具有强加的初级调节的反激式电源.pdf

公开了具有强加的初级调节的反激式电源。示例反激式转换器包括耦合电感器，其包括第一绕组、第二绕组和第三绕组。第一绕组耦合到输入电压并且第二绕组耦合到功率转换器的输出。开关元件耦合到第二绕组。次级控制电路耦合到开关元件和第二绕组。次级控制电路被耦合来响应于期望输出值与实际输出值之间的差异来切换开关元件，以将表示期望输出值与实际输出值之间的差异的电流强加在第三绕组中。初级开关耦合到第一绕组。初级控制电路耦合到初级开关和第三绕组。初级控制电路被耦合来响应于所强加的电流切换初级开关以调节功率转换器的输出。

1.  一种反激式转换器，包括：
耦合电感器，包括第一绕组、第二绕组和第三绕组，其中，所述第一绕组被耦合到输入电压并且所述第二绕组被耦合到功率转换器的输出；
开关元件，被耦合到所述第二绕组；
次级控制电路，被耦合到所述开关元件和所述第二绕组，所述次级控制电路被耦合来响应于期望输出值与实际输出值之间的差异来切换所述开关元件，以将表示所述期望输出值与所述实际输出值之间的差异的电流强加在所述第三绕组中；
初级开关，被耦合到所述第一绕组；以及
初级控制电路，被耦合到所述初级开关和所述第三绕组，所述初级控制电路被耦合来响应于所强加的电流来切换所述初级开关以调节所述功率转换器的输出。

2.  如权利要求1所述的反激式转换器，其中，所述耦合电感器的所述第二绕组与所述第一绕组和所述第三绕组是电流隔离的。

3.  如权利要求1所述的反激式转换器，其中，所述开关元件被耦合来切换为具有第一阻抗或第二阻抗，其中，所述第一阻抗和所述第二阻抗不相等。

4.  如权利要求3所述的反激式转换器，其中，所述第一阻抗基本上为零并且所述第二阻抗基本上为无限大。

5.  如权利要求1所述的反激式转换器，其中，所述开关元件是单向的。

6.  如权利要求1所述的反激式转换器，其中，所述开关元件是双向的。

7.  如权利要求1所述的反激式转换器，其中，所述初级控制电路包括从所强加的电流提取误差信号的分路调节器，其中，所述初级控制电路被耦合来响应于所述误差信号而切换所述初级开关。

8.  如权利要求1所述的反激式转换器，其中，所述次级控制电路包括次级误差放大器，所述次级误差放大器被耦合到一分压器和一基准电压以确定所述期望输出值与所述实际输出值之间的差异。

9.  如权利要求1所述的反激式转换器，其中，所述次级控制电路包括被耦合到一分压器的分路调节器，所述分路调节器具有内部基准电压，所述分路调节器被耦合来确定所述期望输出值与所述实际输出值之间的差异。

10.  如权利要求1所述的反激式转换器，其中，所述开关元件包括同步整流器。

11.  如权利要求1所述的反激式转换器，其中，所述次级控制电路被耦合来利用耦合到所述开关元件的驱动信号来控制所述反激式转换器的输出电流和输出电压。

12.  如权利要求1所述的反激式转换器，其中，所述次级控制电路被耦合来在所述初级开关的断开时间中的一部分时间期间，使得所述开关元件减小来自所述第二绕组的电流，以将电流强加在所述第三绕组中。

13.  一种调节反激式转换器的输出的方法，包括：
响应于实际输出值与期望输出值之间的差异，切换被耦合到与功率转换器的输出相耦合的耦合电感器的第二绕组的开关元件；
响应于对所述开关元件的切换，强迫电流通过所述耦合电感器的第三绕组；以及
响应于所强加的电流来切换被耦合到所述耦合电感器的第一绕组的初级开关，以调节所述反激式转换器的输出。

14.  如权利要求13所述的方法，其中，对所述开关元件的切换包括：切换所述开关元件以使之具有第一阻抗或第二阻抗，其中，所述第一阻抗和所述第二阻抗不相等。

15.  如权利要求13所述的方法，其中，对所述开关元件的切换在所述初级开关的断开时间中的一部分时间期间减小了来自所述第二绕组的电流，以强迫电流通过所述第三绕组。

16.  如权利要求13所述的方法，其中，响应于所强加的电流来切换被耦合到所述耦合电感器的第一绕组的初级开关以调节所述反激式转换器的输出包括：从所强加的电流提取误差信号，其中，对所述初级开关的切换是响应于所述误差信号的。

17.  如权利要求13所述的方法，其中，响应于实际输出值与期望输出值之间的差异来切换被耦合到与功率转换器的输出相耦合的耦合电感器的第二绕组的开关元件包括：比较所述功率转换器的实际输出值与一基准电压之间的差异。

18.  如权利要求13所述的方法，其中，响应于实际输出值与期望输出值之间的差异来切换被耦合到与功率转换器的输出相耦合的耦合电感器的第二绕组的开关元件包括：比较所述功率转换器的实际输出值与一分路调节器的内部基准电压之间的差异。

19.  如权利要求13所述的方法，其中，所述耦合电感器的第二绕组与所述第一绕组和所述第三绕组是电流隔离的。

具有强加的初级调节的反激式电源
技术领域
本发明一般涉及电源(power supply)，并且更具体地，本发明涉及利用反激式转换器(flyback converter)功率转换技术的交流到直流(ac-to-dc)和/或直流到直流(dc-to-dc)电源。
背景技术
一般地，反激式转换器是满足移动电话和使用可再充电电池的其它便携式电子设备的要求的低成本电源的常用拓扑。在典型的应用中，ac-dc电源从普通的交流电源插座(electrical outlet)接收在100和240伏有效值(rms)之间的输入。通过控制电路来接通和断开电源中的开关，以提供可能适合于操作电子设备或者对向电子设备提供电能的电池充电的经调节的输出。输出通常为小于10伏dc的dc电压。此外，当电源对电池充电时，通常对来自输出的电流进行调节。
安全机构通常要求电源在输入与输出之间提供电流隔离(galvanicisolation)。电流隔离防止dc电流在电源的输入与输出之间流动。换言之，施加在电源的输入端子与输出端子之间的高dc电压不会在电源的输入端子与输出端子之间产生dc电流。对电流隔离的要求是增加电源成本的一个难题。
具有电流隔离的电源必须维持将输入与输出从电气上进行分离的隔离壁垒(isolation barrier)。必须跨越隔离壁垒来传送能量，以将电能提供给输出，并且必须跨越隔离壁垒来传送信号形式的信息以调节输出。电流隔离通常是利用电磁设备和电光设备来实现的。诸如变压器和耦合电感器(coupled inductor)之类的电磁设备通常被用来在输入与输出之间传送能量，以提供输出电能，而电光设备通常被用来在输出与输入之间传送信号以控制输入与输出之间的能量的传送。
降低电源成本的努力聚焦在对电光设备及其关联电路的消除上。替代解决方案通常使用诸如变压器或耦合电感器之类的单个能量传送元件来将能量提供给输出，并且还获得控制输出所需的信息。最低成本的配置通常将控制电路和高电压开关置于隔离壁垒的输入侧。控制器根据对能量传送元件的绕组处的电压的观察来间接地获得关于输出的信息。提供信息的绕组也在隔离壁垒的输入侧上。
有时将隔离壁垒的输入侧称为初级侧(primary side)，并且有时将隔离壁垒的输出侧称为次级侧(secondary side)。未与初级侧电流隔离的能量传送元件的绕组也是初级侧绕组，其有时也被称为初级参考绕组。有时把耦合到输入电压并从输入电压接收能量的初级侧上的绕组简称为初级绕组。向初级侧上的电路递送能量的其它初级参考绕组可以具有描述其主要功能的名称，例如偏置绕组或感测绕组。与初级侧绕组电流隔离的绕组是次级侧绕组，有时称为输出绕组。
发明内容
一种反激式转换器，包括：耦合电感器，包括第一绕组、第二绕组和第三绕组，其中，所述第一绕组被耦合到输入电压并且所述第二绕组被耦合到功率转换器的输出；开关元件，被耦合到所述第二绕组；次级控制电路，被耦合到所述开关元件和所述第二绕组，所述次级控制电路被耦合来响应于期望输出值与实际输出值之间的差异来切换所述开关元件，以将表示所述期望输出值与所述实际输出值之间的差异的电流强加在所述第三绕组中；初级开关，被耦合到所述第一绕组；以及初级控制电路，被耦合到所述初级开关和所述第三绕组，所述初级控制电路被耦合来响应于所强加的电流来切换所述初级开关以调节所述功率转换器的输出。
一种调节反激式转换器的输出的方法，包括：响应于实际输出值与期望输出值之间的差异，切换被耦合到与功率转换器的输出相耦合的耦合电感器的第二绕组的开关元件；响应于对所述开关元件的切换，强迫电流通过所述耦合电感器的第三绕组；以及响应于所强加的电流来切换被耦合到所述耦合电感器的第一绕组的初级开关，以调节所述反激式转换器的输出。
附图说明
将参考附图描述本发明的非限制性和非排他性的实施例，其中，除非以其他方式指定，否则在各个视图中类似的标号指代类似的部分。
图1是根据本发明的教导示出了电源的主要特征的示例反激式电源的示意图。
图2A和2B示出了根据本发明的教导的开关元件的功能等效示例表示。
图3是根据本发明的教导的示出了示例初级控制电路的更多细节的图1的反激式电源的一部分。
图4是根据本发明的教导示出了示例次级控制电路的更多细节的图1的反激式电源的一部分。
图5是示出了根据本发明的教导当在不连续导通模式中操作时，来自图1的电源的示例波形的时序图。
图6是示出根据本发明的教导当在连续导通模式中操作时，来自图1的电源的示例波形的时序图。
图7是示出根据本发明的教导用于图1的反激式电源的示例开关元件和示例次级控制电路的示意图。
图8是示出根据本发明的教导用于图1的反激式电源的带有另一次级控制电路的另一开关元件的示例的示意图。
图9示出了根据本发明的教导利用带有次级控制电路的开关元件来调节反激式电源的输出电压和输出电流的反激式电源的一部分的示例。
具体实施方式
公开了根据本发明的与具有强加的初级调节(forced primaryregulation)的电源有关的示例。在下面的描述中，阐述了多个具体细节以便提供对本发明的透彻理解。然而，本领域技术人员将清楚，实现本发明并不一定要采用这些具体细节。在其它实例中，未详细描述公知的材料或方法，以避免模糊本发明。
在本说明书中，提及“一个实施例”、“实施例”、“一个示例”或“示例”是指结合实施例描述的特定特征、结构或特性包括在本发明的至少一个实施例或示例中。因此，在本说明书的各个地方出现的短语“在一个实施例中”、“在实施例中”、“在一个示例中”或“在示例中”不必都指相同的实施例。在一个或多个实施例或示例中，例如可以将特定特征、结构或特性组合为任何适当的组合和/或子组合。此外，可以将特定特征、结构或特性包括在集成电路、电子电路、组合逻辑电路或者提供所述功能的其它合适的组件中。另外，将会理解，这里提供的附图是用于对本领域普通技术人员进行说明的目的的，并且附图不必按比例绘制。
在电源中用来获得关于电源输出的间接信息的一种常见方法依赖于初级绕组处的电压与电源的输出的状态之间的可预测关系。该方法的困难之处在于不会精确地得知初级绕组处的电压与电源的输出处的电压之间的关系。虽然初级绕组上的电压近似地与电源的输出电压成比例，然而，许多非理想效应导致输出电压独立于初级绕组上电压而改变。
如将讨论的，公开了一种根据本发明的教导提供对电源的输出的精确调节的经改进方法和装置。在一个示例中，讨论了根据本发明的教导的反激式电源，其使能对使用单个能量传送元件在电源的输入与输出之间提供电流隔离的反激式电源的输出的精确调节。
为了进行图示说明，图1一般性地示出了dc-dc电源100的一个示例的示意图，dc-dc电源100接收输入电压V_IN 102以在负载154处产生输出电压V_O 156和输出电流I_O 152。在ac-dc电源的示例中，dc输入电压V_IN102可以是经整流并经滤波的ac输入电压。输入电压V_IN 102相对于输入回路(input return)108为正的。输出电压V_O相对于输出回路(outputreturn)150为正的。
图1的示例电源100是经调节的反激式转换器。如在所示示例中示出的，电源100的反激式转换器包括能量传送元件L1132，其是具有三个绕组的耦合电感器。能量传送元件L1132有时称为变压器，因为其绕组上的电压与每个绕组上的匝数有关。能量传送元件L1132包括具有N_P匝的输入绕组128、具有N_S匝的输出绕组130以及具有N_B匝的偏置绕组126。
在所示示例中，能量传送元件L1132在电源的输入上的电路与电源输出上的电路之间提供电流隔离。即，施加在输入回路108和输出回路150之间的dc电压不会产生在输入回路108和输出回路150之间流动的dc电流。提供电流隔离的隔离壁垒是绕组之间的电绝缘。输入绕组128和偏置绕组126在隔离壁垒的初级侧上。输出绕组130在隔离壁垒的输出侧上。
如所示示例中示出的，隔离壁垒的初级侧上的开关S1106向应于来自初级控制电路116的驱动信号114而断开和闭合。在一个示例中，开关S1106可以是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。在另一示例中，开关S1 106可以是双极结型晶体管(BJT)。在又一示例中，开关S1106可以是绝缘栅双极型晶体管(IGBT)或其它合适的开关。
在一个示例中，初级控制电路116响应于控制端子160处的信号生成驱动信号114，来控制开关S1 106的切换。初级控制电路116还可以对指示开关S 1106中的电流I_D 104的值的电流感测信号112进行响应。在本领域中实施的感测开关中的电流的若干方法中的任何方法都可以提供电流感测信号112。
在一个示例中，初级控制电路116断开和闭合开关S1 106以将电源100的输出调节为所希望的值。输出可以是电压、电流或者电压与电流的组合。图1的示例电源100在负载154处给出了经调节的输出电压V_O156。负载154接收输出电流I_O 152。
断开的开关不能传导电流。闭合的开关可以传导电流。当开关S1 106闭合时，初级电流I_P 158进入耦合电感器L1132的初级绕组128，将能量存储在耦合电感器L1132的磁场中。当开关S1 106闭合时，在输出绕组130和偏置绕组126中不存在电流。当开关S1 106闭合时，耦合到偏置绕组126的二极管118以及耦合到输出绕组130的开关元件138阻止相应绕组中的电流。
当开关S1106断开时，电流I_S 134可以在输出绕组130中流动，并且电流I_B 120可以在偏置绕组126中流动。当开关S1106断开后，存储在耦合电感器L1132中的所有或一部分能量可以通过绕组126和130被释放。即，开关S1106闭合时由初级电流I_P 158存储在绕组128中的能量在S1106断开时分别从绕组126和绕组130被传送到接收电流I_B 120和电流I_S134的电路。电流I_S 134和I_B 120分别对电容器C1148和C2122充电，以产生相应的电压V_O 156和V_C 124。在图1的示例中，电容器C1 148和C2122具有足够的电容以使得电压V_O 156和V_C 124基本上为dc电压。在图1的示例中，电流I_B 120正向偏置整流器118以对电容器C2122充电。在图1的示例中，当整流器118传导电流I_B 120时，具有正向电压V_F 164。
在所示示例中，电压V_B 162与电压V_S 136之间的关系由各个绕组126和130上的匝数比来确定。即，
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与电压V_B 162和电压V_S 136之间的固定关系形成对比，各个绕组126和130中的电流I_B 120和I_S 134与绕组的匝数无关。而是，电流I_B 120和I_S 134分别由各个绕组处的电路的性质来确定。即，当开关S 1106断开时，电流I_B 120和I_S 134可以是任何比率。任一绕组可以在当开关S1106断开时的任何时间具有零电流。当开关S1106断开时，电流I_B 120和I_S134受耦合电感器中剩余的能量的量的限制，但是各个电流可以取不超过该限制的任何值。因此，根据本发明的教导，可以通过利用控制电路在绕组之一处强加电流来按照需要将所存储能量引导到任一绕组。
如在图1所示的示例中示出的，电源100包括根据本发明的教导的次级控制电路146，其操作开关元件138以分配(portion)从耦合电感器132到输出绕组130和偏置绕组126的能量的传送。在示例中，次级控制电路146接收绕组130处的电压V_S 136作为信号140并且接收输出电压V_O 156作为信号144。在示例中，信号140和144传导可忽略的电流。根据本发明的教导，次级控制电路146产生切换开关元件138的驱动信号142，以使得表示输出电压V_O 156的实际值与输出电压V_O 156的期望值之间的差异的能量从输出绕组130转移(divert)到偏置绕组126。输出电压V_O 156的期望值是针对特定电源指定的。电源的设计者通常根据在次级控制电路146中建立的基准电压来设置期望的输出电压，如稍后将在此公开中讨论的。表示输出电压V_O 156的实际值与输出电压V_O 156的期望值之间的差异的能量可以被认为是误差信号。
被转移到偏置绕组126的能量由初级控制电路116接收作为控制开关S 1106的信号，以使得输出电压V_O 156被调节为期望值。即，次级控制电路146将表示输出电压V_O 156的实际值和期望值之间的误差的能量转移到偏置绕组126。初级控制电路116对包含误差信号的信息的电流I_B 120作出响应。初级控制电路116切换开关S 1106以将输出电压V_O 156调节为期望值，由此减小误差信号的值。
如在图1的示例中示出的并且在本公开中稍后将详细描述的，电容器C2122上的电压V_C 124由初级控制电路116来调节。电压和匝数比由设计者选择，以使得仅当开关元件138操作来将能量转移到偏置绕组126时在偏置绕组126中才存在电流。即，
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由初级电流I_P 158存储在初级绕组128中的能量的一小部分不能被传送到其它绕组，这是因为初级绕组128与耦合电感器的其它绕组之间的磁耦合并不完美。在图1的示例电源100中，不能传送到其它绕组的能量由钳位(clamp)电路110接收，钳位电路110限制初级绕组128两端的电压以保护开关S1106不被过大电压损坏。
图2A和图2B一般地示出了根据本发明的教导可以用在图1的示例电源100中的开关元件138的功能等效示例。如将讨论的，开关元件138被耦合以被切换为在端子240和244之间具有等于第一阻抗或第二阻抗的有效阻抗，其中，第一和第二阻抗不同。在一个示例中，端子240和244之间的第一阻抗和第二阻抗都不为零。在一个示例中，阻抗可以是非线性的。
为了进行说明，图2A示出了由驱动信号142控制以处于位置1或位置2的单刀双掷开关S_A 205。当开关S_A 205在位置1时，在开关元件138的端子240和端子244之间传递的电流必须经过阻抗Z1210。当开关S_A在位置2时，在端子240和端子244之间传递的电流必须经过阻抗Z2220。一般地，阻抗Z1210和Z2220可以是包括零和无限大在内的任何值，只要阻抗Z1210和Z2220不同即可。在所示示例中，开关元件138的端子240和端子244之间的阻抗对于驱动信号142的高值和低值必须是不同的。
图2B图示出了包括由驱动信号142控制以处于断开或闭合状态的单刀单掷开关S_B 230的示例开关元件138。图2B还包括阻抗Z3250和Z4255。图2A和图2B的配置之间的主要差别在于在图2B的配置中端子240与端子244之间的阻抗Z3250不被切换。即，当开关S_B 230断开以及当开关S_B闭合时，阻抗Z3250都在端子240与端子244之间。当开关S_B230断开时，在开关元件138的端子240和端子244之间传递的所有电流都必须经过阻抗Z3250。当开关S_B闭合时，在端子240与端子244之间传递的电流的一部分可以经过阻抗Z3250并且在端子240与244之间传递的电流的一部分可以经过阻抗Z4255。一般地，除了Z3250不能为零并且Z4255不能为无限大之外，阻抗Z3250和Z4255可以为任何值，并且它们不必为不同值。
在一个示例中，图2A和图2B中的任何阻抗Z1210、Z2220、Z3250以及Z4255可以为非线性的。即，阻抗两端的电压可能与流经阻抗的电流不成正比。例如，pn结型二极管可以被认为具有非线性阻抗。肖特基(Schottky)二极管也可以被认为具有非线性阻抗。
一般地，开关元件138可以是双向或单向的。双向开关元件允许在任一方向上传导电流。单向开关元件允许仅在一个方向上传导电流。当阻抗Z1210、Z2220、Z3250和Z4255包括二极管时，图2A和图2B的开关元件可以是单向的。
图3更详细地示出了可以用在图1的示例电源100中的示例初级控制电路116。如图所示，示例初级控制电路116包括耦合到逻辑和驱动电路305的振荡器310，逻辑和驱动电路305耦合到分路调节器(shuntregulator)315。在所示示例中，初级控制电路116在控制端子160处接收来自偏置绕组126的能量。来自偏置绕组126的能量提供电能来操作控制电路116。来自偏置绕组126的能量还提供与输出电压V_O 156的实际值和期望值之间的差异有关的信息。即，根据本发明的教导，偏置绕组126中的电流I_B 120包括用于控制电路116的供电电流以及误差信号。
如在示例中所示的，具有值I_DD的电流源355表示操作初级控制电路116所需的供电电流，并且可以包括操作开关S1106所需的电流。在一个示例中，初级控制电路116可以包括在单片集成电路中。在另一示例中，集成电路可以包括初级控制电路116、开关S 1114以及电流感测信号112。包括在电源100中的示例集成电路可以是California，San Jose的Power Integrations公司的TOPSwitch或DPA-Switch系列产品之一。
继续图3所示的示例，初级控制电路116包括分路调节器315，其被耦合来将电容器C2122上的控制电压V_C 124调节为期望值。在电源100的操作中，引导至偏置绕组126的能量大于向初级控制电路126提供电能所需的量。超过向初级控制电路116供电所需的量的能量被分路调节器315以分路电流I_SH 320的形式消散。
当控制电压V_C 124被调节时，分路电流I_SH 320是来自偏置绕组126的电流I_B 120的平均值与来自电流源355的电流I_DD之间的差。以这种方式，分路电流I_SH 320表示超过向初级控制电路116提供电能所需的量的转移到偏置绕组126的能量。由于引导到偏置绕组126的超过部分的能量表示输出的实际值与期望值之间的误差，因此，分路电流I_SH 320表示输出的实际值与期望值之间的误差。因此，分路电流I_SH 320是误差电流，并且绕组126中的电流I_B 120的平均值是误差电流I_SH 320与供电电流I_DD 355之和。
如在图3的示例分路调节器315中所示的，具有可选的反馈电路H_F1340的放大器330在放大器330的反相输入端子350处接收所期望的控制电压V_C124的比例为K₁的部分。放大器330在同相输入端子345处接收基准电压V_REFC。放大器330的输出驱动p沟道MOSFET 325以传导分路电流I_SH 320，以使得反相输入端子350处的电压K₁V_C与同相输入端子345处的基准电压V_REFC基本上相同。因此，控制电压V_C 124被调节为值V_REFC除以比例K₁。
在示例分路调节器315中，分路电流I_SH 320被电阻器335转换为误差电压。逻辑和驱动电路305接收来自电阻器335的误差电压、来自振荡器310的定时信号、以及电流感测信号112，以产生被耦合来控制开关S1106的切换的驱动信号114。
图4更详细地示出了示例次级控制电路146。次级控制电路146包括提供次级误差信号415的次级误差放大器425。在一个示例中，逻辑、定时和驱动电路410接收次级误差信号415和电压V_S136，以产生用于开关元件138的驱动信号142。
如图4的示例所示，次级误差放大器425包括具有可选的反馈网络H_F2420的运算放大器430。反相输入端子440被耦合来接收输出电压V_O156的比例为K₂的部分。放大器430在同相输入端子435处接收基准电压V_REFO。在本示例中，所期望的输出电压是基准电压V_REFO除以K₂。放大器430的输出由逻辑、定时和驱动电路410接收，逻辑、定时和驱动电路410被耦合来操作开关元件138在偏置绕组126处产生电流I_B120，以使得反相输入端子440处的电压K₂V_O与同相输入端子435处的基准电压V_REFO基本上相同。因此，输出电压V_O 156被调节为值V_REFO除以比例K₂。
图5是示出图示出了当在不连续导通模式(DCM)中操作时，图1中的示例电源100的操作的波形的时序图500。当图1中的电源100在DCM中操作时，在开关S1106断开期间，耦合电感器L1132中的所有能量被从电感器L1132中移除。即，当开关S1106最初被闭合时，不存在剩余能量存储在耦合电感器L1132中。当图1中的电源100在DCM中操作时，开关S1106中的电流I_D 104在开关S 1106刚刚闭合后具有零值。
图5的时序图500中的波形示出了当开关元件138具有图2A和图2B的特性并且阻抗Z1210和Z3250无限大并且阻抗Z2220和Z4255为零时，图1的电源100的操作。即，当驱动信号142为高时，开关元件138传导电流I_S 134，而当驱动信号142为低时，开关元件138不传导电流。
图5示出了完整的开关周期T_S 530。来自初级控制电路116的驱动信号114在T_ON 505期间为高，这使开关S 1106可以传导电流I_D 104。驱动信号114在T_OFF 515期间为低，以防止开关S 1106导通。来自次级控制电路146的驱动信号142在T_ON 505结束之后的T₁510期间为高，这使开关元件138可以传导次级绕组130中的电流I_S 134。来自次级控制电路146的驱动信号142在T₁510结束时变低，以防止开关元件138传导电流。
在图5的示例中，当开关元件138传导来自次级绕组130的电流I_S134时，偏置电流为零，这是因为二极管118被反向偏置。即，当开关元件138导通时，偏置绕组126上的电压V_B 162小于控制电压V_C 124加上正向电压V_F 164之和。
当驱动信号142在T₁510结束时变低以减小次级绕组130中的电流I_S134时，耦合电感器L1132中存储的能量将电流I_B 120强加在偏置绕组126中，以使得次级电压V_S 136大于输出电压V_O 156。驱动信号142保持为低直到T_ON 505结束之后经过了T₂520为止。驱动信号在时间T₂520结束时变高，以允许开关元件138再次传导来自次级绕组130的电流I_S134，从而将次级电压V_S 136降低到输出电压V_O 156，并防止传导偏置绕组126中的电流I_B 120。当从耦合电感器L1132中移除了所有能量之后，开关元件138在时间t_X 525处停止导通。因此，根据本发明的教导，来自次级控制电路146的驱动信号142在关断时间T_OFF 515的至少一部分中为低，这使得开关元件138减小来自次级绕组130的电流I_S 134，以将电流I_B 120强加在偏置绕组126中。在一个示例中，根据本发明的教导，次级控制电路146被耦合来响应于功率转换器的期望输出值与实际输出值之间的差异来使得开关元件138减小来自次级绕组130的电流I_S 134。
在图5的示例中，当所有的存储能量从耦合电感器L1132移除时，来自次级控制电路146的驱动信号142在时间t_X 525处变低。如果开关元件138是单向开关元件，则当耦合电感器L1132中不再有存储的能量时，来自次级控制电路146的驱动信号142不必变为零。
图6是示出图示出当在连续导通模式(CCM)中操作时图1中的电源100的操作的波形的时序图600。当图1中的电源100在CCM中操作时，在开关S1106断开的整个时间期间，耦合电感器L1132中存在能量。即，当开关S1106最初闭合时，耦合电感器L1132中存在能量。当图1中的电源100在CCM中操作时，开关S 1106中的电流在开关S 1106刚刚闭合后具有大于零的值。
与图5所示的DCM中的操作类似，图6示出了在CCM中，驱动信号142在开关S1106断开之后的时间T₁610期间为高，这使开关元件138可以传导电流I_S 134。在T₁610结束时，开关元件138断开以减小电流I_S134，以将电流I_B 120强加在偏置绕组126中。开关元件138在从开关S1106断开时起的时间T₂620之后闭合以允许I_S 134传导。因此，根据本发明的教导，来自次级控制电路146的驱动信号142在关断时间T_OFF 515的至少一部分中为低，这使得开关元件138减小来自次级绕组130的电流I_S134，以将电流I_B 120强加在偏置绕组126中。在一个示例中，根据本发明的教导，次级控制电路146被耦合来响应于功率转换器的期望输出值与实际输出值之间的差异来使得开关元件138减小来自次级绕组130的电流I_S 134。
从本发明的教导中受益的其它示例电源可以利用对图5的示图500以及图6的示图600进行修改后的时序图来操作。对于DCM或CCM中的操作，开关元件138可以在开关S1106断开期间的任何时间减小或阻止电流I_S 134的传导。即，在开关S 1106断开后开关元件138断开的时间可能更接近T_OFF 515的开始或更接近T_OFF 515的结尾。开关元件138可以在开关S1106断开期间多次减小或阻止电流I_S 134的传导。次级控制器146可以在T_OFF期间按照需要的次数来断开和闭合开关元件138，以将足够的电流I_B强加在偏置绕组126中来调节输出。
图7示出了用于图1的电源100的示例次级控制电路146以及示例开关元件138的细节。在图7所示示例中，开关元件138是包括二极管705和n沟道MOSFET 710的单向开关元件。次级误差放大器425包括在一个示例中可以是TL431调节器等的三端分路调节器750。TL431调节器是包括内部基准电压的常见三端集成电路。当施加到基准端子的外部电压超过基准电压时，TL431在其另外两个端子处传导电流。电阻器745和760被耦合来形成分压器以将输出电压V_O 156的比例为K₂的部分提供给分路调节器750的基准端子765。在本示例中，所期望的输出电压是TL431的基准电压除以K₂。次级误差信号415是由来自pnp晶体管740的电流在电阻器755上产生的电压。
如所示示例中示出的，逻辑、定时和驱动电路410包括耦合到充电二极管730和放电二极管720的电容器715，放电二极管720耦合到电阻器725，电阻器725耦合到npn晶体管735。电容器715、充电二极管730和放电二极管720形成了向n沟道MOSFET 710的栅极提供驱动信号142的电荷泵，该电荷泵是单向开关元件138的一部分。
在操作时，当次级电压V_S 136在时间区间T_ON 505期间为负时，电容器715充电。当次级电压V_S 136为正时，电容器715通过二极管720、电阻器725和npn晶体管735放电。当次级电压V_S 136从负变为正时，驱动信号142上存在足够的电压来使n沟道MOSFET 710导通。开关元件138传导次级电流I_S 134，直到npn晶体管735使电容器715充分地放电以降低驱动信号142上的电压从而使n沟道MOSFET 710停止导通为止。在图7的示例中，开关元件138在开关周期中仅导通一次。在图7的示例中，次级误差信号415越大，就会使得npn晶体管735使电容器715放电越快，这使得开关元件138在开关S1106断开后的开关周期T_S 530中较早地停止导通。
图8示出另一开关元件与另一次级控制电路的示例，其中，开关元件138是包括n沟道MOSFET 820和并联二极管810的同步整流器。同步整流器有时用来替代开关电源的输出绕组中的二极管，这是因为当传导电流时，MOSFET两端的电压可以远小于二极管两端的电压。同步整流器的较低电压通过消散比二极管少的能量而提高了效率。在一个示例中，并联二极管810表示n沟道MOSFET 820的内部体二极管。在一个示例中，并联二极管810是可为肖特基二极管的分立二极管。
在图8的示例中，次级控制电路146是同步整流器控制器。次级控制电路146向n沟道MOSFET 820提供驱动信号830。与图7的示例中可以通过在次级绕组130与输出146之间插入非常高的阻抗来阻止传导次级电流I_S 134的开关元件138相比，图8的示例中的开关元件138通过在两个低值之间改变开关元件138的阻抗来减小次级电流I_S 134。当驱动信号830为低时，开关元件138具有二极管810的阻抗。当驱动信号830为高时，开关元件138具有MOSFET 820的较低阻抗。较高阻抗的二极管810的插入减小了次级电流I_S 134，同时增加了偏置绕组126中的电流I_B 120。
图9示出了反激式电源的一部分的示例，其中，次级控制电路940控制输出电流I_O 152和输出电压V_O 156，并且驱动信号930被耦合来控制开关元件138。在本示例中，次级控制电路940在电流感测电阻器910处以信号144的形式感测输出电压V_O 156并且以信号920的形式感测输出电流I_O 152。在图9的示例中，电流感测电阻器910两端的电压是信号920与信号144之间的差。因此，图9示出了根据本发明的教导，本发明的示例教导可以如何适合于控制作为电压的输出或者作为电流的输出，或者作为电压和电流的组合的输出。
包括摘要中描述的在内的对本发明所示示例的上面的描述不希望是排他性的，或者限于所公开的精确形式。虽然为了说明的目的在这里描述了本发明的具体实施例和示例，然而，在不脱离本发明的广泛精神和范围的情况下，各种等同的修改是可以的。实际上，将会理解，具体的电压、电流、频率、功率范围值、时间等是被提供用于说明的目的的，并且根据本发明的教导，还可以在其它实施例和示例中应用其它值。
鉴于上面的详细描述，可以对本发明的示例作出这些修改。在所附权利要求书中使用的术语不应当解释为将本发明限制为说明书和权利要求书中所公开的具体实施例。而是，范围由所附权利要求书整体上进行确定，所附权利要求书根据已确立的权利要求解释的原则来进行解释。因此，本说明书和附图被认为是说明性的而非限制性的。