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一种数据再生装置，由再生头(2)再生的信号，采用模拟滤波器(10)、A/D(12)、插补器(14)依次处理后，向数字均衡器(15)供给。数字均衡器(15)具有并联连接的可变滤波器(18、19)。在可变滤波器(18)的特性调整中采用可变滤波器(19)的输出进行插补器(14)的时序控制，而在调整结束后，对开关(SW)进行切换，采用采用可变滤波器(18)的输出进行时序控制。这样，在可以改变数字信号的均衡处理特性的同时，容易进行插补器的时序调整。

1、  一种数据再生装置，其特征在于，包含：
再生装置，再生数字数据；
模拟/数字转换装置，将来自所述再生装置的模拟信号转换成数字信号；
插补装置，内插补来自所述模拟/数字变换装置的数字信号；
数字均衡装置，将来自所述插补装置的数字信号按照所望的目标特性进行均衡处理；和
时序调整装置，依据来自所述数字均衡装置的数字信号对所述插补装置的内插补时序作调整；
所述数字均衡装置包括：相互并联连接的多个可变滤波器装置、和将所述多个可变滤波器装置的输出选择性切换输出到所述时序调整装置的开关装置。

2、  根据权利要求1所述的数据再生装置，其特征在于，
所述多个可变滤波器装置包含第1可变滤波器以及第2可变滤波器；
所述开关装置，在所述第2可变滤波器的滤波特性调整中将所述第1可变滤波器的输出向所述时序调整装置输出，在所述第2可变滤波器的滤波特性调整后，将所述第2可变滤波器的输出向所述时序调整装置输出。

3、  根据权利要求1所述的数据再生装置，其特征在于，
所述多个可变滤波器装置分别包含：
可变滤波器，调整输入数字信号的振幅；和
可变全通滤波器，调整来自所述可变滤波器的数字信号的群延迟。

4、  根据权利要求1所述的数据再生装置，其特征在于，
所述数字数据，为PR4预编码后的数字数据。

数据再生装置
技术领域
本发明涉及一种数据再生装置，特别涉及数字数据再生信号的均衡处理以及时序控制。
背景技术
过去，周知有将记录在磁带等上的数字图像信号、数字声音信号再生的技术。在这种装置中，再生的信号通过均衡器进行均衡处理，对在记录再生系统中信号的劣化、磁带种类所引起的特性散差、磁头的特性散差等进行补偿，以降低误差。
图12表示具有均衡器的以往的再生装置的构成框图。再生电路103，由旋转磁头构成，从磁带101的磁道再生图像信号、声音信号、副码等信息，作为模拟信号输出。放大器105对来自旋转磁头的再生信号放大，并输出到均衡器107。
均衡器107，具有高频增强滤波器、控制低频的群延迟的全通滤波器(all pass filter)、控制高频的群延迟的全通滤波器。高频增强滤波器，对放大器105的信号的高频分量的劣化进行补偿后，输出到低频群延迟控制用的全通滤波器。低频群延迟控制用的全通滤波器，为补偿磁带的双脉冲特性调整模拟再生信号的低频群延迟，并输出到高频群延迟控制用的全通滤波器。高频群延迟控制用的全通滤波器，控制模拟再生信号的高频的群延迟，并将其积分处理后输出到A/D109。
A/D109，将均衡器107的模拟再生信号转换成数字信号，并输出到FIR(Finite Impulse Response：有限脉冲响应)滤波器111以及PLL113。A/D109，根据来自PLL113的时钟对模拟再生信号采样。
FIR滤波器111，具有多个锁存器以及系数器，调整群延迟特性后输出到PR4解码器115。PR4解码器115，对实施PR4的预编码处理后而保存的数字信号进行解调处理，并输出到评价电路117和维特比(Viterbi)解码器121。评价电路117，评价均衡器107的特性，将其结果输出给均衡器控制电路119，并调整均衡器107的特性。而且，维特比解码器121，采用维特比算法从PR4解码器115的输出中检测1个采样的1位数字信号，并输出到信号处理电路123。信号处理电路123，依据通过维特比解码器121得到的数字信号得到再生图像信号和再生声音信号，从输出端子125输出。
这样，在现有技术中，对于再生电路103中得到的模拟再生信号通过均衡器107进行均衡处理，可以解决某种程度上的特性散差，但要消除更大范围的特性散差，或者进一步降低误差，存在一定限度。特别，在近年，存在多种多样的磁带和磁头，不仅需要适应其特性散差增大的情况，还要求性能更加稳定化，满足用户多样需求的灵活性，而且要求降低成本，这些更加希望能够更灵活且高精度地可变调整均衡器的均衡特性。
另一方面，所存在的问题是在可以可变调整均衡器的均衡特性的构成中，时序控制变得困难。即，例如通过非同步采样(对再生信号采用与其信元(symbol)非同步的时钟进行采样)转换成数字信号时，为了推测各采样点之间的信元点数据，需要用插补器进行内插补，内插补的时间依据均衡装置的输出反馈控制，而进行最优化，但改变均衡装置的滤波器特性与改变插补时间都是同步的，因而存在调整困难的问题。
专利文献1：特开2001-209902号公报。
发明内容
本发明的目的在于提供一种能够更加灵活且高精度地施行再生信号的均衡处理，并且，也比较容易进行时序控制，降低再生误差的数据再生装置。
本发明的数据再生装置，包含：再生装置，再生数字数据；模拟/数字转换装置，将来自上述再生装置的模拟信号转换成数字信号；插补装置，内插补来自上述模拟/数字变换装置的数字信号；数字均衡装置，将来自上述插补装置的数字信号按照所望的目标特性进行均衡处理；和时序调整装置，依据来自上述数字均衡装置的数字信号对上述插补装置的内插补时序作调整。上述数字均衡装置包括：相互并联连接的多个可变滤波器装置、和将上述多个可变滤波器装置的输出选择性切换输出到上述时序调整装置的开关装置。
将由均衡装置均衡处理后的数字信号提供给时序调整装置，通过反馈控制使插补装置的内插补时序最优化(时序同步)，在本发明中，数字均衡装置具有相互并联连接的多个可变滤波器装置，将任何一个可变滤波器装置的输出选择性地提供给时序调整装置。因此，根据数字数据地记录介质及其它的特性散差，产生需要改变数字均衡装置的均衡特性，为此即使在调整可变滤波器装置的滤波特性时，在调整多个可变滤波器装置中任何一个的滤波特性中，可以将不改变滤波特性的剩余可变滤波器装置的输出提供给时序调整装置。这样，在滤波特性调整中，不改变由时序调整装置进行的同步时序，任一可变滤波器装置的滤波特性调整，在确定时序同步的状态下执行，因此调整容易。在本发明中，通过相互并列设置可变滤波器装置，让时序调整和滤波特性调整相互分离，分别进行调整成为可能。
在本发明的一实施方式中，上述多个可变滤波器装置包含第1可变滤波器以及第2可变滤波器；上述开关装置，在上述第2可变滤波器的滤波特性调整中将上述第1可变滤波器的输出向上述时序调整装置输出，在上述第2可变滤波器的滤波特性调整后，将上述第2可变滤波器的输出向上述时序调整装置输出。第1可变滤波器是维持其滤波特性的可变滤波器，第2可变滤波器是调整其滤波特性的可变滤波器。
附图说明
图1为实施方式的基本构成图。
图2为图1的可变滤波器的构成图。
图3为实施方式的全体构成图。
图4为图3的SW的操作说明图。
图5为图3的SW的操作说明图。
图6为可变BPF的构成图。
图7为可变HPF的构成图。
图8为可变全通滤波器的构成图。
图9为可变BPF的特性说明图。
图10为可变HPF的特性说明图。
图11为可变全通滤波器的特性说明图。
图12为现有技术装置的构成图。
图中：2-再生头，10-模拟滤波器，12-A/D，14-插补器，15-数字均衡器，16-固定FIR滤波器，18-可变滤波器，19-可变滤波器，26-可变FIR滤波器，34-时间误差检测器，36-环路滤波器，38-NCO。
具体实施方式
以下，根据附图说明本发明的实施方式。
首先，在说明本实施方式中数据再生装置的构成之际，对成为其前提的基本构成进行说明。图1表示数据再生装置的基本构成框图。再生头2，将磁带等上记录的数字化数据进行再生，并由放大器放大后输出到模拟滤波器10。
模拟滤波器10，是一种抗锯齿滤波器(antialias filter)，将频率为fb/2(fb：比特率)以上的模拟信号成分切掉后输出到A/D12。
A/D12，将模拟滤波器10的模拟信号转换成数字信号后输出到插补器14。具体来说，A/D12，根据未图示的PLL的时钟对模拟信号采样，按1个采样多位进行数字化。
插补器14，对于A/D12的数字信号，根据其采样点数据推测处于采样间的信元(symbol)点的数据。A/D12，根据PLL的时钟，由于采用与信元非同步的时序进行采样(非同步采样)，出现需要用插补器14内插补信元点的数据。插补器14，基本上由FIR滤波器构成。插补器14，其构成包含有相互串连连接的多个锁存器、多个系数器，以及加法器。各锁存器，将数字信号仅在采样期间保持并输出。各系数器，对输入数字信号乘以给定的系数后输出到加法器。加法器，将各系数器的输出相加后，输出到后段的数字均衡器。各系数器的系数，作为集预先设定。而且，系数的集，预先准备有多个(例如32个)，可选择这些集中的任何一个。即，根据应内插补的位置，选择性采用多个集中的任何一个集。应内插补的位置、即插补的时间，根据时间误差检测器34、环路滤波器36、NCO(Number Control Oscillator：数控振荡器)组成的时序控制电路进行调整。
将在插补器14内插补的、重新采样的数字信号，提供给进行均衡处理的数字均衡器15。
数字均衡器15，为了使数字信号与所望的目标特性一致而对数字信号的振幅以及群延迟进行控制，本实施方式中对于数字信号实施均衡处理。数字均衡器15，具体来讲，其构成包含固定FIR滤波器16、可变滤波器18、可变FIR滤波器26、以及适应控制器28。
固定FIR滤波器16，对插补器14的数字信号，即提升高频成分，补偿高频成分的劣化。即，再生头2，由于模拟滤波器10以及插补器14的各滤波器造成高频成分的劣化，故只将高频成分提升给定量(固定值)。
可变滤波器18，为将固定FIR滤波器16的数字信号的振幅以及群延迟进行可变控制的滤波器，例如由多个锁存器以及系数器构成的情况下的系数器的系数(抽头系数)为可变。
图2表示可变滤波器18的一构成例。可变滤波器18，由可变带通滤波器(BPF)18a、可变高通滤波器(HPF)18b以及可变全通滤波器18c构成。由可变带通滤波器18a以及可变高通滤波器HPF18b调整数字信号的振幅，由可变全通滤波器18c控制数字信号的群延迟量。各滤波器的抽头(tap)系数根据外部的调整信号被可变调整。具体来讲，给未图示的寄存器中写入各系数器的系数数据值，并将该寄存器值提供给各滤波器。将由可变滤波器18调整振幅以及群延迟后的数字信号提供给可变FIR滤波器26。
再返回图1，可变FIR滤波器26，为使输入数字信号的特性与目标特性一致的FIR滤波器，使系数器的系数可变的滤波器。系数器的可变系数，根据适应控制器28的调整信号来调整设定。适应控制器28，运算出目标特性(暂定的目标特性)和输入数字信号的特性的差值，根据该差值依照给定的算法对FIR滤波器的系数作增减调整。更详细来说，适应控制器28，含有判定器、减法器，以及适应算法处理器。判定器，将可变FIR滤波器26的输出与阈值作比较，判断输出数字值为给定的数字值中的哪一个(给定的数字值为0、-1、+1的情况下，将输出数字值与阈值比较后判定是这些值中的哪一个)。例如，在可变FIR滤波器26的输出数字值为0.8的情况下，判定器判定为+1并输出到减法器。
减法器，将可变FIR滤波器26的输出，减去判定器的判断结果，算出其差值。该差值或者相差，就是输入数字信号的特性和目标特性的相差。减法器，将差值输出到适应算法处理器。适应算法处理器，按照使LMS(Least Mean Square：最小均方)算法，即差值(误差信号)的平方为最小的方式，时时刻刻改变可变FIR滤波器26的抽头系数。适应算法处理器虽然由电路构成，也可以对DSP编程，进行软件处理。如上，能够使输入数字信号按照目标特性(目标PR4特性)高速均衡收敛。由可变滤波器18对数字信号特性的振幅以及群延迟作粗调整，由可变FIR滤波器26对数字信号特性的群延迟作微调整后可以说就能使之与目标特性一致了。
由可变FIR滤波器26最终进行均衡处理的数字信号，提供给维特比解码器42。维特比解码器42，利用维特比算法检测出数字信号，并输出到信号处理电路44。信号处理电路44，依据根据维特比解码器42得到的数字信号，得到再生图像信号和再生声音信号，输出到监视器和其它设备中。
并且，可变FIR滤波器26的输出，也提供给时间误差检测器34，通过环路滤波器36提供给NCO(Number Control Oscillator)38，由NCO38生成与时序误差对应的控制信号后提供给插补器14，并调整时序。插补器14，根据NCO38的控制信号，如上述从系数器的系数的多个集中利用与控制信号对应的集使内插补的内插补时序为最优化(确立时序的同步)。
如上所述，在图1所示的数据再生装置中，对插补器14的数字信号，由数字均衡器15进行均衡处理的同时，通过采用可变滤波器(能够调整其特性的滤波器)构成数字均衡器15的滤波器，可以灵活且高精度地补偿记录了数字数据的磁带等的特性散差、再生头的特性散差、模拟滤波器10的特性散差等。
另一方面，在调整可变滤波器的滤波特性的情况下，由于由时间误差检测器34、环路滤波器36、NCO38组成的时序控制系统的输出也变化，因此一旦确立的时序同步也改变了。本来，时序同步和滤波器特性应该作个别调整，以确立时序同步为前提，应该将滤波特性最优化。
这里，本实施方式中，以图1的基本构成为前提，进一步附加新的构成，来解决有关问题。
图3表示本实施方式的数据再生装置的全体构成图。与图1的构成不同的点在于除构成数字均衡器15的可变滤波器18外，设置可变滤波器19，使可变滤波器18和可变滤波器19相互并联连接，以及设置开关SW，选择性地切换可变滤波器18的信号系统(可变滤波器18和可变FIR滤波器26的系统)与可变滤波器19的信号系统，然后输出到时间误差检测器34。
可变滤波器19，为与可变滤波器同样对其滤波特性作可变调整的滤波器，其构成与可变滤波器18相同。因此，可变滤波器19，与图2所示的可变滤波器18一样，也可以具有可变BPF、可变HPF、可变全通滤波器。可变滤波器19的系数(抽头系数)，也与可变滤波器18同样由外部的调整信号进行可变设定。
可变滤波器18以及可变滤波器19，在最初都由外部调整信号设定为某些适当的滤波特性。之后，在根据磁带等记录介质特性的散差等产生需要调整数字均衡器15的均衡特性的情况下，调整改变可变滤波器18的滤波特性变化，而原样维持可变滤波器19的滤波特性。
开关SW，为选择性地切换接点a(可变滤波器19侧)和接点b(可变滤波器18侧)的开关，开关SW的切换，以在可变滤波群18的可变调整结束作为触发而进行。在图3中，SW提供的的切换信号，以可变调整结束作为触发提供给SW，切换SW的接点。当SW的接点与接点a侧连接时，依据可变滤波器19的输出进行时序控制；当SW的接点与接点b侧连接时，依据可变滤波器18(以及可变FIR滤波器26)的输出进行时序控制。
以下，关于SW的切换操作，利用图4以及图5来说明。
图4以及图5表示图3的主要部分。如图4所示，假定最初SW与接点a侧连接，将可变滤波器19的输出向时间误差检测器34输出，由可变滤波器19的输出确立进行时序的反馈控制的时序同步。从该状态，在产生需要调整由磁带其它的记录介质等的特性散差引起而使数字均衡器15的均衡特性变化的情况下，只改变可变滤波器18的滤波特性(系数器的抽头系数)，原样维持可变滤波器19的滤波特性(系数器的抽头系数)。由于使可变滤波器19的滤波特性不变，原样维持，给时间误差检测器34提供的信号也不变，插补器14也维持内插补时序。
可变滤波器18的调整结束后，即可变滤波器18以及可变FIR滤波器26的输出与目标特性基本一致时，设定可变滤波器18的系数为调整后的值，同时如图5所示，SW的接点由接点a侧切换到b侧。这样，将滤波特性调整完的可变滤波器18的输出提供给时间误差检测器34，通过可变滤波器18的输出确立新的时序同步。
其构成也可以是，可变滤波器18的系数调整结束后，由于系数收敛在大致一定的值，这被检测出后将切换信号输出到SW，SW的接点由接点a侧切换到接点b侧。
这样，在本实施方式中，可变滤波器18和可变滤波器19相互并联连接，通过将用于确立时序同步的可变滤波器、和改变滤波特性的可变滤波器分离独立，就能够在确立时序同步的状态下改变滤波特性，很容易调整滤波特性。
另外，在本实施方式中，虽然与可变滤波器18并联设置可变滤波器19，也可以加在可变滤波器19的基础上，在可变滤波器19的后段设置可变FIR滤波器。开关SW，选择性将可变滤波器19的后段设置的可变FIR滤波器的输出、和可变滤波器18的后段设置的可变FIR滤波器26的输出中的任何一个输出到时间误差检测器34。滤波特性的调整中，采用由可变滤波器19以及其后段设置的可变FIR滤波器进行均衡处理后的数字信号，确立时序同步，在可变滤波器18的特性的调整结束后，通过可变FIR滤波器26的输出再确立时序同步。
本实施方式中可变滤波器18以及可变滤波器19的构成为任意，以下举例表示。
图6表示可变BPF18a的构成。可变BPF18a的构成包含：串连连接的多个(图中为4个)锁存器18a-1、串连连接的多个(图中为2个)系数器18a-2、以及加法器18a-3。固定FIR滤波器16的输出提供给锁存器18a-1，同时也提供给系数器18a-2。系数器18a-2，对数字信号乘以可变系数Kb，并输出到加法器18a-3。锁存器18a-1，保持数字信号后，输出到加法器18a-3。而且，经由多个锁存器18a-1的数字信号提供给另一系数器18a-2，该另一系数器18a-2，对输入数字信号乘以可变系数Kb后输出到加法器18a-3。加法器18a-3，将这些信号相加后，输出到次段的HPF18b。通过适当地调整系数器18a-2的可变系数Kb，改变BPF的滤波特性。
图7，表示可变HPF18b的构成。可变HPF18b的构成包含多个(图中为2个)的锁存器18b-1、多个(图中为2个)系数器18b-2、以及加法器18a-3。可变BPF18a的数字信号，提供给锁存器18b-1以及系数器18b-2。系数器18b-2，对数字信号乘以可变系数Kh，输出到加法器18a-3。锁存器18b-1，保存数字信号后，输出到加法器18a-3。而且，经由2个锁存器18b-1的数字信号提供给另一系数器18b-2，该另一系数器18b-2，对输入数字信号乘以可变系数Kh后输出到加法器18b-3。加法器18b-3，将这些信号相加后，输出到次段的全通滤波器18c。通过适当地调整系数器18b-2的可变系数Kh，改变HPF的滤波特性。
图8表示全通滤波器18c的构成。全通滤波器18c的构成包含：减法器18c-1、延迟器18c-2、18c-4、系数器18c-3、以及加法器18c-5。来自可变BPF18b的数字信号提供给减法器18c-1。减法器18c-1，演算出输入数字信号和延迟器18c-4的延迟数字信号的差值，输出到系数器18c-3以及延迟器18c-2。系数器18c-3，对差值信号乘以可变系数A后输出到加法器18c-5以及延迟器18c-4。延迟器18c-4，将差值信号仅延迟一个采样后提供给减法器18c-1，加法器18c-5，将延迟器18c-2的信号和系数器18c-3的信号作加运算后输出。由减法器18c-1、系数器18c-3、以及延迟器18c-4构成IIR滤波器；由系数器18c-3、延迟器18c-2、以及加法器18c-5构成FIR滤波器；通过调整系数器18c-3的系数A控制群延迟。通过设定系数器18c-3的系数A为负，增大输入数字信号的低频成分的群延迟量，通过增减系数A的值就能够改变其延迟量。
图9～图11表示各滤波器的特性，图9为可变BPF18a的特性，图10为可变HPF18b的特性，图11为可变全通滤波器18c的特性。各图中，箭头表示通过改变滤波器中系数器的系数(抽头系数)得到的特性变化。而且，fb为比特率。
如上所述，本实施方式中，均衡器由数字滤波器构成，并且提供让该滤波器成为可变滤波器，能够灵活且高精度地调整对应于记录介质和再生头等的特性散差的均衡特性。
而且，本实施方式中，将多个(实施方式中为2个)可变滤波器并联设置，由于在调整一方的可变滤波器的系数期间利用另一方的可变滤波器的输出进行时序控制，能够分别执行时序调整和滤波器特性调整，因此能够快速结束调整。
以上，关于本发明的实施方式进行了说明，但本发明并不仅限于此，还可能有各种变化。
例如，本实施方式中，其构成也可以是在可变滤波器18和可变FIR滤波器26之间设置自动增益控制器(AGC)，在调整可变滤波器18的输出增益后提供给可变FIR滤波器26。增益调整，具体地讲，与时序控制相同被反馈控制，将数字均衡器15的输出提供给增益误差检测器，通过环路滤波器控制AGC。最初，由于开关SW切换到接点a侧，可变滤波器19的输出提供给增益误差检测器后控制增益，可变滤波器18的滤波特性调整后，由于开关SW切换到接点b侧，将可变滤波器18(可变FIR滤波器26)的输出提供给增益误差检测器并控制增益。
还有，本实施方式的数据再生装置，可置于DVC(数码摄录机)和HDD(硬盘驱动)、CD驱动器和DVD驱动器的再生装置中，适用于将PR4等的数字数据通过再生头作为模拟信号再生，并使该模拟再生信号数字化后进行再生处理的任意设备中。