏低，同时电路中电压、电流应力过大，造成较大的电磁干扰。因此，本发明采用LLC谐振变换技术，充分利用了元件自身寄生参数，减小了电压、电流应力，使开关频率等于谐振频率，增大了转换效率。本发明的高效率光伏并网逆变器特别适用于对变换器效率要求较高的场合。

权利要求书1.  一种高效率光伏并网逆变器，其特征在于：包括直流电压输入端(Vin)、 DSP控制器、第一MOS管(Q1)、第二MOS管(Q2)、变压器(T)以及作为 输出端的负载(R)，变压器(T)包括一个原边绕组和两个副边绕组；第一MOS 管(Q1)和第二MOS管(Q2)通过LLC谐振电路与变压器(T)的原边绕组相 连，变压器(T)的两个副边绕组通过整流滤波电路与负载(R)相连；DSP控 制器的两路PWM输出通过驱动电路分别与第一MOS管(Q1)和第二MOS管 (Q2)的栅极连接，同时DSP控制器完成输入电压、输出电压以及输出电流的 采集。 2.  根据权利要求1所述的高效率光伏并网逆变器，其特征在于：所述第一 MOS管(Q1)的漏极接电压输入正端，第一MOS管(Q1)的源极和第二MOS 管(Q2)的漏极连接，第二MOS管(Q2)源极接地；电压输入端(Vin)的正 负极上第一电容(C1)和第二电容(C2)串联后，并在电压输入端(Vin)的两 端；LLC谐振电路分别接在第一电容(C1)与第二电容(C2)的连接点以及第 一MOS管(Q1)的源极和第二MOS管(Q2)的漏极的连接点上。 3.  根据权利要求1或2所述的高效率光伏并网逆变器，其特征在于：所述 第一MOS管(Q1)和第二MOS管(Q2)上分别并联有第一体二极管(D1)和 第二体二极管(D2)，且第一体二极管(D1)和第二体二极管(D2)的阳极分别 与第一MOS管(Q1)和第二MOS管(Q2)的源极相连，第一体二极管(D1) 和第二体二极管(D2)的阴极分别与第一MOS管(Q1)和第二MOS管(Q2) 的漏极相连。 4.  根据权利要求2所述的高效率光伏并网逆变器，其特征在于：所述LLC 谐振电路包括串联的谐振电感(Lr)和谐振电容(Cr)，谐振电感(Lr)连接在 第一MOS管(Q1)源极和第二MOS管(Q2)漏极的连接点上，谐振电容(Cr) 连接在变压器(T)原边绕组的同名端上，变压器(T)原边绕组的异名端连接在 第一电容(C1)和第二电容(C2)的连接点上。 5.  根据权利要求1所述的高效率光伏并网逆变器，其特征在于：所述整流 滤波电路包括第一整流二极管(D3)、第二整流二极管(D4)、滤波电感(Lf) 以及输出滤波电容(Cf)；变压器(T)副边第一绕组同名端和第一整流二极管(D3) 的阳极相连，第一绕组异名端和副边第二绕组同名端接地，第二绕组异名端和第 二整流二极管(D4)的阳极相连；滤波电感(Lf)一端与第一整流二极管(D3) 和第二整流二极管(D4)阴极相连，另一端与输出滤波电容(Cf)的一端相连后 作为输出端的正极；滤波电容(Cf)的另一端接地，负载(R)并联在滤波电容 (Cf)的两端。 6.  根据权利要求1任意一项所述的高效率光伏并网逆变器，其特征在于： 所述DSP控制器的第一路模/数端通过第一电压采样电路与电压输入正端连接， 第二路模/数端通过第二电压采样电路与输出正端连接，第三路模/数端通过电流 采样电路连接在变压器(T)副边第一绕组异名端和地的连接点之间。

说明书一种高效率光伏并网逆变器
技术领域
本发明属于电力电子变换器技术领域，尤其涉及一种高效率光伏并网逆变 器。
背景技术
随着石油、煤炭等资源的消耗，能源短缺的现象越来越严重，同时由其造成 的污染越来越严重，对人民的生活、健康产生了较大的影响，因此发展新能源、 清洁能源已是大势所趋。近年来，太阳能发电得到了大量的应用，并取得了一定 的效益。光伏并网逆变器的光伏逆变系统的核心部件，传统方法采用工频隔离变 压器T，从而致使逆变器体积大、笨重、成本高、效率低。
同时现存的光伏并网逆变器大多采用模拟元件、模拟控制方式，优点是响应 快，但在许多方面存在不足。比如开关损耗过大致使变换器效率低等问题，同时， 传统的模拟移相全桥ZVS变换器需要大量的分立元件，由此带来较高的成本， 而且模拟器件之间连接复杂，给故障检测与维修带来较大困难，而且模拟控制易 受环境(如噪声，环境温度、湿度、震动等)影响，稳定性较差。
发明内容
本发明的目的在于解决上述现有技术中现存光伏并网逆变器负载范围窄、成 本高、效率低等缺陷，提出了一种高效率光伏并网逆变器。
为了实现上述目的，本发明采用以下技术方案予以实现：
一种高效率光伏并网逆变器，包括直流电压输入端、DSP控制器、第一MOS 管、第二MOS管、变压器以及作为输出端的负载，变压器包括一个原边绕组和 两个副边绕组；第一MOS管和第二MOS管通过LLC谐振电路与变压器的原边 绕组相连，变压器的两个副边绕组通过整流滤波电路与负载相连；DSP控制器的 两路PWM输出通过驱动电路分别与第一MOS管和第二MOS管的栅极连接，同 时DSP控制器完成输入电压、输出电压以及输出电流的采集。
所述第一MOS管的漏极接电压输入正端，第一MOS管的源极和第二MOS 管的漏极连接，第二MOS管源极接地；电压输入端的正负极上第一电容和第二 电容串联后，并在电压输入端的两端；LLC谐振电路分别接在第一电容与第二电 容的连接点以及第一MOS管的源极和第二MOS管的漏极的连接点上。
所述第一MOS管和第二MOS管上分别并联有第一体二极管和第二体二极 管，且第一体二极管和第二体二极管的阳极分别与第一MOS管和第二MOS管 的源极相连，第一体二极管和第二体二极管的阴极分别与第一MOS管和第二 MOS管的漏极相连。
所述LLC谐振电路包括串联的谐振电感和谐振电容，谐振电感连接在第一 MOS管源极和第二MOS管漏极的连接点上，谐振电容连接在变压器原边绕组的 同名端上，变压器原边绕组的异名端连接在第一电容和第二电容的连接点上。
所述整流滤波电路包括第一整流二极管、第二整流二极管、滤波电感以及输 出滤波电容；变压器副边第一绕组同名端和第一整流二极管的阳极相连，第一绕 组异名端和副边第二绕组同名端接地，第二绕组异名端和第二整流二极管的阳极 相连；滤波电感一端与第一整流二极管和第二整流二极管阴极相连，另一端与输 出滤波电容的一端相连后作为输出端的正极；滤波电容的另一端接地，负载并联 在滤波电容的两端。
所述DSP控制器的第一路模/数端通过第一电压采样电路与电压输入正端连 接，第二路模/数端通过第二电压采样电路与输出正端连接，第三路模/数端通过 电流采样电路连接在变压器副边第一绕组异名端和地的连接点之间。
与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：
本发明采用LLC谐振电路进行隔离大大缩小逆变系统的体积，同时提高了 效率和功率密度。LLC谐振电路是在传统的串联谐振电路基础上，将变压器和励 磁电感串联在LLC谐振电路中，构成一个LLC谐振电路。相比传统的串联谐振 电路，由于增加了一个谐振电感，使得电路谐振频率降低，无需使用额外辅助网 络就可以实现全负载范围内的开关管零电压开关；其次，变压器副边整流二极管 可以有条件的工作在零电压关断，减小了二极管反向恢复所产生的损耗。本发明 负载范围宽、效率高，负载范围可达到10％—100％，10％负载时效率达到70％， 60％以上负载时达到90％以上；本发明成本低，采样数字控制减少了大量的模拟 器件，同时电路可靠性高，对电路中的电压过冲进行控制，保证电路可靠工作； 当电路发生过流、过压、欠压时，能够封锁开关管实现对电路的保护。
附图说明
图1为本发明的电路图；
图2为本发明升压模式电路工作的波形图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的具体实施做详细的阐述。
参见图1，本发明包括：DSP控制器、第一MOS管Q1、第二MOS管Q2、 变压器TT、驱动电路、采样电路、电感、电容、负载，变压器T包括一个原边 绕组和两个副边绕组。
第一MOS管Q1漏极接输入正端，第一MOS管Q1的源极和第二MOS管 Q2的漏极连接，第二MOS管Q2源极接地；DSP控制器的两路PWM输出通过 驱动电路分别与第一MOS管Q1、第二MOS管Q2栅极连接，DSP控制器的第 一路模/数端通过第一电压采样电路与输入正端连接，第二路模/数端通过第二电 压采样电路与输出正端连接，第三路模/数端通过电流采样电路连接在变压器T 副边第一绕组异名端和地的连接点之间。变压器T的原边绕组的同名端通过漏感 与第一MOS管Q1的源极连接，异名端与第一电容C1和第二电容C2的连接点 连接；变压器T副边第一绕组同名端和第一整流二极管D3的阳极连接，异名端 和变压器T副边第二绕组同名端与副边地连接；变压器T副边第二绕组异名端和 第二整流二极管D4阳极连接。滤波电感Lf一端和第一整流二极管D3阴极、第 二整流二极管D4的阴极相连，另一端与低压端连接，输出滤波电容Cf一端与输 出正极连接，另一端与地连接，负载R接在正负输出之间。本发明开关管的开关 频率等于谐振频率，谐振电流是纯粹的正弦波，副边整流电路的输出电流临界连 续，均方根值最小，开关管导通损耗最小，电路效率最高。
本发明的原理及工作过程：
本发明充分利用了元件自身寄生参数，减小了电压、电流应力，可在非常宽 的负载范围内实现软开关，增大了转换效率，通过变压器T实现了低压端和高压 端的隔离，通过采样电路和驱动电路实现了直流隔离，特别适用于对变换器效率 要求较高的场合。
如图1所示，对本发明的工作原理进行详细说明，两个开关管180°互补导通 且中间存在死区，以防止直通，调节占空比的大小可以对输出电压进行调节。LLC 谐振电路具有两个谐振频率，一个是谐振电感Lr和谐振电容Cr的谐振频率fr， 另一个是励磁电感Lm加上谐振电感Lr与谐振电容Cr的谐振频率fm。LLC电 路根据开关频率范围可以分为四种模式，本文只讨论fr>fs>fm模式下的工作原 理，一个开关周期内整个工作过程如下所述，电路工作波形如图2所示：
t1—t2：t＝t0时，谐振电流为负，第一MOS管Q1的体二极管导通，第一 MOS管Q1两端电压为零，此时第一MOS管Q1为零电压导通。能量从电源正 极流向第一电容C1、第二电容C2中点，谐振电感Lr与谐振电容Cr谐振，谐振 电流ILr经过第一MOS管Q1并以正弦形式逐渐上升，流过变压器T原边的电流 IT为谐振电流ILr与励磁电流ILm之差，变压器T原边电压极性上正下负，副边 极性也为上正下负，因此第一整流二极管D3自然导通，变压器T原边电压被钳 位在nV0。(n为变压器T变比)，励磁电流线性上升。
t2—t3：t＝t2时，第一MOS管Q1关断，此时第二MOS管Q2也处于关断状 态，电路进入死区时间。谐振电流ILr对第二MOS管Q2的结电容放电，当它的 电压降到零时，体二极管导通，变压器T原边绕组极性变为上负下正，副边第二 整流二极管D4自然导通，励磁电感Lm电压被输出电压钳位，不再参与谐振。 谐振电流开始减小，励磁电流线性减小。t3时刻第二MOS管Q2零电压开通。
t3—t4：在t＝t4时，第二MOS管Q2零电压开通，与第一阶段类似，谐振电 感Lr与谐振电容Cr谐振，谐振电流以正弦形式减小，励磁电流线性减小。t4时 刻谐振电流等于励磁电流；
t4—t5：在t＝t4时，变压器T原边电压为零，副边整流二极管全部截止，原 边不再向副边提供能量，励磁电感不再被输出电压钳位，开始参与谐振。LLC谐 振电流基本不变；
t5—t6：与t2—t3阶段类似，电路进入死区时间，第一MOS管Q1、第二 MOS管Q2全部关断，谐振电流ILr对第一MOS管Q1的结电容充电，当它的电 压等于电源电压时，体二极管导通，变压器T原边绕组极性上正下负，副边第一 整流二极管D3自然导通，励磁电感Lm电压被输出电压钳位，不再参与谐振。
在t1—t2阶段和t4—t5阶段，假设谐振电流不变，设为Im，则输出电压U0 可表示为：
U o = 1 2 n U in + I m 4 nC ( T - T s ) ]]>
式中：Uin为输入电压；T为开关周期；Ts为Lr与Cr谐振时的谐振周期。 从式中可以看出，当T＝Ts即fr＝fs时这种情况下t1—t2阶段和t4—t5阶段将不存 在，谐振电流是纯粹的正弦波，副边整流电路输出电流临界连续，均方根值最小， 开关管导通损耗最小，电路效率最高。所以，当LLC电路工作在谐振频率时， 效率最高。本文中LLC电路的主要作用就是隔离，在保证隔离的基础上要使效 率最高，因此本发明使开关管的开关频率等于谐振频率。
系统采用高性能的DSP控制器芯片进行检测、控制，采样电路对电压、电 流进行采样，采样数据进行模数转换，DSP控制器芯片对数据进行处理，从而调 节PWM的占空，PWM经驱动电路后对开关管进行控制，对输出进行调节，如 果采样数据异常，说明电路发生了故障，此时能够封锁所有开关管，实现对电路 的保护。
以上所述的本发明实施方式，并不构成对本发明保护范围的限定。任何在本 发明的精神和原则之内所做的修改、等同替换、和改进等，均应包含在本发明的 权利要求保护范围之内。