用于控制电声转换器的方法及装置
技术领域
本发明总体涉及一种用于将输入信号z(t)转换为机械或声音输出信号p(t)的装置与方法，其是通过使用转换器以及用于产生所需转换行为并防止所述转换器过载的其他装置而进行。这种类型的转换器为扬声器、头戴式耳机、以及其他的机械或声音致动器。所述其他装置辨识转换器的瞬时特性并通过电力控制而产生所需的线性或非线性转换行为；特别是在输入信号的高振辐下的线性化、稳定化及防止转换器电力、热与机械过载。
背景技术
电声转换器具有固有的非线性性质，其产生输出信号p(t)中的不稳定性与信号失真而限制了可用的工作范围。美国专利US 4,709,391和US 5,438,625披露了输入信号z(t)的预处理，其目的是为了减少输出信号p(t)中的失真以及使整个系统(控制器+转换器)线性化。控制系统利用电力-动力转换器的物理模型化结果，其中的非线性积分-微分方程式：
u=Rei+d(L(x)i)dt+Bl(x)dxdt---(1)]]>
Bl(x)i＝(Kms(x)-Kms(0))x+L-1{sZm(s)}*x (2)
利用耦合系数(force factor)来描述电端电压u、输入电流i与音圈位移x之间的关系：
Bl(x)=Σi=0Nbixi---(3)]]>
机械悬置物的劲度：
Kms(x)=Σi=0Nbixi---(4)]]>
以及音圈感应系数：
L(x)=Σi=0Nlixi,---(5)]]>
其为与诸如音圈、隔膜与悬置物的机械振动组件的位移x相关的集总的非线性参数。
方程式(1)与(2)中的线性参数为音圈阻抗Re与机械阻抗
Zm(s)=Σi=0MaisiΣi=0Mcisi=Kms(0)s+Rms+Mmss+Zload(s)---(6)]]>
其为利用拉普拉斯(Laplace)运算符s的有理转换函数。在进行了逆拉普拉斯转换L-1{}之后，机械阻抗可利用运算符*而被在时间域中与位移x进行卷积(convoluted)。有理转换函数的系数ai和ci描述在复位位置下的机械劲度Kms(x＝0)、阻抗Rms、移动质量Mms以及表示耦合的声音与机械系统的负载阻抗Zload(S)。
阶数M描述有理转换函数Zm(s)中的极点与零点数。固定在密闭壳体中的转换器可通过二阶函数Zm(s)模型化，而通风箱系统、面板或在喇叭中则增加了极点与零点的数量，且使线性参数的辨识变得更为困难。
当转换器行为稳定、且已为特定的转换器精确地辨识出模型的自由参数时，美国专利US 4,709,391和US 5,438,625中所披露的发明可补偿不想要的线性与非线性失真。
在重制原始声音信号(例如音乐)时，必须要在每一个转换器上自适应地辨识在参数向量P中所归纳的模型的自由参数Pj，
P＝[P1 ... Pj ... PJ]T
＝[Re a0 ... aM c0 ... cM b0 K bN k0 K kN l0 L lN ]T (7)
这是因为环境、疲劳、老化与其他外在影响都会随时间而改变转换器的特性。DE 4,332,804和US 6,059,195中的发明通过最小化误差信号而确定参数Pj，其中误差信号为：
e(t)＝i′(t)-i(t) (8)
其描述了在模型化的电流信号i’(t)与测量电流i(t)之间的差异。专利DE 5,523,715、US6,269,318、US 5,523,715以及DE 4,334,040公开了发明，其中电力-动力转换器可同时作为致动器与传感器使用。搜寻成本函数中的均方误差的最小值
C＝MSE＝E{e(t)2}→Min (9)
产生如下条件
∂C∂Pj=2e(t)∂e∂Pj=2e(t)∂i′(t)∂Pj=0,j=1,...,J---(10)]]>
其为利用维纳-霍普夫方程式(Wiener-Hopf-equation)的用于确定最佳参数值的基础：
P＝R-1Y＝(E(G(t)GH(t)))-1E(i(t)G(t)) (11)
自相关矩阵R与互相关矩阵Y是利用从乘上梯度向量G(t)的测量的输入电流i的期望值E(…)f来加以计算：
G(t)=G1...Gj...GJT=∂i′(t)∂P1...∂i′(t)∂Pj...∂i′(t)∂PJT.---(12).]]>
或者是，最佳参数向量
Pj[n]＝Pj[n-1]+μje(t)Gj(t) j＝1,...,J (13)
可利用随机梯度法(LMS-算法)来迭代地加以确定，其中误差信号e(t)乘以梯度信号Gj(t)，所述梯度信号Gj(t)是由与学习速度对应的步长大小μj加以调整。
已知的控制与保护系统都需要转换器的足够精确的模型化。在转换器的机械悬置物中所使用的材料显现出一种黏弹性行为，其无法由非线性劲度Kms(x)与机械阻抗Rms加以表示。F.Agerkvist和T.Ritter在文献“利用阻滞谱之扬声器悬置物的模型化黏弹性(Modeling Viscoelasticity of Loudspeaker Suspensions using Retardation Spectra)”中发展出一种此类行为的线性模型，该文献发表于2010年11月4至7日之旧金山音频工程学会第129届研讨会，预印本8217。此模型描述了小振辐下的转换器，但忽略了与大信号域中之非线性行为的互动。这会影响因转换器的不对称非线性所产生的直流分量的预测。
利用具有非线性耦合系数Bl(x)的马达即可提升电力-动力转换器的效率，而不会增加重量、尺寸与成本。然而，此有效率的马达结构具有的缺点是，在产生分歧、会减小失真及降低输出信号的振辐的跳动效果的特定条件下机械振动会变得不稳定。这些不稳定性无法通过现有技术中的已知控制系统来加以补偿。美国专利US 8,058,195披露了一种音圈复位位置的静态偏移达劲度特性最小值或耦合系数特性Bl(x)的最大值。这个方法并不足以在所有条件下都稳定化转换器，因为转换器的参数向量P的测量需要通过激励的转换器的持续激励。
若激励具有稀疏频谱且仅包括某些音调，则自相关矩阵R会变为正半定，且自相关矩阵R的秩rk(R)会低于向量P中的自由参数的数量J。在此情况中，不存在矩阵的逆且对于优化问题会有无限数量的解。LMS-算法抛弃转换器参数的最佳值，并提供错误结果。此外，病态矩阵R降低了参数测量过程的学习速度与精准性。转换器模型的不完美性(例如黏弹性行为)与外部影响(例如气候)会因在现有技术中无法及时辨识的不稳定性(例如分歧) 之故而导致随时间变化的转换器参数以及无法预期的转换器状态变化。在不具有有效状态与参数信息下，控制系统无法补偿信号失真，亦无法提供整个系统中所需的转换行为。
在DE 4,336,608、US 5,528,695、US 6,931,135、US 7,372,966、US 8,019,088、WO2011/076,288a1、EP 1,743,504、EP 2,453,670以及EP 2,398,253中所披露的主动保护系统也需要有效参数向量P，以预测相关状态变量例如音圈位移x(t)与音圈温度Tv(t)，并侦测过载情况。举例而言，在汽车应用中所使用之扬声器的机械悬置物的劲度在高环境温度下停车一段时间后将明显降低，且在低温下所测得的劲度值K[x＝0,n-1]提供了较低的音圈峰值位移估算值。由于这种差异，直到辨识出有效参数为止，保护系统无法避免机械系统过载(例如音圈探底)。
发明US 5,528,695披露了一种机械保护系统，其可预测音圈的峰值位移量，并可在机械过载发生之前使输入信号w(t)的低频率分量衰减。现有技术是利用希尔伯特转换(Hilbert-transform)或音圈的速度来估算位移的包络线。现有技术的实施导致额外的时间延迟与相位失真，其降低了所预测之峰值位移量的精确性，并限制了保护系统的可靠度和性能。
发明US 6,058,195、US 2005/031139、WO 201/03466及WO 2011/076288披露了热保护系统，其于时间或频率域中测量音圈的直流阻抗Re，其对应于音圈温度Tv。当所测得的数值Tv超过可允许限值Tlim时，输入信号w(t)将会衰减以避免热过载。在现有技术中所披露的方法于所辨识的阻抗Re中产生延迟tm，其与FFT-长度或自适应算法的学习速度相对应。由于延迟之故，音圈温度会暂时超过所述可允许的限值Tlim，且会破坏转换器。
转换器的热模型化是由[1]W.Klippel披露于J.Audio Eng.Society 52,vol.52,no.1,2,pp.3-25(2004)的文献“扬声器中热转换的非线性模型化(Nonlinear Modeling of the Heat Transfer in Loudspeakers)”中，其中音圈温度Tv是由热参数所衍生而得。此替代方式也提供了转换器的不可靠保护，因为在模拟中并未考虑外部影响因子(例如环境温度)。
一种补偿了转换器非线性性质中的不对称性的非线性控制系统产生输出信号w(t)中的直流分量w＝，其需经由功率放大器而被传输至转换器终端。然而，在声音应用中所使用的功率放大器具有高通特性，且会使此直流信号及其他低频率分量衰减，其在较高频率下通过正常声音信号时会破坏转换器。由非线性控制所产生的直流信号衰减将产生控制系统中的状态变量和真实转换器之间的差异性，其会降低转换器的可靠保护及线性化。
发明内容
发明目的
许多消费者与专业应用都需要小型且轻量的声音重制系统，其于充足振辐、声音质量与效率下产生输出信号，同时仍使用最小量的硬件资源、功率与制造工作。控制系统应产生所需的转换行为、确保在所有条件下的稳定性、并保护转换器以防止其因高振辐激励而引起的热与机械过载。为简化系统的运作，侦测器通过重制包括音乐的任意信号而自适应地辨识转换器的所有相关性能，以补偿老化、疲劳、气候、机械与声音负载的变化、以及用户的失败操作。控制系统应避免任何其他的机械或声音传感器，且应应对由AD与DA转换器所产生的延迟以及传统功率放大器的高通特性。
技术方案
根据本发明，被动式转换器在尺寸、重量、成本、效率、指向性与实际上是无法通过电气控制与信号处理来加以补偿的其他特性上可被优化。举例而言，具有其与软性的机械悬置物悬垂结合的短音圈的马达结构在给定的成本与硬件资源下提供最高的敏感性与效率、以及最低的截止频率。然而，这种转换器在特定条件下(例如高于共振频率的分歧)将产生明显的非线性信号失真，且会变得不稳定。
通过永久供以由自适应侦测器所辨识的行为与瞬时转换器特性的信息的控制器即可抑制不需要的转换器行为。
所述控制器于任何时间针对任何输入激励稳定化、保护、线性化、以及均化所述转换器。转换器的主动稳定化是本发明中所披露的一个新颖特征，也是为实现其他控制目的(保护、线性化与均化)的基本需求。稳定化与保护需要非常短的辨识反应时间与控制程序。根据本发明，此问题可通过为转换器的高度时间变化特性导入独立辨识程序、以及通过利用先验信息形式物理模型化来预测临界状态而得到解决。
侦测器与控制器两者都是以一种利用缓慢时间变化参数、高度时间变化特性与状态变量的模型为基础。移动质量Mms是几乎对时间不变的参数。其他的参数是随时间缓慢变化，然而其他特性会于短时间周期(小于1秒)内明显变化。例如位移、电流、声音压力等状态变量是依供应至终端的瞬时激励而定。
本发明的独特特征在于，下述三个非线性参数：
Bl(x)=Σi=0Nbi(x+xoff(t))iKms(x)-Kms(0)=Σi=1Nki(x+xoff(t))iL(x)=Σi=0Nli(x+xoff(t))i---(14)]]>
是利用来自音圈复位位置的共同偏移量xoff(t)来进行模型化。偏移量xoff(t)具高度时间变化性，且取决于直流位移的动态产生、悬置物在低频率下的黏弹性行为、重力与其他外部影响。通过导入偏移量xoff(t)，即可明显降低在式(14)中的系数bi、ki与li的时间变化性，因为这些系数仅取决于马达和悬置物的几何形状。
悬置物在复位位置x＝0处的劲度Kms(x＝0)也因悬置物的黏弹性行为与气候相关性而具高度时间变化性。分离式(2)中的劲度变量kv(t)，产生：
Bl(x)i＝(Kms(x)-Kms(0))x+kv(t)x+L-1{sZm(s)}*x (15)
其中在复位位置处的劲度Kms(0)与机械阻抗Zm(s)变得较不具时间变化性，且可在缓慢的学习程序中被更新。
在式(1)中的瞬时电力直流阻抗Re(t)的精确估算是xoff(t)和kv(t)的自适应确认的基本需求。如现有技术中所揭示的在频率或时间域中的Re(t)的直接测量过于缓慢，以致于无法跟随由激励所供应功率的逸散所导致的Re(t)的快速变化。基于此原因，于方程式中导入另一个时间变化参数rv(t)：
u=Rei+rv(t)i+d(L(x)i)dt+Bl(x)v---(16)]]>
其降低了参数Re的变化性。瞬时阻抗变化量rv(t)可通过利用转换器的诸如热阻抗Rtc、热时间常数ε、以及热传导系数α的热与电参数来计算预测的阻抗变化(如式(18))及执行一阶积分(如式(19))而从输入功率(式(17))加以估算。
Pe(t)=1T∫0Tu(t-t′)i(t-t′)dt′---(17)]]>
rp(t)＝ReαRTCPe(t) (18)
rv(t)＝(1-ε)rv(t-△t)+εrp(t) (19)
这些参数几乎不对时间变化，且可由侦测器中的缓慢学习程序来加以辨识，并且可经 由参数向量P而提交至控制器。
侦测器辨识音圈偏移量xoff(t)、劲度变化kv(t)、以及阻抗变化rv(t)，并对控制器永久提供时间变化特性向量中的此信息。
S*(t)＝[S1(t) ... Sk(t) ... SK(t)]T
＝[xoff(t) kv(t) rv(t) ...]T (20)
向量S*(t)中的特性可被解释为参数，但其具有比参数向量P的元素更高出许多的时间变化性，这是因为未模型化的动态、变化的声音负载、人为操作者的互动、气候与其他外部影响之故。向量S*(t)中的特性还可被解释为状态变量，因为例如阻抗变化rv(t)是直接对应于音圈温度Tv(t)。然而，向量S*(t)中的分量与(声音)输入信号z(t)是不同调的，且不像是转换器的其他状态变量(例如位移x(t)、输入电流i(t)、位移x(t)、速度v(t)及音压p(t))一样是可以预测的。因此，向量S*(t)中时间变化特性的辨识应可为永久主动，以针对任何输入信号z(t)来稳定化、保护、线性化及均化所述转换器。
向量S*(t)也不同于其他的状态变量，因为S*(t)中的信号在远低于音频带的极低频率下仅包括频谱分量。向量S*(t)可以以一些延迟而从侦测器传送至控制器。这在现有技术中用于稳定系统的伺服反馈系统中是不可能的。
通过分离出向量S*(t)中具强烈时间变化性的参数，向量P中的剩余参数即具有较低的时间变化性。若侦测器中的学习程序被关闭，则参数估算值P[n]的最新更新即储存于内存中，且可于侦测器中的学习程序再次启动时作为一初始值使用。没有储存时间变化特性向量S*(t)的需要，因为其期望值E{S*(t)}＝0，且此向量在较长时间周期中都未提供有效信息。
若激励未提供充分的转换器激励、且自相关矩阵R的秩rK(R)低于向量P中的自由参数个数J，则将暂时停止具有最低时间变化性(例如移动质量)的转换器参数之估算，以确保在减少的参数向量P中的剩余元素的自相关矩阵R正定。
时间变化特性参数S*(t)的辨识总是主动的，且在高学习速度下进行，以在任何时间下对控制器提供有效信息。侦测器也可应对提供独特且最佳S*(t)的估算值的任何激励，因为在G*(t)中的梯度信号仍保持为独立，且即使是在单一音调(其为最关键的激励)的情况下，自相关矩阵
R*＝E(G*(t)G*H(t)) (21)
保持为正定。
本发明的另一特征在于，在转换器模型中使用最少数量的必须由侦测器加以辨识的自由参数。对于每一个参数Pj而言，计算出一个新的特性(称之为重要性数值Wj)，其评估此参数对于成本函数C中减少均方模型化误差的贡献。具有低重要性数值Wi的第i个参数被从模型中移除，以简化所述辨识程序。具有较少数量的自由参数的较不复杂模型也增加了辨识程序的稳固性，并降低了侦测器的处理负荷。这对于要找出式(6)中机械转换Zm(s)中的极点与零点的最佳数量M而言、以及对于要降低非线性参数的幂级数展开式的阶数N而言是重要的。
在本发明中的控制器产生控制输出中的直流分量，其必须经由功率放大器而传送至转换器的终端。当所述功率放大器具有高通特性时(其将使低于音频带的频谱分量衰减)，所述控制器通过产生相应的加入到控制输入信号z(t)中的直流信号y＝而补偿控制器输出信号w(t)中的直流信号w＝。
若所述功率放大器可传送直流信号，则所述控制器即可通过产生加入到控制输入信号z(t)中的直流电压zoff而补偿偏移量xoff。
功率放大器的增益Gv一般并非固定，而是能够手动地变化或随电池供电的声音装置中的供应电压而变化，其会损害控制器所提供的主动稳定化、线性化、保护。因此，侦测器必须永久地辨识增益Gv，且控制器必须主动地补偿增益Gv的瞬时变化。
根据本发明，主动稳定化、线性化与均化密切相关，且应结合于转换器的主动保护，以防止输入信号的高振辐所产生之机械与热过载。控制器可从瞬时音圈阻抗(式(23))来计算瞬时音圈温度(式(22))，
Tv(t)＝(Re,i(t)/Re(t＝0)-1)/α+Tv(t＝0) (22)
Re,i(t)＝Re+rv(t) (23)
并可于音圈温度Tv(t)超过可允许限制值Tlim时衰减输入信号w(t)。瞬时阻抗变化rv(t)是根据式(17)而从输入功率计算而得，以考虑激励的影响，而参数Re是通过测量加以辨识，以获取环境温度Ta的影响。
通过结合rv(t)热模型化与Re的直接测量，即可在无延迟下确定音圈温度Tv(t)，以实时启动热保护系统，并避免温度的峰值过冲而超过限制峰值Tlim。
通过使用根据式(18)的预测的阻抗变化rp(t)来取代瞬时阻抗变化rv(t)，可进一步提升热保护系统的性能与稳固性，其中式(18)提供了预测的音圈阻抗，
Re,p(t)＝Re+rp(t) (24)
其与音圈温度的稳态值相对应。
对于要提供机械系统中音圈、喇叭或其他移动部件的可靠保护而言，位移峰值的预测也是关键的。与现有技术US 5,528,695不同，最大峰值并非得自信号的包络线，而是由使用瞬时位置x’+xoff的非线性预测所决定，其由使用侦测器提供的参数向量P与向量S*的非线性转换器模型加以模拟。本发明的一个重要特征在于所述瞬时位置是通过考虑位移x’以及对音圈复位位置的瞬时偏移量xoff(t)所决定，因为瞬时偏移量xoff(t)使线圈移动至悬置物的非线性区域、或移动至发生探底的背板处。
非线性预测使用瞬时音圈位置x’+xoff与其高阶导数，以将动作分为描述音圈的加速度与减速度的特性相。对于每一相而言，使用特定非线性模型来预测位移的峰值。所预测的峰值可明显高于现有技术中所使用的位移的瞬时包络线。非线性预测可尽早侦测到临界机械过载，以相对缓慢地以可控制的截止频率启动高通，以衰减输入信号中的低频率分量，同时避免会降低音质的声音失真与额外的信号失真。
控制器需要参数向量P中的有效值，即使是在转换器是第一次受激励激发、且侦测器还没有辨识出特定转换器的特性时。这对于要提供对转换器的可靠保护(特别是在启动期间)而言是重要的。根据本发明，所述控制器于启动期间降低控制增益Gw，并使转换器在安全的小信号域中运作，直到所述转换器已经被激励充分激发、且侦测器已经辨识出向量P中的有效参数为止。工作范围的可允许限制值是得自连接至侦测器的转换器的非线性与热参数。根据本发明，必须要考虑到音圈位置的瞬时偏移量xoff。在启动了保护系统之后，控制增益Gw(t1)将会增加，以使转换器于大信号域中运作。控制增益Gw(t1)可以与参数向量P一起加以储存，并可用作控制器在断电后恢复的起始值。
通过使用控制系统中所产生的稳态信号s(t)取代任意输入信号z(t)来确保转换器的持续激励，即可加速初始辨识。
所述转换器可通过其他方式与被动装置来加以稳定化。根据本发明，利用在封闭壳体中(而非在通风音箱中)以软性悬置物来运作转换器是有用的。封闭的空气体积的额外劲度使系统共振频率ft移至高于转换器的共振频率fs，并减少了发生不稳定性的频率区域。然 而，转换器的非线性性质所产生的直流力将不会遇到空气劲度，因为密闭扬声器壳体也具有预期的泄漏量以补偿变化的静态气压。因此，直流力将因低的剩余悬置物劲度值之故而产生高直流位移。虽然所述模型无法精确地预测直流位移，但侦测器将此直流位移辨识为偏移量xoff，其可由控制器在反应时间tm之后进行补偿。直流位移是以时间常数τ跟随所述直流力，所述时间常数τ应比控制器的反应时间更久(τ>tm)。利用适当大小的音箱泄漏量与空气体积即可轻易达到此条件。
参照下列附图、说明与权利要求书，即可更进一步理解本发明的上述与其他特征、方面和优势。
附图说明
图1说明根据现有技术的主动转换器系统。
图2说明根据现有技术的自适应侦测器。
图3说明根据本发明的主动转换器系统。
图4说明侦测器的具体实施例，其使用两种转换器模型来进行参数向量P与时间变化特性向量S*的分别估算。
图5说明侦测器的具体实施例，其使用一种转换器模型来进行参数向量P与时间变化特性向量S*的分别估算。
图6说明用于估算预测的音圈阻抗的侦测器的具体实施例。
图7说明根据本发明的控制器的具体实施例。
图8说明机械保护系统的具体实施例。
图9说明控制器的具体实施例，其使用具有高通滤波器与工作范围的自动侦测的功率放大器。
在所有附图中，除非另有明确说明，相同或至少具有相同功能的组件、特征与信号使用相同的附图标记。
具体实施方式
图1说明了根据现有技术用于控制转换器9的主动转换器系统。控制器1经由输入3接收到输入信号z(t)，并于输出5处产生控制输出信号w(t)，其经由功率放大器7作为放大控制输出信号而供应至转换器9的输入。传感器13所测得的转换器的输入电流i(t)和终端 电压u(t)被供应至侦测器11的输入17和19。侦测器11在参数输出15处产生参数向量P[n]，其被供应至控制器1的参数输入21。
图2说明根据现有技术的自适应侦测器11。被供以来自输入19的终端电压u(t)的模型装置25产生估算电流信号i’(t)，其被供应至误差产生器23的非反相输入。误差产生器23也具有反相输入与输出，所述反相输入被供以来自输入17的测量电流信号i(t)，且所述输出根据式(8)产生供应至参数估算器27的输入处的误差信号e(t)。与式(1)与式(2)相对应的模型装置25产生状态向量S(t)。梯度计算系统29接收所述状态向量S(t)，并产生梯度向量G(t)而供应至所述参数估算器27。参数估算器27根据式(13)产生参数向量P[n]，根据现有技术，其被供应至模型装置25与参数输出15两者。
图3说明根据本发明的主动转换器系统。侦测器11具有特性输出35，其提供与式(20)相对应的时间变化特性向量S*(t)，其被永久供应至控制器1的另一输入37。
图4说明根据本发明的侦测器11的具体实施例。侦测器11包括误差产生器23、梯度计算系统29、以及参数估算器27，其是以与图2中相对应的组件相同的方式连接。根据式(14)、(15)与(16)的第一模型装置25包括额外输入48，其被供以空向量S*(t)＝0。
致动器41产生控制向量μ(t)而供应至参数估算器27的控制输入47，其决定了式(13)的自适应LMS算法中的步阶大小。当重要性数值Wj参数Pj低于预定阈值wlim时，致动信号(步阶大小)
μj=μ0ifWj≥wlim0ifWj<wlimj=1,...,J---(25)]]>
与参数都将归零。这永久排除了来自转换器模型化的参数Pj，并减少了向量P[n]中的参数的自由数Jop。
重要性数值
Wj=JE((PjGj(t))2)Σi=1JE((PiGi(t))2),j=1,...,J---(26)]]>
可通过使用参数Pj与式(12)的梯度信号Gj(t)、或通过计算参数Pj对于降低式(9)的总成本函数C的贡献而加以计算：
Wj=JC(Pj)-CΣi=1J(C(Pi)-C),j=1,...,J---(27).]]>
部分成本函数C(Pj)描述了设定参数Pj＝0并使用剩余参数Pi(其中i＝1,…,J，且i≠j)的最佳值的均方误差。
当激励不提供转换器的持续激发时，致动器41暂时地停止具有最低变化量v(Pj)的参数Pj的学习程序，且式(11)中的相关矩阵R会变成半正定(positive semi-definite)。在根据降低时间变化性v(Pj)>v(Pj+1)(其中j＝1,...,J-1)重新配置参数向量P中的元素之后，向量控制向量μ(t)中的学习常数即可通过下式加以计算：
μj=μ0ifj≥rk(R)0ifj<rk(R)j=1,...,J---(28).]]>
侦测器11含有第二模型39，其与模型25相同，且被供以电压信号u(t)与参数向量P[n]。其产生供应至第二误差产生器43的预测电流信号i*(t)，所述第二误差产生器43产生误差信号e*(t)＝i*(t)-i(t)。
模型39中所产生的状态向量S2(t)被供应至第二梯度计算系统51的输入，其产生梯度向量
G*(t)=G1*...Gk*...GK*T=∂i′(t)∂S1...∂i′(t)∂Sk...∂i′(t)∂SKT---(29).]]>
被供以误差e*(t)和梯度信号G*(t)的永久估算器49产生时间变化特性向量S*(t)，所述时间变化特性向量S*(t)被供应至侦测器的特性输出35，同时也供应至第二模型39的输入50。第一模型25的输入48被供以空向量S*(t)＝0，以产生来确保参数向量P的唯一解的约束条件。
图5说明了通过分配第二模型39、误差产生器43与梯度计算系统51的侦测器11的替代具体实施例。永久估算器49被供以来自误差产生器23的误差信号e(t)、来自梯度计算系统29的梯度信号G*(t)。来自致动器41的控制向量μ(t)亦被供应至控制输入52，且在所述替代具体实施例中被用作衰减常数。
举例而言，音圈偏移量xoff可利用修正的LMS算法，
xoff[n]=(1-μj)xoff[n-1]+μ*e(t)∂e(t)∂xoff---(30)]]>
通过使用梯度
∂e(t)∂xoff=∂i′(t)∂Bl(x)∂Bl(x)∂xoff+∂i′(t)∂Kms(x)∂Kms(x)∂xoff+∂i′(t)∂L(x)∂L(x)∂xoff---(31)]]>
来迭代确定，其中学习常数μ*与衰减常数μj对应于针对式(14)中的非线性系数bi、ki、li的学习常数。
利用与式(6)中的线性系数ai、ci的学习常数相对应的衰减常数μj，即可通过相同算法来估算劲度变化量：
kv[n]=(1-μj)kv[n-1]+μ*e(t)∂e(t)∂kv---(32).]]>
相较于向量P中的参数更新，xoff(t)与kv(t)的自适应学习程序可利用高学习速度(|μ*|>>|μj|)而永久执行。式(30)与式(32)中的衰减常数μj会产生额外约束条件：
E(xoff)＝0
E(kv)＝0 (33)，
以确保参数辨识有唯一解。
在图4所示侦测器的第一具体实施例中的永久估算器49于控制输入45处接收空向量μ(t)＝0，其停用了式(30)和(32)的衰减常数μj。
图6说明了用于确定瞬时阻抗变化rv(t)与预测阻抗变化rp(t)的侦测器11的具体实施例。功率估算器53被供以测量电流信号i(t)与电压信号u(t)，并根据式(17)产生转换器9的瞬时电力输入功率Pe(t)。被供以输入功率Pe(t)和参数向量P的阻抗预测器58产生预测阻抗变化rp(t)，且随后的积分器56根据式(18)而产生瞬时阻抗变化rv(t)。被供以缓慢时间变化参数Re与阻抗变化rv(t)的加法器57根据式(23)而产生瞬时音圈阻抗Re,i(t)。变量rp(t)、rv(t)与Re,i(t)以时间变化特性向量S*(t)而供应至侦测器11的其他构件，并经由特性输出35而至控制器1。
侦测器11具有另一输入10，其被供以来自如图3所示控制器1的输出5的输出信号w(t)。被供以w(t)及来自输入19的终端电压u(t)的第三误差产生器18产生误差信号e2(t)＝w(t)-u(t)。被供以误差信号e2(t)与终端电压u(t)的永久估算器20辨识功率放大器7的瞬时增益Gv(t)，并经由时间变化特性向量S*(t)而将此值供应至控制器1的输入37。
图7说明了本发明的替代具体实施例，其用于估算控制器1中的音圈的瞬时阻抗Re,i(t) 与预测阻抗Re,i(t)。被供以激励a(t)、参数向量P与时间变化特性向量S*(t)的模型67于转换器9的终端处(其为功率估算器63的输入)产生电压u’(t)与电流i’(t)。由式(17)所计算的输入功率P’e(t)被供应至预测器55，预测器55根据式(18)利用参数向量P产生所述预测阻抗变化rp(t)。加法器62结合rp(t)与侦测器所辨识的具有不可避免的延迟的阻抗值Re，并产生音圈阻抗的预测值Re,p(t)。被供以预测值Re,p(t)的积分器64产生瞬时阻抗Re,i(t)，其考虑了加热与冷却程序的热动力。变量rp(t)、Re,p(t)、Re,i(t)以时间变化特性向量S*(t)被供应至模型67与转换组件65两者。
比较器59比较预测值Re,p(t)与阈值Rlim，所述阈值Rlim与最大音圈温度Tlim相应，并在条件Re,p(t)>Rlim指示转换器热过载时，经由控制信号Ct(t)致动转换组件65中的衰减组件60。通过实时产生衰减输入信号，瞬时阻抗Re,i(t)和音圈温度Tv(t)将不超过分别的可允许阈值Rlim和Tlim。
加法器31通过将直流信号z＝(t)与修正信号zoff(t)加到来自输入3的控制输入z(t)而产生转换组件65的输入信号
a(t)＝z(t)+z＝(t)+zoff(t) (34)。
偏移量补偿器33利用向量S*(t)中的辨识偏移量xoff及学习常数μ＝而迭代地产生了修正信号
zoff[n]＝zoff[n-1]+μ＝xoff (35)。
被供以参数向量P的修正系统66根据US 6,058,195中的式(8)产生直流信号z＝(t)，并修正了音圈的静态复位位置。
图8说明了根据本发明的用于保护转换器9防止机械过载的控制器1的具体实施例。相较于现有技术，模式67被供以参数向量P与时间变化特性向量S*(t)，并产生瞬时音圈位置x’(t)+xoff(t)。随后的微分器69计算音圈位置的第一且较高阶导数，并于向量中归纳这些信号：
![]()
相较于现有技术中所披露的预测保护系统，向量D考虑了从转换器的时间变化特性计 算而得的音圈精确位置(例如偏移量xoff)、劲度变化kv(t)与向量S*(t)中的瞬时阻抗变化rv(t)，并含有音圈移动的加速度a与加速度的时变量j。
被供以向量D的相位侦测器73利用速度v、加速度a与加速度的时变量j来辨识音圈移动的相数：
n(t)=1if((x′+xoff)v>0)&(va<0)&(aj>0)2if((x′+xoff)v<0)&(va>0)&(aj<0)3if((x′+xoff)v>0)&(va>0)&(aj>0)4if((x′+xoff)v>0)&(va>0)&(aj<0)5if((x′+xoff)v>0)&(va<0)&(aj<0)6if((x′+xoff)v<0)&(va>0)&(aj>0)7if((x′+xoff)v<0)&(va<0)---(37).]]>
相位可被解释为：
n＝1：向外减速度
n＝2：向内加速度
n＝3：向外超加速度
n＝4：向外加速度
n＝5：向外超减速度
n＝6：向内超减速度
n＝7：向内减速度。
相位侦测器73也产生下述状态向量：
SD=Xv=0=x′(t)+xoff(t)ifv(t)=0Xa=0=x′(t)+xoff(t)ifa(t)=0Va=0=v(t)ifa(t)=0Av=0=a(t)ifv(t)=0---(38),]]>
其描述了音圈在与零点交会时的位置、速度和加速度。
被供以相数n(t)、向量D与状态向量SD的预测器71利用各相位的特定非线性模型来预测音圈移动的峰值xpeak(t)。举例而言，最初两相是由下列稳态模型利用D与SD中的变量加以描述：
xpeak(t)=(v(t)Va=0(Xv=0-Xa=0))2+(x′(t)+xoff(t))2ifn=1---(39)]]>
及
xpeak(t)=(a(t)Av=0Xa=0)2+(Xa=0-(x′(t)-xoff(t)))2ifn=2---(40).]]>
相位n＝3至7描述了电位与动能的总和增加(3≤n≤6)或减少(n＝6)时的瞬时过程。使用参数βn，即可通过下列近似计算来估算峰值：
xpeak(t)=|x′(t)+xoff(t)-Xv=0|βn+|x′(t)+xoff(t)|ifn=3,...,5---(41)]]>
xpeak(t)=|x′(t)+xoff(t)-Xv=0|βn+|Xv=0|ifn=6---(42)]]>
xpeak(t)=|Xv=0|-|x′(t)+xoff(t)-Xv=0|βnifn=7---(43).]]>
比较器72比较预测的峰值xpeak(t)与可允许的阈值xlim，并且产生供应至转换组件65的控制信号Cx(t)。在条件|xpeak(t)|>|xlim|下，衰减器74或具变化截止频率的高通被致动，并及时衰减输入信号z(t)，以避免过冲超过可允许的极限值xlim及产生声响。
图9说明根据本发明的控制器1的具体实施例，其中控制输出信号w(t)是经由具有高通特性的功率放大器76而供应至转换器9。在放大器输入处的高通滤波器75阻挡了直流并衰减非线性转换组件65所产生的输出信号w(t)中的其他低频率分量。为了应对放大器的高通特性，修改的输入信号y(t)＝z(t)-y＝被供应至非线性转换组件65，其减少了控制输出信号w(t)中的低频率分量。补偿信号y＝可通过将w(t)供应至低通滤波器79而产生，其中所述低通滤波器79具有与功率放大器的截止频率相对应的截止频率。可替代地，低通可位于侦测器中，且低频率信号y＝可以以时间变化特性向量S*(t)而被供应至控制器1中的减法器77。
控制器1也含有增益控制器95，其决定特定转换器9的最大工作范围。增益控制器95检查在参数输入21处的参数向量P的有效性，并在参数向量P中没有有效数据时、或误差信号e(t)超过可允许的极限值|e(t)|>elim时，致动或停用初始学习程序。误差信号产生于误差产生器23中，并经由时间变化特性向量S*(t)而供应至控制器1，如图4至图6所示。
在初始辨识的一开始时，增益控制器95于输出91处产生增益控制增益Gw，其降低了补偿放大器87的增益，所述补偿放大器87被供以来自转换组件65之输出信号q(t)并产生控制输出w(t)＝Gwq(t)。在初始辨识期间，转换器9于小信号域中安全运作，以避免转换器 9的过载与破坏。在启动期间所辨识的参数Re(t＝0)描述了环境温度下的音圈阻抗，且用作式(22)中的参考值。当存在转换器9的持续激发时，致动器41启动图6的自适应参数估算器27中的参数向量P的学习程序，而增益控制器95缓慢增加控制增益Gw，直到参数向量P中的非线性参数bi与ki、或音圈阻抗Re的增量指示可允许的工作范围的限制值为止。增益控制器95也于输出93处产生控制信号Cw而供应至切换开关85，所述切换开关85选择由信号来源83在初始辨识期间所产生的持续激发信号s(t)，并且在时间t1时完成初始辨识之后选择外部信号z(t)作为控制输入。
由永久估算器20所辨识的功率放大器76的增益Gv(t)也以时间变化特性向量S*(t)、经由输入37而传送至增益控制器95。在时间t1时，控制增益Gw(t1)、增益Gv(t1)、以及参数向量P(t1)储存于控制器中，并且被用作控制在断电后恢复时的起始值。
在初始辨识之后(t>t1)，增益控制器95通过下列关系式而产生补偿放大器87的控制增益Gw(t)：
Gw(t)=Gw(t1)Gv(t1)Gv(t)---(44),]]>
以补偿功率放大器76的增益Gv(t)的变化，并产生转换组件65的输出处的信号q(t)与转换器9的终端处的电压之间的固定总转换增益。
转换器9安装于几乎密封的壳体10内，所述壳体10具有小漏洞12供静态气压调整之用，以产生稳定化音圈位置所需的时间常数。
其他具体实施例
1.一种用于将输入信号(z(t))转换为机械或声音输出信号(p(t))的装置，其包括转换器(9)、控制器(1)、侦测器(11)以及测量装置(13)；所述控制器(1)接收所述输入信号(z(t))并产生供应至所述转换器(9)的控制输出信号(w(t))；所述测量装置(13)提供至少一感测信号(i(t))，所述感测信号(i(t))包括所述转换器(9)的状态变量，所述侦测器(11)自所述测量装置(13)接收所述至少一感测信号(i(t))，其中所述侦测器(11)具有参数输出(15)，其根据所述感测信号(i(t))而产生参数向量(P[n])，当所述控制输出信号(w(t))的瞬时特性提供所述转换器(9)的持续激励时，所述参数向量(P[n])描述所述转换器(9)在此时刻(n)的特性；所述侦测器(11)具有特性输出(35)，所述特性输出(35)根据所述感测信号(i(t))而永久地产生时间变化特性向量(S*(t))，所述时 间变化特性向量(S*(t))描述所述控制输出信号(w(t))的任意特性的所述转换器(9)的瞬时特性；以及所述控制器(1)具有参数输入(21)与特性输入(37)，所述参数输入(21)具有来自所述参数输出(15)的所述参数向量(P[n])，且所述特性输入(37)具有来自所述特性输出(35)的所述时间变化特性向量(S*(t))，其中根据所述参数向量与所述变化特性向量，配置所述控制器(1)以产生所述输入信号(z(t))和所述输出信号(p(t))之间的预定转换行为，和/或用于稳定所述转换器(9)的震动的控制输出信号，和/或用于保护所述转换器(9)以防止过载的控制输出信号。
2.根据前述具体实施例中任一个所述的装置，其中所述参数向量(P[n])包括至少一第一参数；所述侦测器(11)包含下列至少之一：模型装置(25)，其具有接收所述参数向量(P[n])的参数输入、接收所述时间变化特性向量(S*(t))的第二输入、以及产生所述转换器(9)的预测状态信号(i’(t))的输出；其中所述侦测器(11)进一步包括误差产生器(23)，其被供以所述模型装置(25)的输出处的所述预测状态信号(i’(t))及被供以来自所述测量装置(13)的所述感测信号(i(t))，并产生误差信号(e(t))，所述误差信号(e(t))描述所述预测状态信号(i’(t))和所述感测信号(i(t))之间的偏差；致动器(41)，其分析所述控制输出信号(w(t))的特性，并产生致动信号(μ(t))，所述致动信号(μ(t))指示所述控制输出信号(w(t))提供所述转换器(9)的持续激励的时刻；参数估算器(27)，其具有被供以所述误差信号(e(t))的输入、自所述致动器(41)接收所述致动信号的控制输入(47)，其通过最小化所述误差信号(e(t))而致动所述第一参数的独特且最佳估算值的产生；永久估算器(49)，其通过最小化所述误差信号(e(t))而永久地产生供应至所述特性输出(35)的所述时间变化特性向量(S*(t))的更新。
3.根据具体实施例2所述的装置，其中所述致动器(41)具有被供以所述参数向量(P[n])的输入，其中进一步配置所述致动器(41)以：产生数值，其描述所述参数向量(P[n])中的每一个参数的时域方差；及产生所述致动信号(μ(t))，其停止具有最低时域方差数值的参数的更新，同时致动具有较高方差的其他参数的更新。
4.根据具体实施例2或3所述的装置，其中所述致动器(41)被供以来自所述误差产生器(23)的所述误差信号(e(t))、或被供以来自所述参数估算器(27)的所述参数向量(P[n])，其中进一步配置所述致动器(41)以：产生重要性数值，其描述每一个参数对转换器(9)的模型化的贡献；以及产生所述致动信号(μ(t))，其停止具有低于阈值的重要性 数值的参数的估算。
5.根据前述具体实施例中任一个所述的装置，其中所述时间变化特性向量(S*(t))包括下列中至少一信息：所述转换器(9)的机械振动组件的位置的瞬时偏移量(xoff(t))，和/或所述转换器(9)的机械悬置物的瞬时劲度变化(kv(t))，和/或
所述转换器的瞬时阻抗变化(rv(t))，和/或所述转换器(9)或功率放大器(7)的任何其他时间变化参数，其中所述时间变化参数仅含有低频率分量，所述低频率分量不是由所述控制输出信号(w(t))所提供。
6.如前述具体实施例中任一个所述的装置，其中所述控制器(1)包含偏移补偿器(33、31)，其具有被供以所述偏移量(xoff(t))的第一输入、被供以所述输入信号(z(t))的第二输入、以及产生偏移补偿信号(a(t))的输出；其中配置所述偏移补偿器(33、31)以产生所述偏移补偿信号(a(t))中的另一低频率分量，其补偿所述偏移量(xoff(t))；以及所述控制器(1)包含转换组件(65)，其具有第一输入及具有产生所述控制输出信号(w(t))的输出，所述第一输入被供以来自所述偏移补偿器(33、31)的输出的所述偏移补偿信号(a(t))；其中所述转换组件(65)具有介于其第一输入与其输出之间的转换特性，其依所述时间变化特性向量(S*(t))及所述参数向量(P[n])而定。
7.如前述具体实施例中任一个所述的装置，其中所述控制器(1)包含转换组件(65)，其产生所述控制输出信号(w(t))；其中所述控制输出信号(w(t))包括低频率分量；进一步包括功率放大器(7)，其配置在所述控制器(1)与所述转换器(9)之间，且配置功率放大器(7)以为所述转换器(9)产生放大控制输出信号(u(t))；进一步包括高通滤波器(75)，配置高通滤波器(75)以衰减所述控制输出信号(w(t))的低频率分量和/或所述放大控制输出信号(u(t))；以及所述控制器(1)包含补偿器(77、79)，其具有被供以所述输入信号(z(t))的一第一输入、具有被供以所述控制输出信号(w(t))的第二输入、以及产生补偿信号(y(t))的输出，所述补偿信号(y(t))被供应至所述转换组件(65)的输入；其中配置所述补偿器(79、77)以产生所述补偿信号(y(t))中的其他低频率分量，其减少所述控制输出信号(w(t))中的低频率分量。
8.如具体实施例7所述的装置，其中所述补偿器(79、77)包括：低通滤波器(79)，其具有被供以所述控制输出信号(w(t))的输入、以及具有根据所述控制输出信号(w(t))而产生低频率信号(y＝(t))的输出；以及减法器(77)，其通过计算所述输入信号(z(t))与 所述低频率信号(y＝(t))之间的差异而产生所述补偿信号(y(t))。
9.如前述具体实施例中任一个所述的装置，其中所述控制器(1)包含增益控制器(95)，其具有被供以来自所述参数输入(21)的所述参数向量(P[n])的输入、以及产生控制增益(Gw)的输出(91)，其依所述参数向量(P[n])的有效性而定；所述控制器(1)包含转换组件(65)，其具有被供以所述输入信号(z(t))的输入、以及输出，其中所述参数向量(P[n])决定所述转换组件(65)的输入与输出之间的转换行为；以及所述控制器(1)包含补偿放大器(87)，其连接于所述转换组件(65)的输出，产生所述控制输出信号(w(t))，且具有控制输入，所述控制输入被供以来自所述增益控制器(95)的输出(91)的所述控制增益(Gw)；其中当所述参数向量(P[n])的至少一个参数无效时，所述补偿放大器(87)产生衰减的控制输出信号。
10.如前述具体实施例中任一个所述的装置，其中所述控制器(1)包含一信号源(83)，其具有产生内部信号(s(t))的输出；所述控制器(1)包含切换开关(85)，其具有第一输入、第二输入、控制输入与输出，所述第一输入被供以来自所述信号源(83)的输出的所述内部信号，所述第二输入被供以所述输入信号(z(t))，所述输出被连接至所述转换组件(65)的输入；以及所述增益控制器(95)具有输出(93)，其产生供应至所述切换开关(85)的所述控制输入的控制信号(Cw)；其中配置所述增益控制器(95)以：若在所述参数向量(P[n])中的至少其中一个参数无效时，选择来自所述信号来源(83)的所述内部信号(s(t))；以及在所述参数向量中的所有参数为有效时，选择所述输入信号(z(t))。
11.如前述具体实施例中任一个所述的装置，其中所述控制器(1)包含转换组件(65)，其具有被供以所述输入信号(z(t))的输入、以及产生控制信号(q(t))的输出；所述控制器(1)包含功率放大器(7)，其被布置在所述控制器(1)与所述转换器(9)之间，且被配置为通过时间变化放大器增益(Gv(t))放大所述控制输出信号(w(t))及产生所述转换器(9)的所述放大控制输出信号(u(t))；以及所述控制器(1)包含补偿放大器(87)，其通过以控制增益(Gw)调整所述控制信号(q(t))而产生所述控制输出信号(w(t))，其中配置所述补偿放大器(87)以补偿所述时间变化放大器增益(Gv(t))的变化，以于所述转换组件(65)的输出与所述转换器(9)的输入之间确保固定整体增益。
12.如具体实施例11所述的装置，其中所述侦测器(11)具有输入(10)，其被供以来自所述控制器(1)的输出(5)的所述控制输出信号(w(t))，其中配置所述侦测器(11) 以确定所述放大器增益(Gv(t))；以及所述控制器(1)或侦测器(11)包含增益控制器(95)，其具有被供以所述放大器增益(Gv(t))的输入、以及产生所述控制增益(Gw)的控制输出(91)，所述控制增益(Gw)与所述放大器增益(Gv(t))反相。
13.如前述具体实施例中任一个所述的装置，其中所述控制器(1)或侦测器(11)包含一功率估算器(53；63)，其具有产生描述供应至所述转换器(9)的瞬时电力输入功率(Pe’(t))的数值的输出；所述控制器(1)或侦测器(11)包含阻抗预测器(55；62)，其中配置所述阻抗预测器(55；62)以根据所述输入功率而产生直流阻抗(dc-resistance)的预测值(Re,p(t))与提供于所述参数向量(P[n])中的所述直流阻抗(Re)的更新估算值，所述输入功率是来自所述功率估算器(53；63)的输出，其中所述直流阻抗是用于模型化所述转换器(9)的所述电力输入阻抗；所述控制器(1)包含比较器(59)，其中配置所述比较器(59)以通过比较所述预测值(Re,p(t))与可允许限制值(Rlim)而产生一控制信号(Ct(t))；以及所述控制器(1)包含转换组件(65)，其根据所述输入信号(z(t))与所述控制信号(Ct(t))而产生所述控制输出信号(w(t))，其中当所述预测值(Re,p(t))超过所述可允许限制值(Rlim)时，所述控制信号(Ct(t))使所述控制输出信号(w(t))的振辐衰减，并避免所述转换器(9)的热过载。
14.如具体实施例13所述的装置，其中所述控制器(1)或侦测器(11)包含积分器(64)，其被供以来自所述阻抗预测器(55；62)的输出的所述预测值(Re,p(t))，并产生瞬时直流阻抗(Re,i(t))，其中所述积分器(64)具有相对应于所述转换器(9)的热时间常数的时间常数。
15.如前述具体实施例中任一个所述的装置，其中所述控制器(1)包含下列中至少之一：模型装置(67)，其被配置为产生所述转换器(9)的机械振动组件的瞬时位置信息(x’+xoff)，其是根据下列而产生：所述输入信号(z(t))或所述控制输出信号(w(t))，所述参数向量(P[n])，所述时间变化特性向量(S*(t))；微分器(69)，其被供以所述机械振动组件的所述位置信息，并根据所提供的位置信息而产生所述机械振动组件的速度信息与高阶导数信息；预测器(71)，其具有输出，所述输出根据所述机械振动组件的所述瞬时位置信息、速度信息及高阶导数信息而产生所述机械振动组件的位置的预测峰值(xpeak(t))；比较器(72)，其根据来自所述预测器(71)的输出的所述预测峰值(xpeak(t))而产生控制信号(Cx(t))，其中当所述预测峰值(xpeak(t))超过可允许阈值(xlim)时，所述控制信号(Cx(t)) 指示所述转换器的预期机械过载；以及转换组件(65)，其被供以所述输入信号(z(t))与所述控制信号(Cx(t))，并且根据所述输入信号(z(t))与所述控制信号(Cx(t))而产生所述控制输出信号(w(t))，其中配置所述控制信号(Cx(t))以改变所述转换组件(65)的转换行为以及使所述控制输出信号(w(t))中的信号分量衰减，以避免所述转换器(9)的机械过载。
16.如具体实施例15所述的装置，其中所述预测器包含相位侦测器(73)，其被配置为将所述机械振动组件的动作分为为移动相位序列，其中所述移动相位序列中的至少一个相位是描述加速度，以及所述移动相位序列中的至少一个其他相位是描述所述机械振动组件的减速度；以及配置所述预测器(71)以通过使用非线性模型而产生预测峰值(xpeak(t))，所述非线性模型考虑所述移动相位序列中的每一个相位的特性。
17.一种用于将电输入信号(z(t))转换为机械和/或声音输出信号(p(t))的方法，所述方法包括：提供用于接收输入信号(z(t))的输入与用于输出机械和/或声音输出信号(p(t))的转换器(9)；提供初始参数向量(P[n])与初始时间变化特性向量(S*(t))；根据所接收的输入信号(z(t))、所述参数向量(P[n])以及所述时间变化特性向量(S*(t))而产生控制输出信号(w(t))；以所述控制输出信号(w(t))操作所述转换器(9)，从而产生所述输入信号(z(t))与所述输出信号(p(t))之间的预定转换行为，和/或稳定化所述转换器(9)的振动，和/或保护所述转换器(9)以防止过载；产生以所述控制输出信号(w(t))所操作的转换器(9)的状态感测信息；根据所述转换器(9)的状态感测信息，产生所述参数向量(P[n])的更新，其描述当所述控制输出信号(w(t))提供所述转换器(9)的持续激励时，所述转换器(9)在此时刻的特性；以及根据所述转换器(9)的状态感测信息，永久地产生所述时间变化特性向量(S*(t))的更新，其描述由具有任意信号特性的所述控制输出信号(w(t))所激励的所述转换器(9)的瞬时特性。
18.根据前述方法具体实施例中任一个所述的方法，其中所述产生所述参数向量(P[n])的更新包括：通过使用所述参数向量(P[n])中的至少一个参数而模型化所述转换器(9)的行为；产生误差信号，其描述所述转换器(9)的模型化操作的结果和所述转换器(9)的实际操作之间的偏差；基于所述控制输出信号(w(t))的所述瞬时特性而产生针对所述参数向量(P[n])中每一单一参数的瞬时致动信号(μ(t))；以及如果所述致动信号通过所述控制输出信号(w(t))指出所述转换器(9)的持续激励，则通过最小化所述误差信号而产 生所述参数的独特且最佳估算值。
19.根据前述方法具体实施例中任一个所述的方法，其中所述产生所述时间变化特性向量(S*(t))包括：通过使用所述时间变化特性向量(S*(t))中的至少一个参数而模型化所述转换器(9)的行为，所述时间变化特性向量(S*(t))仅包含非由所述输入信号(z(t))所供应的低频率分量；产生误差信号，其描述所述转换器(9)的模型化操作的结果和所述转换器(9)的实际操作之间的偏差；通过最小化所述误差信号而永久地产生所述时间变化特性向量中的参数的最佳估算值。
20.根据具体实施例18所述的方法，其中所述产生瞬时致动信号包括：为所述参数向量(P[n])中的每一个参数产生梯度信号，其中所述梯度信号为所述误差信号对于所述参数的部分导数；产生相关矩阵，其包含由所述致动信号所致动的参数的两梯度信号间的至少一相关值；确定所述相关矩阵的秩；评估所述参数向量中的每一个参数的时域方差性；以及产生致动信号，其于所述相关矩阵具有满秩时致动所述相关矩阵中所考虑的每一个参数的更新，并于所述相关矩阵具有秩损失时停止所述参数向量中具有最低时域方差性的参数的更新。
21.根据前述方法具体实施例中任一个所述的方法，其中所述产生控制输出信号(w(t))包括：产生时间变化参数，其描述所述转换器的机械振动组件的偏移量(xoff(t))；根据所述时间变化特性向量(S*(t))中所提供的偏移量产生补偿信号(zoff(t))；通过将所述补偿信号加至所述输入信号(z(t))而产生总和信号(a(t))；根据所述总和信号产生所述控制输出信号(w(t))。
22.根据具体实施例6或21所述的装置或方法，其中所述转换器(9)是于密闭壳体(10)中运作的扬声器，其具有一小漏洞(12)以补偿静态气压的变化；其中配置所述壳体(10)的体积和/或所述漏洞(12)的大小以定义时间常数，所述时间常数大于产生所述偏移量(xoff(t))与所述补偿信号(zoff(t))所需的持续时间。
23.根据前述方法具体实施例中任一个所述的方法，其中所述产生控制输出信号(w(t))包含：提供补偿信号(y＝)；根据所述输入信号(z(t))与所述补偿信号(y＝)产生补偿的输入信号(y(t))；根据所述补偿的输入信号(y(t))产生所述控制输出信号(w(t))；通过使所述控制输出信号(w(t))中低于截止频率的信号分量衰减而产生高通过滤控制信号(u(t))；对所述转换器(9)的终端供应所述高通过滤控制信号(u(t))。
24.根据具体实施例23所述的方法，其中所述产生补偿的输入信号(y(t))包括：通过所述控制输出信号(w(t))的低通滤波产生补偿信号(y＝)；以及通过从所述输入信号(z(t))中减去所述补偿信号(y＝)而产生所述补偿的信号(y(t))。
25.根据前述方法具体实施例中任一个所述的方法，其中所述产生控制输出信号(w(t))包括：检查所述参数向量(P[n])的参数的有效性；当所述参数向量中的至少一个参数无效时减少控制增益(Gw)；若所述参数向量(P[n])的所述更新未指示所述转换器的过载，增加所述控制增益(Gw)；通过所述输入信号(z(t))的线性或非线性处理而产生处理信号(q(t))；以及通过以所述控制增益(Gw)调整所述处理信号(q(t))，产生所述控制输出信号(w(t))。
26.根据前述方法具体实施例中任一个所述的方法，其中所述产生控制输出信号(w(t))包括：通过使用所述转换器(9)的所述感测状态与所述控制输出信号(w(t))，辨识功率放大器(7)的瞬时增益(Gv(t))，由所述功率放大器(7)将所述控制输出信号(w(t))转换为放大控制输出信号(u(t))，所述放大控制输出信号(u(t))接着被供应至所述转换器(9)；通过使用所述瞬时增益(Gv(t))而产生一控制增益(Gw)，以补偿所述瞬时增益(Gv(t))的变化并产生所述控制输出信号(w(t))与所述放大控制输出信号(u(t))之间的固定转换函数；根据所述输入信号(z(t))产生处理信号(q(t))；以及通过以所产生的控制增益(Gw)调整所述处理信号(q(t))而产生所述控制输出信号(w(t))。
27.根据具体实施例18所述的方法，其中所述产生瞬时致动信号(μ(t))包括：针对参数向量(P[n])中的每一个参数产生重要性数值，其中所述重要性数值描述所述对应参数对所述转换器的模型化的贡献；以及若这个参数的所述重要性数值低于预定阈值，则停止所述参数的估算。
28.根据具体实施例27所述的方法，其中所述产生重要性数值包括：产生总成本函数(C)，其描述当所述参数向量(P[n])中所有参数都使用于模型化时所述转换器的模型化结果与行为之间的偏差；产生部分成本函数，其描述当设定一个参数为零且使用所述参数向量(P[n])中所有剩余参数时所述转换器的模型化结果与行为之间的偏差；以及通过使用所述部分成本函数与所述总成本函数(C)而产生所述重要性数值。
29.根据具体实施例27所述的方法，其中所述产生重要性数值包括：为所述参数向量(P[n])中的至少一个参数产生梯度信号，其中所述梯度信号为所述误差信号对于所述对 应参数的部分导数；计算平方的梯度信号的预期值；以及通过使用所述平方的梯度信号的所述预期值与所述参数，产生所述重要性数值。
30.根据前述方法具体实施例中任一个所述的方法，其中所述产生控制输出信号(w(t))包括：根据所述控制输出信号(w(t))或所述转换器(9)的状态感测信息，产生供应至所述转换器(9)的所述瞬时电力输入功率(Pe’(t))的数值；根据所述转换器(9)的感测状态更新阻抗参数(Re)，其描述在所述转换器(9)的电力终端处的时间变化直流阻抗，以考虑变化的环境条件的影响；通过使用所述瞬时电力输入功率(Pe’(t))与所述参数向量(P[n])中的阻抗参数(Re)，估算所述时间变化直流阻抗的预测值(Re,p(t))；比较所述预测值(Re,p(t))与预定限制值(Rlim)，并产生指示所述转换器(9)的一预期热过载的控制信号(Ct(t))；通过使用所述控制信号(Ct(t))，从所述控制输入信号(z(t))产生所述控制输出信号(w(t))，以及时减少所述控制输出信号(w(t))的振辐并避免热过载。
31.根据具体实施例30所述的方法，其中所述产生控制输出信号(w(t))包括：通过以对应于所述转换器(9)的所述热时间常数的时间常数对所述预测值(Re,p(t))进行积分，产生瞬时值(Re,i(t))；通过补偿所述瞬时直流阻抗(Re,i(t))的时间变化，产生所述输入信号(z(t))与所述转换器(9)的所述输出信号(p(t))之间的预定转换行为。
32.根据前述方法具体实施例中任一个所述的方法，其中所述产生控制输出信号(w(t))包括：根据所述参数向量(P[n])与所述时间变化特性向量S*(t)，估算所述转换器(9)的所述机械振动组件的位置(x’+xoff)的预测峰值(xpeak(t))；通过比较所述预测峰值(xpeak(t))与可允许限制值(xlim)，产生控制信号(Cx(t))，其预期所述转换器(9)的机械过载；以及通过使用所述控制信号(Cx(t))而使所述控制输入信号(z(t))中的低频率分量衰减，以避免机械过载并使所述转换器(9)的所述机械振动组件的位置(x’+xoff)保持低于所述可允许限制值。
33.根据具体实施例32所述的方法，其中所述估算预测峰值(xpeak(t))包括：产生所述时间变化特性向量(S*(t))中的瞬时参数(xoff(t))，其描述所述转换器(9)的所述机械振动组件的偏移量；通过使用所述输入信号(z(t))、所述参数向量(P[n])以及所述时间变化特性向量S*(t)，产生所述转换器(9)的所述机械振动组件的所述瞬时位置信息(x’+xoff)；产生所述转换器(9)的所述机械振动组件的速度信息、以及所述位置信息(x’+xoff)的高阶导数信息；将所述机械振动组件的动作分为多个相位，其中所述多个相位中的至少一个 相位是描述所述机械振动组件的加速度，且所述多个相位中的至少一个另一相位是描述所述机械振动组件的减速度；以及通过使用考虑每一相位的特性的非线性模型来估算所述预测峰值(xpeak(t))。
有益效果
本发明利用数字信号处理以利用电能-机械转换器的材料资源，藉以减少扬声器、头戴式耳机与其他声音重制系统的大小、重量和成本。辨识与控制系统是简单易于使用，且在硬件构件(转换器、放大器)上不需要任何先验信息。输出信号是随转换器的使用寿命而以特定应用所需要的振辐与质量来产生，同时可补偿老化、疲劳、气候、使用者互动与其他无法预期的影响。
在前述说明书中，已参照本发明的具体实施例的特定实例来描述本发明。然而，显而易见的是亦可于其中进行诸般修饰与变化，其皆未脱离所附权利要求书中所提出的发明较广精神与范畴。举例而言，所述连接(接点)可为适合从各节点、单元或组件传输信号的连接(接点)类型；或者所述连接(接点)可为适合向各节点、单元或组件传输信号的连接(接点)类型，例如经由中间组件。因此，除非有相反的教示或陈述，否则这些连接(接点)可为例如直接连接或间接连接。
因为实施本发明的装置的绝大部分是由本领域技术人员所已知的电子构件与电路所组成，因而除了以上所描述的被认为是必要的电路和构件细节外不再作更多的解释，以便于本发明的基本概念的理解和掌握、且为了不混淆或分散本发明的教导。
在适用时，有部分上述具体实施例，是可以使用各种不同的电路构件而实施。举例而言，附图中的示例性的体系结构及其讨论仅为了在讨论本发明的各个方面时提供一有用的参考。当然，基于讨论目的，已经简化了对体系结构的描述，且其仅为可根据本发明而使用的许多不同类型的适合的体系结构中的一种。所述领域技术人员将理解到，在逻辑块之间的边界仅为例示性说明，且可选实施例也可合并逻辑块或电路组件、或将可选的功能分解强加于各种逻辑块或电路组件之上。
因此，应理解到本文所述的架构仅为例示，且事实上还可实施许多其他的架构，其皆可达成相同的功能。在抽象、但仍为明确的概念中，为达成相同功能的任何构件配置是有效地“相关联的”，从而实现所需的功能。因此，为能达成特定功能而结合的本文中任何两构件可被视为是彼此“相关联的”，以达成所需功能，不论架构或中间构件为何。同样地， 如此相关联的任何两个构件也可被视为是“可操作地连接”或“可操作地耦接”，以达成所需功能。
在权利要求书中，在括号中的任何参考符号都不应被解释为对权利要求的限制。用语“包括”并未排除在请求项所列出的组件或步骤以外有其他组件或步骤的存在。此外，在本文中，用语“一(a或an)”是定义为一个或多于一个。同时，在请求项中例如“至少一个”或“一或多个”等引述性用语的使用不应被解释为其暗指由不定冠词“一(a或an)”所引入的另一请求项组件会将含有此引入请求项组件的任何特定请求项限制为仅含有一个这类组件的发明，即使是相同请求项同时包括引述性用语“一或多个”或“至少一个”与不定冠词(例如“一(a或an)”)时。对于定冠词的使用亦属相同情形。除非另外陈述，否则如用语“第一”与“第二”是用于这类用语所描述的组件之间的任意区分。因此，这些用语并不需要表示这类组件在时间或其他方面的优先性。在互相不同的请求项中记载的特定测量值的唯一事实并不是表示不可以使用这些测量值的组合来产生优势。在一请求项中所提出的方法步骤次序并不影响这些步骤所实际执行的次序，除非在请求项中另有具体记载。
本领域技术人员应当理解，在附图中的组件仅为简单清楚的目的而描述，且不一定是以实际比例来绘制。举例而言，所选择组件是仅用于帮助增进对本发明各种具体实施例中的这些组件的功能与配置的理解。同时，为了使本发明的这些不同具体实施例以较不抽象方式呈现，在一商业上可行的具体实施例中所使用或必须的一般性、但已广为理解的组件则几乎不再进行说明。进一步应当理解，在所述方法中的某些动作和/或步骤可以以特定发生顺序来描述或说明，然本领域的技术人员应理解，关于次序的此特定性在实际上是不需要的。也应解的是，在本说明书中所使用的用语及表达皆具有这些用语及表达在其对应的各研究学习领域中所根据的通常意义，除非在本文中另外提出了特定的意义。在前述说明书中，已经参照本发明的具体实施例的特定实例来说明本发明。然而，显然可于其中进行各种修饰及变化，而不脱离如所附权利要求书中所提出的本发明的较广精神与范畴。举例而言，所述连接(接点)可为一种适合从各别节点、单元或组件传输信号的连接(接点)类型；或者所述连接(接点)可为适合向各节点、单元或组件传输信号的连接(接点)类型，例如经由中间组件。因此，除非有相反的教示或陈述，否则这些连接(接点)可为例如直接连接或间接连接。
因为实施本发明的装置的绝大部分是由本领域技术人员所已知的电子构件与电路所组成，因而除了以上所描述的被认为是必要的电路和构件细节外不再作更多的解释，以便于本发明的基本概念的理解和掌握、且为了不混淆或分散本发明的教导。
虽然已针对特定的传导类型或电位极性来描述本发明，然本领域技术人员应当理解传导类型与电位极性亦可互换。
在适用时，有部分上述具体实施例，是可以使用各种不同的电路构件而实施。举例而言，附图中的示例性的体系结构及其讨论仅为了在讨论本发明的各个方面时提供一有用的参考。当然，基于讨论目的，已经简化了对体系结构的描述，且其仅为可根据本发明而使用的许多不同类型的适合的体系结构中的一种。所述领域技术人员将理解到，在逻辑块之间的边界系仅为例示性说明，且可选实施例也可合并逻辑块或电路组件、或将可选的功能分解强加于各种逻辑块或电路组件之上。
因此，应理解到本文所述的架构仅为示例，且事实上还可实施许多其他的架构，其皆可达成相同的功能。在抽象、但仍为明确的概念中，为达成相同功能的任何构件配置是有效地“相关联”，使得所需的功能可被达成。因此，为能达成一特定功能而结合的本文中任何两构件可被视为是彼此“相关联”，以达成所需功能，不论架构或中间构件为何。同样地，如此相关联的任何两个构件也可被视为是“可运作地连接”或“可运作地耦接”，以达成所需功能。
同时，本发明也不限于实施为非可编程硬件的物理组件或单元，而是也可实施为可编程组件或单元，通过根据适当程序编码操作而执行所需的组件功能。此外，这些组件可物理地分布于数项装置中，但功能上以单一组件运行。功能上形成独立组件的组件可整合在单一物理组件中。
在权利要求书中，在括号中的任何参考符号都不应被解释为对权利要求的限制。用语“包括”并未排除在一请求项所列出的组件或步骤以外有其他组件或步骤的存在。此外，在本文中，用语“一(a或an)”定义为一个或多于一个。同时，在请求项中例如“至少一个”或“一或多个”等引述性用语的使用不应被解释为其暗指由不定冠词“一(a或an)”所引入的另一请求项组件会将含有此引入请求项组件的任何特定请求项限制为仅含有一个这类组件的发明，即使是相同请求项同时包括引述性用语“一或多个”或“至少一个”与不定冠词(例如“一(a或an)”)时。对于定冠词的使用亦属相同情形。除非另外陈述， 否则如用语“第一”与“第二”是用以于这类用语所描述的组件之间的任意区分。因此，这些用语并不需要表示这类组件在时间或其他方面的优先性。在互相不同的请求项中记载的特定测量值的唯一事实并不是表示不可以使用这些测量值的组合来产生优势。在一请求项中所提出的方法步骤次序并不影响这些步骤所实际执行的次序，除非在请求项中另有具体记载。
本领域技术人员应当理解，在附图中的组件仅为简单清楚的目的而描述，且不一定是以实际比例来绘制。举例而言，所选择组件是仅用于帮助增进对本发明各种具体实施例中的这些组件的功能与配置的理解。同时，为了使本发明的这些不同具体实施例以较不抽象方式呈现，在一商业上可行的具体实施例中所使用或必须的一般性、但已广为理解的组件则几乎不再进行说明。进一步应当理解，在所述方法中的某些动作和/或步骤可以以一特定发生顺序来描述或说明，然本领域的技术人员应理解，关于次序的此特定性在实际上是不需要的。也应理解的是，在本说明书中所使用的用语及表达皆具有这些用语及表达在其对应的各研究学习领域中所根据的通常意义，除非在本文中另外提出了特定的意义。