无线电接收设备和无线电接收方法 【技术领域】
本发明涉及用在数字无线电通信系统中的无线电接收设备和方法。
背景技术
(现有技术1)
传统上，根据导频内插型通信系统(周期性地把导频信号(已知信号)插入信息信号中的系统)，利用多个导频块进行信道估计的方法是由Ando等人提出来的(RCS96-72“Channel Estimation Scheme using Plural Pilot Blocks forDS-CDMA Mobile Radio”)。下面参照图1和图2说明这种信道估计方法。
图1显示了用在传统导频内插型通信系统中的时隙格式。在这个图中，一个时隙由存储导频信号和控制信号的控制部分和与之多路复用的存储数据的数据部分组成，并且显示了处在中心的一个时隙n之前和之后的两个时隙。存储(内插)在控制部分中的导频信号由Np个符号组成，并且假设把由Np个符号组成的一组导频信号称为“导频块”。传统导频内插型通信系统利用内插在每个时隙中的这些导频信号，估计由于多路径瑞利(Rayleigh)衰落而变化的传播路径(信道)。
这里，简要说明一下传统信道估计方法。首先，把注意力集中在第n时隙中的导频块12上，同相相加导频块12中由Np个符号组成地所有导频信号。所得的同相相加值用如下的表达式(1)来表达，其中，z(i)是将被同相相加的导频信号，和C(n)是第n导频块中的同相相加值。
[数学表达式1]C(n)=1NpΣi=0Np-1zn(i)---(1)]]>
“同相相加”指的是，对用复振幅表达的多个导频信号的检测相关峰值求平均。
然后，让同相相加值经过加权相加。进行这个运算的配置显示在图2中。图2是显示在传统接收设备上对同相相加值进行加权相加的配置的示意图。如图2所示，利用第n时隙和第n时隙之前的一个时隙和之后的一个时隙(第(n-1)时隙和第(n+1)时隙)的导频块，对同相相加值进行加权相加。所得的值是第n时隙的信道估计值。这个信道估计值由如下表达式(2)表述，其中，αn是第n时隙的权重因子。
[数学表达式2]ξ(n)=Σi=-KKαnC(n)---(2)]]>
顺便提一下，图2显示了使用第n时隙之前一个时隙和之后一个时隙的情况，但是，也可以使用第n时隙之前和之后K个时隙(K：任意正数)。
利用这样计算的信道估计值，执行用于还原第n时隙的相位变化的相干检测和进行RAKE组合。
利用图3说明实现上述信道估计的接收设备的配置。图3是显示传统接收设备的配置的方块图。
在图3中，A/D转换器21对接收信号进行A/D转换，解扩电路22解扩经A/D转换的接收信号。把解扩接收信号的导频信号输出到乘法器23，和把解扩数据信号输出到相干检测电路25。在乘法器23，将解扩导频信号乘以接收方已知的导频模式的复共轭，并且把相乘结果输出到信道估计电路24。根据从乘法器23输出的相乘信号，信道估计电路24获得信道估计值，并且把信道估计值输出到相干检测电路25。以后将详细说明信道估计电路。
对于由解扩电路22解扩的数据信号，根据信道估计电路24计算的信道估计值，在相干检测电路25还原它的相位变化，并且输出到RAKE组合电路26。
上述解扩电路22、乘法器23、信道估计电路24和相干检测电路25是为每个箭头配备的(图3显示了箭头个数是3的例子)。经过相干检测电路25进行相干检测的在各个箭头处的数据信号，由RAKE组合电路26进行RAKE组合。
然后，利用图4说明信道估计电路24的配置。图4是显示传统接收设备的信道估计电路的配置的方块图。信道估计电路24利用解扩导频信号进行信道估计，并且获得用于相干检测的信道估计值。更明确地说，在如图4所示的同相相加电路31，同相相加解扩导频信号(也就是说，前述图1中第n导频块的导频信号)的所有Np个符号。这个同相相加用上述表达式(1)来表述。在乘法器32，将在同相相加电路3 1获得的同相相加值乘以权重因子α。例如，将第n导频块12的同相相加值乘以权重因子αn。这个相乘用上述表达式(2)来表达。与权重因子α相乘的结果是信道估计值，把信道估计值输出到矢量加法电路33。
矢量加法电路进行从乘法器32输出的信道估计值与从其它导频块获得的信道估计值之间的矢量相加。例如，将第n导频块与权重因子αn相乘获得的导频块12的信道估计值、乘以权重因子αn+1的导频块11的信道估计值和乘以权重因子αn-1的导频块13的信道估计值，进行矢量相加。这样，就可以获得对中心在第n时隙的多个时隙求平均的信道估计值。
因此，把信道估计电路24获得的信道估计值输出到图3所示的相干检测电路25。
但是，导频信号的样本数(与Np个符号相对应)不足以精确地进行信道估计。
(现有技术2)
另一方面，为了进行更精确的信道估计，Suwa等人提出了利用除了导频信号之外的信号的方法(RCS2000-67“Itertive Decision-Directed Path Searchand Channel Estimation with Fast Fading Tracking Ability for MC/DS-CDMABroadband Packet Wireless Access”)。这是导频内插型通信系统中的重复信道估计方法，其利用在第n时隙上获得的信道估计值，进行相干检测，利用对除了导频信号之外的信号部分或重新编码信号进行硬判决的结果，进行RAKE组合和然后去除除了导频信号之外的信号部分的数据调制成分，并且把所得信号加到从第n导频块中计算的同相相加值中。这里，在这个传统例子中的时隙配置，是将控制部分的导频信号和控制信号(Cn)与数据部分的数据信号(dn)进行IQ-多路复用所得的配置。假设控制部分的控制信号(Cn)与数据部分的数据信号(dn)一起被认为是除了导频信号之外的信号部分(Cn，dn)。下面将参照图5说明这个信道估计系统。
图5是显示进行传统重复信道估计的接收设备的配置的方块图。这里，说明用于重新编码解码信号和进行重复信道估计的配置。在图5中，把与图3中的标号相同的那些标号分配给与图3中的部件通用的那些部件，并且，省略对它们的详细说明。
在图5中，把解扩电路22解扩的导频信号输出到乘法器23。把在乘法器23上乘以已知导频模式的复共轭的导频信号输出到信道估计电路24。另一方面，把解扩电路22解扩的数据部分的数据信号输出到相干检测电路25和乘法器43。各个箭头处由相干检测电路25进行相干检测的数据信号，由RAKE组合电路26进行RAKE组合，并输出到解码电路41。解码电路41对RAKE组合结果进行前向纠错，并且，一方面，输出解码结果作为解码数据，另一方面，把解码结果输出到重新编码电路42(将在每个时隙上进行第一次重新编码之前的处理称为“初始阶段”)。在重新编码电路42，重新编码从解码电路41输出的信号，将其用在乘法器43上，以去除除了导频信号之外的信号部分的数据调制成分。去掉调制成分的信号被用于模仿导频信号，因此，下文将其称为“模拟导频信号”。
在相干检测电路25，利用通过把模拟导频信号的同相相加值加至在信道估计电路24上计算的导频信号的同相相加值中获得的信道估计值，还原解扩电路22解扩的信号的相位变化。
由于在同一个时隙递归地进行信道估计多次，解码数据信号中的差错减少了，因此，信道估计的精度提高了，并进一步减少了数据信号中的差错。
本发明要解决的问题
但是，上述传统接收设备涉及到如下问题。当在重复信道估计过程中，导频信号和模拟导频信号经过同相相加时，每次都是以相等比例相加这些信号，因此，模拟导频信号中差错的影响在信道估计的重复次数少的阶段中很强，导致接收质量恶化。
并且，当在插入导频信号的过程中，由于衰落引起的相位旋转量大时，除非在相位变化之前和之后K个时隙的影响降低，不可能获取高精度的信道估计值。
并且，在重复信道估计过程中，对于每个符号，导频信号和模拟导频信号的同相相加值都包含了噪声的影响，这阻止了高精度信道估计值的获得。因此，当重复次数少时，除非使用WMSA(加权多时隙求平均)对之前和之后的K个时隙求平均，不可能获取高精度的信道估计值，这导致接收质量恶化。
因此，借助于如上所述的传统接收设备，即使递归地重复信道估计，也不可能获得高精度的信道估计值，并且，接收质量恶化。
【发明内容】
本发明的目的是提供一种无线电接收设备和方法，其能够在重复信道估计的初始阶段提高信道估计的精度，减小数据信号的接收质量的恶化，并用少的信道估计的重复次数，进行高精度信道估计。
【附图说明】
图1显示了用在传统导频内插型通信系统中的时隙格式；
图2显示了在传统接收设备上对同相相加值进行加权相加的配置；
图3是显示传统接收设备的配置的方块图；
图4是显示传统接收设备中信道估计电路的配置的方块图；
图5是显示进行传统重复信道估计的接收设备的配置的方块图；
图6是显示根据本发明第一实施例的接收设备的配置的方块图；
图7是显示根据本发明第一实施例的接收设备的详细配置的方块图；
图8是显示根据本发明第二实施例的接收设备的配置的方块图；
图9显示了根据本发明第二实施例的接收设备接收的时隙格式；
图10是显示根据本发明第三实施例的接收设备的配置的方块图；
图11是显示根据本发明第三实施例的接收设备的另一种配置的方块图；
图12是显示根据本发明第三实施例的接收设备的又一种配置的方块图；
图13是概念性地显示了根据本发明第三实施例的接收设备所得的同相相加值的示意图；和
图14是显示根据本发明第四实施例的信道估计电路的配置的示意图。
【具体实施方式】
本发明人已经提出了本发明，介绍了在信道估计的重复次数少的阶段的重复信道估计中，模拟导频信号包含差错的影响，和每次都以不同比例同相相加导频信号和模拟导频信号。也就是说，本发明的本质是，当把加权相加应用于导频信号和模拟导频信号的同相相加值时，利用基于信道估计的重复次数的权重因子，进行重复信道估计。
现在参照附图，详细说明本发明的实施例。
(第一实施例)
这个实施例将描述当信道估计的重复次数是0(下文称之为“初始阶段”)时，只利用比模拟导频信号更可靠的导频信号进行信道估计。
这里，在这个实施例中的帧配置是一种IQ-多路复用控制部分的导频信号和控制信号以及数据部分的数据信号的配置。假设控制部分的控制信号(Cn)和数据部分的数据信号(dn)一起被当作除了导频信号之外的信号部分(Cn，dn)。
图6是显示根据本发明第一实施例的接收设备的配置的方块图。在图6中，为每个箭头配备了解扩电路102、乘法器103、信道估计电路104、相干检测电路105、乘法器109和加权加法电路110(图6显示了箭头个数是3的例子)。A/D转换器101对接收信号进行A/D转换，将其输出到解扩电路102。解扩电路102解扩经A/D转换的接收信号，并且把解扩的接收信号当中的导频信号输出到乘法器103，并把除了导频信号之外的信号部分(Cn，dn)输出到相干检测电路105和乘法器109。乘法器103通过将解扩的导频信号乘以在接收设备已知的导频模式的复共轭，计算相位变化，并且把相乘结果输出到信道估计电路104。
在初始阶段，信道估计电路104根据从乘法器103输出的相乘结果，计算导频信号的同相相加值，把权重分配给前后K个时隙的信道估计值，并且将它们加在一起。在初始阶段之后(信道估计的重复次数是1或更大)，如后所述的加权加法电路110，根据利用导频信号和模拟导频信号进行加权相加之后的结果，把权重分配给前后K个时隙的信道估计值，将它们加在一起。
假设信道估计电路104计算的第n时隙的信道估计值是ζ(n)，利用处在中心的第n时隙前后的K(K＝0，1，...，K)个时隙的信道估计值ζi(n±i)和权重因子α，可以把信道估计值ζ(n)表达成如下列表达式(3)所示的那样。
[数学表达式3]
但是，假设右侧的ζ是位于前头的时隙(第(n-1)时隙)上的信道估计值，并且进行重复信道估计。q表示重复次数，这里，q＝0。把这样计算的信道估计值输出到相干检测电路105。
相干检测电路105在根据信道估计电路104计算的信道估计值进行解扩之后，还原除了导频信号之外的信号部分(Cn，dn)的相位变化，并且将其输出到RAKE组合电路106。
RAKE组合电路106进行RAKE组合，相加在个数上与箭头相对应的、从相干检测电路105输出的信号，并且将结果输出到解码电路107。解码电路107进行前向纠错，输出解码信号作为解码数据，并且把解码信号输出到重新编码电路108。重新编码电路108重新编码由解码电路107解码的信号，并且把结果输出到乘法器109。
乘法器109将解扩电路102解扩的Cn和dn乘以从重新编码电路108输出的信号的复共轭。这样就去除了除了导频信号之外的信号部分(Cn，dn)的数据解调成分，并生成模拟导频信号。把生成的模拟导频信号输出到加权加法电路110。
加权加法电路110分别将作为乘法器103的相乘结果的、导频信号的同相相加值，和作为乘法器109的相乘结果的、模拟导频信号的同相相加值乘以权重因子，相加各个相乘结果，并且把相加结果输出到信道估计电路104。信道估计电路104利用从加权加法电路110输出的信号，进行信道估计。
接着，利用图7说明如何分开对导频信号、Cn(控制部分的控制信号)和dn(数据部分的数据信号)进行信道估计。图7显示了根据本发明第一实施例的接收设备的详细配置。在图7中，把与图6中的标号相同的那些标号分配给与图6中的部件通用的那些部件。
在图7中，A/D转换器101 A/D转换接收信号，并且把数据信号(dn)输出到解扩电路102-1和把控制信号(Cn)和导频信号输出到解扩电路102-2。
解扩电路102-1解扩经A/D转换器101 A/D转换的数据信号(dn)，并且把结果输出到乘法器208和乘法器213。解扩电路102-2解扩经A/D转换器101 A/D转换的控制信号(Cn)和导频信号，并且把解扩的导频信号输出到乘法器201和把解扩的控制信号(Cn)输出到乘法器209和乘法器212。
乘法器201等效于图6中的乘法器103，它将解扩电路102-2解扩的导频信号乘以在接收设备上已知的导频模式的复共轭。这样，就可以计算导频信号的同相相加值，并且把这个同相相加值输出到延迟器202、乘法器204、和乘法器214。
延迟器202将从乘法器201输出的与一个时隙相对应的同相相加值延迟相当于一个时隙的量。在初始阶段(q＝0)，切换器1(S1)与延迟器202的输出端相连接，把由延迟器202延迟了一个时隙的同相相加值输出到延迟器203和乘法器205。与延迟器202的情况一样，延迟器203把输入信号延迟一个时隙，并且把结果输出到乘法器206。
乘法器204、乘法器205、和乘法器206将各个时隙的同相相加值乘以权重因子。乘法器204将从乘法器201输出的信号乘以权重因子αn+k，乘法器205将从延迟器202输出的信号乘以权重因子αn，和乘法器206将从延迟器203输出的信号乘以权重因子αn-K，并且把它们各自的相乘结果输出到加法器207。加法器207相加被乘法器204、乘法器205、和乘法器206加权的信道估计值。这样，就相加了处在中心的从乘法器205输出的第n时隙前后的K个时隙的信道估计值。把加法器207的相加结果输出到乘法器208和乘法器209。
乘法器208和乘法器209等效于图6中的相干检测电路105。乘法器208通过将解扩电路102-1解扩的数据信号(dn)乘以从加法器207输出的信道估计值的复共轭，还原解扩数据信号(dn)的相位变化。把相位变化已经还原了的数据信号(dn)输出到加法器210。并且，乘法器209通过将解扩电路102-2解扩的控制信号(Cn)乘以从加法器207输出的信道估计值的复共轭，也还原解扩控制信号(Cn)的相位变化。把相位变化已经还原了的控制信号(Cn)输出到加法器211。
加法器210和加法器211等效于图6中的RAKE组合电路106。加法器210相加相位变化已由各个箭头的乘法器208还原了的数据信号(dn)，并且把相加结果输出到解码电路107-1。加法器211相加相位变化已由各个箭头的乘法器209还原了的控制信号(Cn)，并且把相加结果输出到解码电路107-2。
解码电路107-1和107-2等效于图6中的解码电路107。解码电路107-1对从加法器210输出的数据信号(dn)进行前向纠错。并且，解码电路107-2对从加法器211输出的控制信号(Cn)进行前向纠错。重新编码电路108-1和重新编码电路108-2等效于图6中的重新编码电路108。重新编码电路108-1重新编码从解码电路107-1输出的数据信号(dn)的解码结果。重新编码电路108-2重新编码从解码电路107-2输出的控制信号(Cn)的解码结果。
乘法器212和乘法器213等效于图6中的乘法器109。乘法器212将解扩电路102-2解扩的控制信号乘以从重新编码电路108-2输出的信号的复共轭，并且把相乘结果输出到乘法器215。此外，乘法器213将解扩电路102-1解扩的数据信号乘以从重新编码电路108-1输出的信号的复共轭，并且把相乘结果输出到乘法器216。这样，可以去除除了导频信号之外的信号部分(Cn，dn)的数据解调成分，并生成模拟导频信号。
乘法器214、乘法器215、乘法器216和加法器217等效于图6中的加权加法部分110。每个乘法器相乘导频信号和模拟导频信号的各自权重因子。也就是说，乘法器214将乘法器201的相乘结果乘以权重因子γPL。乘法器215将乘法器212的相乘结果乘以权重因子γCn。乘法器216将乘法器213的相乘结果乘以权重因子γdn。把各个相乘结果输出到加法器217。在初始阶段(q＝0)，乘法器214、乘法器215和乘法器216乘以权重因子0。
在初始阶段之后(q＞0)，当切换器1(S1)与加法器217的输出端相连接时，加法器217相加乘法器214、乘法器215和乘法器216的导频信号的加权同相相加值和模拟导频信号的加权同相相加值，并且把相加结果输出到延迟器203和乘法器205。
接着，利用图6和图7说明这个实施例的接收设备的操作。图6和图7显示了把根据这个实施例的接收设备应用于W-CDMA的上行链路的例子。在W-CDMA的上行链路上，将数据信道(传输数据信号的信道)和控制信道(传输如导频信号的控制信号的信道)分别用同相成分和正交相位成分进行IQ多路复用，进一步利用扰码进行HPSK(混合相移键控)调制，然后发送。
在图6中，在A/D转换器101上A/D转换接收信号，将结果输出到解扩电路102。在解扩电路102解扩经A/D转换的接收信号，并且把解扩的导频信号输出到乘法器103。把解扩的数据信号(dn)和控制信号(Cn)分别输出到相干检测电路105和乘法器109。
在接收设备的乘法器103，将解扩的导频信号乘以已知导频模式的复共轭。把在乘法器103获得的同相相加值输出到信道估计电路104和加权加法电路110。在乘法器109，将解扩的数据信号(dn)和控制信号(Cn)乘以从重新编码电路108输出的信号的复共轭，从而去除数据调制成分，并生成模拟导频信号。把生成的模拟导频信号输出到加权加法电路110。
在加权加法电路110，将从乘法器103输出的导频信号的同相相加值和从乘法器109输出的模拟导频信号的同相相加值乘以权重因子，并且同相相加各个相乘结果，把相加结果输出到信道估计电路104。
对于从乘法器103输出的导频信号的同相相加值，信道估计电路104计算在初始阶段(q＝0)的信道估计值。此外，对于从加权加法电路110输出的同相相加值，信道估计电路104计算在初始阶段之后(q＞0)的信道估计值。
这里，把注意力集中在信道估计电路104和加权加法电路110上，利用图7说明它们的详细操作。把从乘法器201(对应于图6中的乘法器103)中计算的同相相加值输出到延迟器202、乘法器204、和乘法器214。假设包含这个时刻的解扩信号的时隙等效于进行信道估计时的时隙。
在乘法器214，将从乘法器201输出的导频信号的同相相加值乘以权重因子γPL，并且把相乘结果输出到加法器217。
在乘法器212，将从解扩电路102-2输出的解扩控制信号(Cn)乘以从重新编码电路108-2输出的控制信号(Cn)的复共轭，并且把模拟导频信号输出到乘法器215。将从乘法器215输出的模拟导频信号乘以权重因子γCn，并且把相乘结果输出到加法器217。
在乘法器213，将从解扩电路102-1输出的解扩数据信号(dn)乘以从重新编码电路108-1输出的数据(dn)的复共轭，并且把相乘结果输出到乘法器216，作为模拟导频信号。将从乘法器213输出的模拟导频信号乘以权重因子γdn，并且把相乘结果输出到加法器217。但是，在初始阶段(q＝0)，权重因子γPL、γCn和γdn被设置成0。
在加法器217，同相相加从乘法器214、乘法器215、和乘法器216输出的加权导频信号和模拟导频信号。
在重复信道估计的初始阶段(q＝0)，切换器1(S1)与延迟器202的输出端相连接。这里，在初始阶段(q＝0)，模拟导频信号很有可能包含差错，因此，通过将切换器1(S1)与延迟器202的输出端相连接，可以只利用导频信号来进行信道估计。
另一方面，在重复信道估计的初始阶段之后(q＞0)，切换器1(S1)与加法器217的输出端相连接。这里，在初始阶段之后(q＞0)，模拟导频信号不会包含差错，因此，通过将切换器1(S1)与加法器217的输出端相连接，可以利用除了导频信号之外，还包括模拟导频信号的影响的相加结果来进行信道估计。
这里，分两个阶段，即，初始阶段(q＝0)和初始阶段之后(q＞0)，来说明图6中信道估计电路104的操作。在初始阶段(q＝0)，延迟器202把从乘法器201输出的同相相加值延迟1个时隙。由于切换器1(S1)与延迟器202的输出端相连接，把延迟的同相相加值输出到延迟器203和乘法器205。
延迟器203把从延迟器202输出的同相相加值延迟1个时隙，并且将其输出到乘法器206。
在乘法器204，将从乘法器201输出的同相相加值乘以权重因子αn+k，并且把相乘结果输出到加法器207。此外，在乘法器205，将从延迟器202输出的延迟同相相加值乘以权重因子αn，并且把相乘结果输出到加法器207。在乘法器206，将从延迟器203输出的延迟同相相加值乘以权重因子αn-k，并且把相乘结果输出到加法器207。
在加法器207，相加从乘法器204、乘法器205和乘法器206输出的被各个权重因子所乘的同相相加值。把这个相加结果输出到图6中的相干检测电路105，作为信道估计值。
接着，在初始阶段之后(q＞0)，由于切换器1(S1)与加法器217的输出端相连接，把从加法器217输出的同相相加值输出到延迟器203和乘法器205。
延迟器203把从加法器217输出的同相相加值延迟1个时隙，并且将其输出到乘法器206。
在乘法器204，将从乘法器201输出的同相相加值乘以权重因子αn+k，并且把相乘结果输出到加法器207。在乘法器205，将从加法器217输出的同相相加值乘以权重因子αn，并且把相乘结果输出到加法器207。在乘法器206，将从延迟器203输出的延迟同相相加值乘以权重因子αn-k，并且把相乘结果输出到加法器207。
在加法器207，相加从乘法器204、乘法器205和乘法器206输出的被权重因子所乘的同相相加值。把这个相加结果输出到图6中的相干检测电路105，作为信道估计值。
根据WMSA，在乘法器204、乘法器205和乘法器206，加权处在中心的时隙之前和之后的K个信道估计值，并且在加法器207上相加各个相乘结果。
因此，通过在信道估计重复次数少的初始阶段，降低模拟导频信号的差错的影响，可以进行高精度的信道估计。
再次参照图6，在相干检测电路105，将解扩电路102解扩的控制信号和数据信号乘以信道估计值的复共轭，并且把相乘结果输出到RAKE组合电路106。在RAKE组合电路106，RAKE组合在各个箭头处经过相干检测处理的信号，并且把结果输出到解码电路107。
解码电路107对RAKE组合信号进行前向纠错。输出解码结果作为解码数据，同时，把解码结果输出到重新编码电路108。此外，也可以采用这样的解码电路107，使得当在解码电路107通过CRC(循环冗余校验)没有检测到差错时，输出解码数据，和当通过CRC检测到一些差错时，把解码数据输出到重新编码电路108。让从解码电路107输出的解码结果在重新编码电路108经过编码处理，并且把结果输出到乘法器109。
因此，这个实施例在初始阶段，只利用导频信号，而不是利用可能包含差错的模拟导频信号来进行信道估计，从而，可以进行高精度信道估计，而降低了模拟导频信号的差错的影响，并且，这个实施例在初始阶段之后，利用可靠性提高了的Cn(控制部分的控制信号)和dn(数据部分的数据信号)作为模拟导频信号，并且不仅把加权相加应用于导频信号，而且把加权相加应用于模拟导频信号，进行重复信道估计，从而，可以用少的信道估计重复次数进行高精度信道估计。
顺便提一下，这个实施例中的信道估计电路通过切换器进行切换，使得在初始阶段中只用导频信号，但是，也可以采用这样的信道估计电路，使得不用配备任何切换器就可以控制权重因子。
(第二实施例)
这个实施例将描述除了如第一实施例所说明的那样，在初始阶段只把导频信号用于信道估计之外，还对解调信号作出硬判决并根据硬判决结果生成模拟导频信号的情况。
图8是显示根据本发明第二实施例的接收设备的配置的方块图。在图8中，把与图6中的标号相同的那些标号分配给与图6中的部件通用的那些部件，并且，省略对它们的详细描述。图8与图6的不同之处在于，在图6中，来自RAKE组合电路106的解调信号通过解码电路107和重新编码电路108到达乘法器109，而在图8中，来自RAKE组合电路106的解调信号通过硬判决电路301到达乘法器109。
RAKE组合电路106相加来自各个箭头的信号(RAKE组合)，然后，把RAKE组合信号输出到硬判决电路301。
硬判决电路301根据它们的振幅成分，对数据部分的信号和控制信号是正的还是负的作出判决，并且把判决结果输出到乘法器109。
乘法器109将由硬判决电路301进行硬判决的信号的复共轭乘以解扩电路102解扩的信号，去除数据调制成分，从而生成模拟导频信号。把生成的模拟导频信号输出到加权加法电路110。
接着，说明信道估计电路104利用WMSA进行加权相加的情况。
信道估计电路104利用导频信号进行信道估计，并且把加权相加应用于前后K个时隙的信道估计值。这里，对于位于第n时隙前头的第(n-i)时隙(i＝1，2，...，K)的信道估计值，使用把加权相加应用于导频信号的同相相加值和模拟导频信号的同相相加值所获得的信道估计值。
在第n时隙，重复在这个信道估计电路104计算信道估计值的处理q次(q＝1，2，...，Q)。
图9显示了根据第二实施例的接收设备的接收信号的时隙格式。正如这个图所示的那样，通过数据信道发送的数据信号和通过控制信道发送的控制信号被IQ多路复用。这是一种将控制部分的导频信号与数据部分的数据A进行IQ多路复用和将控制部分的控制信号与数据部分的数据B进行IQ多路复用的时隙格式。
接着，说明上述配置中接收设备的操作。这个实施例中，与第一实施例中的操作相似的操作将略去不述。
在RAKE组合电路106，相加(RAKE组合)在各个箭头处在相干检测电路105中经过了相干检测处理(还原相位变化的处理)的信号，将相加结果输出到硬判决电路301，同时，将其输出到未示出的解码电路。
让经过RAKE组合电路106进行RAKE组合的数据信号和控制信号在硬判决电路301上经过硬判决，并且把硬判决结果输出到乘法器109。
在乘法器109，将从硬判决电路301输出的判决结果乘以解扩的数据信号和控制信号，去除数据调制成分，从而生成模拟导频信号。把生成的模拟导频信号输出到加权加法电路110。硬判决之后数据信号被再次输出到信道估计电路的次数成为重复次数q。
在加权加法电路110，将乘法器109生成的模拟导频信号与导频信号进行加权相加。此时，将导频信号和模拟导频信号的同相相加值乘以它们各自基于重复次数的权重因子。这样就可能用少的信道估计重复次数进行高精度信道估计。
因此，这个实施例对解调信号作出硬判决，利用硬判决结果生成模拟导频信号并进行重复信道估计，从而，与解码和重新编码解调信号的第一实施例相比，可以加速处理。
这个实施例是把通过应用包含第n时隙前后一个时隙的加权相加，对图9所示的第n时隙进行信道估计的情况当作一个例子加以描述的，但是，本发明不局限于这种情况，对于信道估计，当进行加权相加时，可以使用通过对第n时隙前K(K＝1，2，...)个时隙进行重复信道估计获得的值。
此外，这个实施例是把利用与IQ多路复用的控制部分和数据部分一起发送的信号进行信道估计的情况作为一个例子加以描述的，但是，本发明不局限于这种情况，如果信道估计存储在时隙中的多个导频信号的至少一个，和让导频信号和模拟导频信号经过加权相加来重复进行信道估计，那么，可以利用以任何格式发送的信号进行信道估计。
(第三实施例)
这个实施例将参照图7、图10、图11和图12，说明除了信道估计的重复次数或CRC检错之外，在信道估计的加权相加期间，还根据解调的接收信号的接收质量，控制权重因子的情况。在图10、图11和图12中，把与图6中的标号相同的那些标号分配给与图6中的部件通用的那些部件，并且，省略对它们的详细说明。
在图10中，每次信道估计电路104进行信道估计时，重复计数器501就计数重复次数，并且把重复次数通知权重因子控制电路502。此外，当重复次数达到N时，重复计数器501就让信道估计电路104结束在第n时隙的重复信道估计，开始下一个时隙，即，第(n+1)时隙的重复信道估计。
权重因子控制电路502根据重复计数器501计数的重复信道估计的重复次数，控制信道估计电路104和加权加法电路110的权重因子。借助于信道估计电路104的WMSA，解调信号的差错数量随着重复次数的增加而减少。因此，正在考虑之中的时隙前后的时隙的权重因子被减小。借助于加权加法电路110，模拟导频信号的可靠性随着重复次数的增加而增加，因此，模拟导频信号的权重因子被增大。
在图11中，根据解码电路107的CRC检测结果，控制是否终止重复信道估计。也就是说，当通过CRC没有检测到差错时，终止重复信道估计。相反，如果通过CRC检测到差错，那么，继续进行重复信道估计，并使权重因子控制电路502根据信道估计的重复次数控制权重因子。由于在通过CRC再也没有检测到差错之前，或者，如果重复次数还没有达到N，一直进行重复信道估计，因此，权重因子控制电路502控制信道估计电路104，以便减小正在考虑之中的时隙前后的时隙的权重因子，并控制加权加法电路110，以便模拟导频信号的权重因子随着重复次数的增加而增大。
在图12中，根据解调之后的接收质量控制权重因子。接收质量测量电路701利用从RAKE组合电路106输出的解调信号，测量接收质量，并且把结果输出到权重因子控制电路502。
权重因子控制电路502根据接收质量测量电路701的测量结果和重复计数器501上信道估计的重复次数，改变用在信道估计电路104和加权加法电路110中的权重因子。当接收质量好时，存在的差错较少，因此，减小正在考虑之中的时隙前后的时隙的权重因子，并增大模拟导频信号的权重因子。当接收质量差时，增大正在考虑之中的时隙前后的时隙的权重因子，并减小模拟导频信号的权重因子。然后，可以根据重复次数、CRC检错和解调接收信号的接收质量组合权重因子控制。
通知重复计数器501正在进行重复信道估计的部分不局限于信道估计电路104。此外，虽然把图12中的接收质量测量电路701位于RAKE组合电路106之后作为一个例子作了说明，但是，它被安装在什么地方是无关紧要的。
接着，更详细地说明上述权重因子的控制。借助于图7所示的乘法器204、乘法器205和乘法器206，在各个时隙上应用于信道估计值的权重因子是互不相同的，并且，可在每次信道估计的重复计数变化(这里处在中心的第n时隙前后的一个时隙被应用加权相加)。当重复计数少时，用作第n时隙的信道估计值的权重因子被增大并被乘法器205相乘。由于重复信道估计值被用作第(n-1)时隙的信道估计值，因此，在乘法器206上相乘与用于第n时隙的权重因子一样的权重因子。由于在(n+1)时隙的信道估计值是导频信号的同相相加值，其噪声影响大于第(n-1)时隙的噪声影响，因此，减小其权重。
随着重复次数增加，权重因子接近于0，以降低第(n+1)时隙的影响，也减小第(n-1)时隙的权重因子。但是，由于重复信道估计值用作第(n-1)时隙的信道估计值，它决不会变成比用于第(n+1)时隙的权重因子小。由于信道估计是递归进行的，增加了处在中心的第n时隙的信道估计值，因此，其目的是防止其它时隙的影响被考虑进去。
图13是概念性地显示根据本发明第三实施例的接收设备加权加法电路的示意图。在图13中，把与图7中的标号相同的那些标号分配给与图7中的部件通用的那样部件，并且，略去对它们的详细说明。
在重复信道估计期间，当重复计数是1或更大时，除了从解扩电路102输出的导频信号801的同相相加值之外，剥离了数据调制成分的控制信号Cn802的模拟导频信号和剥离了数据调制成分的数据信号dn 803的模拟导频信号也经过加权相加。假设要在乘法器214上与导频信号801的同相相加值相乘的权重因子是γPL，要在乘法器215上与Cn 802的模拟导频信号相乘的权重因子是γCn，和要在乘法器216上与dn 803的模拟导频信号相乘的权重因子是γdn。此外，当NPL、NCn和Ndn用作符号个数时，根据如下表达式(4)计算信道估计值：
[数据表达式]ξl(q)(m)=1NPLγPLΣi=0NPL-1zl(i)+1NCnγCnΣi=NPLNPL+NCn-1zCn(i)+1NdnγdnΣi=0Ndn-1zdn(i)---(4)]]>
其中，q表示重复信道估计的重复计数。此外，考虑到数据部分和控制部分具有不同的能级的事实，提供数据部分的权重因子。
当重复计数少时，在硬判决或解码过程中存在着信号差错的影响，因此，用于导频信号的同相相加值的权重因子被增加到最大。另一方面，减小剥离了数据调制成分的控制信号Cn 802的模拟导频信号和数据信号dn 803的模拟导频信号的权重因子。
当重复计数多时，经过硬判决或解码的信号中的差错的数量减少，因此，增大除了导频信号的同相相加值之外的权重因子。
这里，将说明进一步提高在第一实施例或第二实施例中获得的信道估计值的精度的情况。与第一实施例和第二实施例的情况一样，这个实施例可以在时隙的一些中点上，改变WMSA期间的权重因子。
在图7或图9中，利用导频信号的同相相加值和把加权相加应用于处在中心的第n时隙前后的K个时隙，来进行信道估计。这里，把时隙划分成包含几个符号的块(例如，在图9中，数据A和数据B)，利用用各时隙的信道估计值分配权重的乘法器204、乘法器205和乘法器206，分别改变权重因子的比例。然后，计算第n时隙的信道估计值。
更具体地说，当时隙之间的相位旋转量小时，时隙内的相位变化是和缓的，可以利用根据第一实施例、第二实施例、和传统系统2的信道估计而获得高精度信道估计值，因此，对于信道估计的每一重复计数，把相同的权重因子用作每个时隙的信道估计值。
当时隙之间的相位旋转量大时，如图9所示，把每个时隙的内部划分成几个块(例如，把数据A和数据B划分成相同个数的符号)，以便当进行加权相加时，改变分配给乘法器的权重因子。因此，在一个时隙内不仅有一个信道估计值，而且可以根据时隙内的块提供若干信道估计值，这样，即使相位旋转量很大，也可以防止信息信号的接收质量的恶化。
因此，这个实施例根据第n时隙上信道估计的重复次数、或CRC检错和解调接收信号的接收质量，控制信道估计电路上的权重因子，从而，可以进行高精度信道估计。
(第四实施例)
这个实施例将描述在信道估计电路上逐个时隙地内插信道估计值和逐个符号或逐个块地计算信道估计值的情况。
图14是显示根据本发明第四实施例的信道估计电路的示意图。在图14中，把与图7中的标号相同的那些标号分配给与图7中的部件通用的那些部件。内插不局限于下列线性初级内插。
图14所示的信道估计电路重复信道估计N次，并且，利用第n时隙和第(n+1)时隙的信道估计值，在时隙之间逐个符号地获得信道估计值。
在图14中，在延迟器中取得第n时隙前后一个时隙(一般说来，K个时隙：K＝1，2，...)的信道估计值。正如表达式(5)所表达的那样，利用在其中进行重复信道估计的第n时隙的信道估计值ξ(n)，和第(n+1)时隙的导频信号的同相相加值ξ(n+1)，可以显示如何逐个时隙地内插信道估计值：
[数学表达式5]ξl(n,l)=ξl(n)+ξl(n+1)-ξl(n)S×l---(5)]]>
其中，S表示存储在1个时隙中的符号的总数，和1表示与所计算信道估计值相对应的符号个数。
在上面第一实施例中，已经在第n时隙上进行了重复信道估计，因此，可以在第n时隙获得高精度信道估计值。但是，此时在第(n+1)时隙的信道估计值是导频信号的同相相加值，不能说其精度是高的。
相比之下，这个实施例利用已经对其进行了重复信道估计的第n时隙，进行中心在(n+1)时隙的加权相加，以便提高第(n+1)时隙上信道估计值的精度。
这里，将详细说明图14所示的信道估计电路。但是，在图14中，把与图7中的标号相同的那些标号分配给与图7中的部件通用的那些部件。如图所示，按如下计算第n时隙的信道估计值。也就是说，在乘法器206，将第(n-1)时隙(已经对其进行了重复信道估计的时隙)上的信道估计值乘以权重因子αn-1，并且把相乘结果输出到加法器207。此外，在乘法器205，将来自第n时隙(正在对其进行重复处理的时隙)的信道估计值乘以权重因子αn，并且把相乘结果输出到加法器207。此外，在乘法器204，将来自第(n+1)时隙(还没有对其进行重复处理的时隙)的信道估计值乘以权重因子αn+1，并且把相乘结果输出到加法器207。在加法器207，相加在乘法器204、乘法器205、和乘法器206上获得的相乘结果，从而获得在第n时隙的信道估计值。
另一方面，按如下获得第(n+1)时隙的信道估计值。也就是说，在乘法器901，将第n时隙(已经对其进行了重复信道估计的时隙)上的信道估计值乘以权重因子gn，并且把相乘结果输出到加法器904。此外，在乘法器902，将第(n+1)时隙(还没有对其进行重复信道估计的时隙)上的信道估计值乘以权重因子gn+1，并且把相乘结果输出到加法器904。此外，在乘法器903，将第(n+2)时隙(还没有对其进行重复信道估计的时隙)上的信道估计值乘以权重因子gn+2，并且把相乘结果输出到加法器904。在加法器904，相加在乘法器901、乘法器902、和乘法器903上获得的相乘结果，从而获得在第(n+1)时隙的信道估计值。
然后，说明当获得第(n+1)时隙信道估计值时对权重因子的控制。第n时隙已经经过重复信道估计，并且具有高精度信道估计值，因此，提供与作为中心时隙的第(n+1)时隙的权重一样的权重。然后，把最轻的权重分配给第(n+2)时隙的信道估计值。
把第n时隙和第(n+1)时隙的信道估计值输出到线性初级内插电路905，并且为每个符号获得信道估计值ξ1(n，sym)。然后，把信道估计值分配给每个符号或每个块。
因此，为了计算第n时隙的信道估计值，这个实施例内插从加权相加中计算的信道估计值，包括在第一实施例和第二实施例中从重复信道估计中获得的信道估计值、和通过对第(n+1)时隙上导频信号的同相相加值进行重复信道估计获得的信道估计值，为每个符号计算信道估计值，从而，可以获得响应在比时隙短的周期内变化的衰落的信道估计值。这使得可以在解码之后减少信号差错，并且，在接收到相位旋转大的信号时，显示出其有效性。
上面把根据本发明的接收设备进行无线电通信的情况作为例子对第一到第三实施例作了说明。
如上所述，当在重复信道估计中让导频信号和模拟导频信号的同相相加值经过加权相加时，可以在重复信道估计的初始阶段提高信道估计的精度，使数据信号的接收质量的恶化变小，并通过使用基于信道估计重复次数的权重因子，用少的信道估计重复次数进行高精度信道估计。
本申请是基于2001年8月8日提出的日本专利申请第2001-241245，把该申请的所有内容清楚地引入这里，以供参考。
工业可应用性
本发明最好应用于用于数字无线电通信系统的无线电接收设备和无线电接收方法。