使用具有交错式伪随机码码相位跟踪的GNSS系统及方法.pdf

首先接收全球导航卫星系统(GNSS)信号，且接着将其降频转换为中频(IF)且对其进行数字取样。经取样信号乘以传入IF载波(I参考产生器及Q参考产生器)的本地副本。目的是为了移除多普勒及将结果移动到基带用于稍后累积处理。提供两个平行相关内核模块，一个内核假定导航数据D为1而另一个假定导航数据D＝0或(-1)。相关内核采用提示信号的代码数控振荡器(nco)相位作为输入，及产生乘以多普勒移除传入样本信号的四个输出信号。脉冲信号的实施方案适应导航数据D＝1及D＝0或(-1)。

1.  一种全球导航卫星系统(GNSS)接收器系统，其适合于接收GNSS测距信号及包含跟踪算法，所述接收器系统包含：
GNSS信号接收器；
降频转换器，其适合于将GNSS信号降频转换到中频(IF)；
数字取样器，其适合于接收及取样所述降频转换的GNSS信号；
乘法器，其适合于使所述经取样信号乘以所述传入IF载波(I参考产生器及Q参考产生器)的本地副本以用于移除多普勒；
第一及第二平行相关内核模块；
所述第一平行相关内核假定导航数据D＝1；及
第二平行相关内核假定导航数据D＝0或(-1)。

2.  根据权利要求1所述的接收器系统，其包含：
分别对应于多个信号带的多个信号路径。

3.  根据权利要求2所述的接收器系统，其中所述信号带包含在L2频率(1227.6MHz)上的民用信号广播(L2C)。

4.  根据权利要求2所述的接收器系统，其中所述信号带包含交错式伪随机码。

5.  根据权利要求3所述的接收器系统，其包含：
L2C，其是具有用导航数据调制的民用中等长度代码(CM)及无数据民用长长度代码(CL)的复合代码。

6.  根据权利要求5所述的接收器系统，其包含：
具有CL多路复用的CM XOR CNAV数据。

7.  根据权利要求5所述的接收器系统，其包含：
具有CL多路复用的CM XOR传统导航数据。

8.  根据权利要求1所述的接收器系统，其中D＝1及D＝-1替代波形在实时接收器中是同等可能及不可预测的。

9.  根据权利要求2所述的接收器系统，其中所述经取样信号乘以I参考产生器及Q参考产生器所提供的传入中频(IF)载波的本地副本。

10.  根据权利要求2所述的接收器系统，其包含：
所述信号路径分别包含：a)民用中等(CM)长度代码产生器；b)民用长(CL)长度代码产生器；及c)粗糙获取(C/A)代码产生器。

11.  根据权利要求1所述的接收器系统，其中所述信号用以下方程式表示：
Iprompt=[R(τ)p2Dtxcosα+nICM]×Drx+R(τ)p2cosα+nI_CL---(1)]]>
其中：
R(τ)为CM/CL代码的归一化相关函数，及τ为本地CM/CL代码与传入信号之间的延迟。P为在接收器前端的所接收载波功率，比率是因为载波功率在之间CM与CL之间相等地分裂。D_tx为卫星所发射的导航数据(1或-1)，D_rx为两个相关内核中的一个所采用的导航数据。D_rx采用值1或-1。n_{l_CM}为由本地CM代码针对传入信号的相关而产生的噪声。n_{l_CL}为由本地CL代码针对传入信号的相关而产生的噪声，α为传入载波与本地副本载波之间的相位误差。
Qprompt=[R(τ)p2Dtxsinα+nQCM]×Drx+R(τ)p2sinα+nQ_CLIprompt=[R(τ)p2Dtxcosα+nICM]×Drx+R(τ)p2cosα+nICL=R(τ)p2(Dtx×Drx+1)+nICM×Drx+nICL]]>
对于相关内核中的一个，Drx＝D_tx，而对于另一个，D_rx＝-D_tx，因此来自两个相关内核的输出为：
H0：D_rx＝-D_tx
Iprompt=R(τ)p2(Dtx×Drx+1)+nICM×Drx+nICL=R(τ)p2(-1+1)+nICM×Drx+nICL=nICM×Drx+nICL---(2)]]>
H1：D_rx＝D_tx，那么
Iprompt=R(τ)p2(Dtx×Drx+1)+nICM×Drx+nICL]]>
=R(τ)p2(1+1)+nICM×Drx+nICL=R(τ)2P+nICM×Drx+nICL---(3)]]>

12.  一种码相位跟踪全球导航卫星系统(GNSS)复合信号的方法，其中一个信号假定D＝1及另一信号假定D＝-1，所述方法包括以下步骤：
提供接收器系统，其包含：GNSS信号接收器；降频转换器，其连接到接收器及适合于将GNSS信号降频转换到中频(IF)；数字取样器，其适合于接收及取样所述降频转换的GNSS信号；乘法器，其适合于使所述经取样信号乘以传入IF载波的本地副本以用于移除多普勒；
提供第一及第二平行相关内核模块；
所述第一平行相关内核假定导航数据D＝1；及
第二平行相关内核假定导航数据D＝0或(-1)。

13.  根据权利要求12所述的方法，其包含以下额外步骤：
提供分别对应于多个GNSS信号带的多个信号路径。

14.  根据权利要求13所述的方法，其中所述信号带包含在L2频率(1227.6MHz)上的民用信号广播(L2C)。

15.  根据权利要求12所述的方法，其中所述信号带包含交错式伪随机码。

16.  根据权利要求12所述的方法，其包含L2C，其是具有用导航数据调制的民用中等长度代码(CM)及无数据民用长长度代码(CL)的复合代码。

17.  根据权利要求12所述的方法，其包含以下额外步骤：
提供具有CL多路复用的CM XOR CNAV数据。

18.  根据权利要求12所述的方法，其包含以下额外步骤：
提供具有CL多路复用的CM XOR传统导航数据。

19.  根据权利要求12所述的方法，其中D＝1及D＝-1替代波形在实时接收器中是同等可能及不可预测的。

20.  根据权利要求12所述的方法，其中所述经取样信号乘以I参考产生器及Q参考产生器所提供的传入中频(IF)载波的本地副本。

21.  根据权利要求12所述的方法，其包含：
所述信号路径分别包含：a)民用中等(CM)长度代码产生器；b)民用长(CL)长度代码产生器；及c)粗糙获取(C/A)代码产生器。

22.  根据权利要求12所述的方法，其包含：
所述信号路径分别包含：a)民用中等(CM)长度代码产生器；b)民用长(CL)长度代码产生器；及c)粗糙获取(C/A)代码产生器。

使用具有交错式伪随机码码相位跟踪的GNSS系统及方法
相关申请的交叉引用
本申请主张2013年8月13日申请的第13/966,142号美国专利申请以及2012年9月17日申请的第61/702,031号美国临时专利申请的优先权，两个申请以引用的方式并入本文中。
技术领域
本发明主要涉及全球导航卫星系统(GNSS)接收器技术，且尤其是涉及使用平行相关内核模块及跟踪信号(例如L2C)以用于稳固性以及改进特定在接收器操作中断期间的基于GNSS的定位、弱信号及影响接收器性能的其它条件。
背景技术
全球导航卫星系统(GNSS)包含全球定位系统(GPS)，其由美国政府建立及操作且采用在近似20,200km的海拔处的明确界定的轨道中的24个或24个以上卫星的星座。这些卫星在三个频带中持续发射微波L带无线电信号，三个频带集中在1575.42MHz、1227.60MHz及1176.45MHz，分别表示为L1、L2及L5。所有GNSS信号包含相对于卫星的机载精密时钟的计时模式(其通过地面站而保持同步)以及提供卫星的精确轨道位置的导航消息。GPS接收器处理无线电信号，计算到GPS卫星的范围，及通过三角测量这些范围，GPS接收器确定其位置及其内部时钟误差。可取决于所使用的可观察量及所采用的校正技术来实现不同的准确度水平。举例来说，可使用具有单频率或双频率(L1及L2)接收器的实时动态(RTK)方法来实现在约2cm内的准确性。
GNSS还包含伽利略(Galileo)(欧洲)、全球导航卫星系统(GLONASS、俄罗斯)、北斗(Beidou)(中国)、指南针(Compass)(提议)、印度区域导航卫星系统(IRNSS)及QZSS(日本、提议)。伽利略将发射集中在表示为L1或E1的1575.42MHz、表示为E5a的1176.45MHz、表示为E5b的1207.14MHz、表示为E5的1191.795MHz及表示为E6的 1278.75MHz的信号。GLONASS发射大致集中在分别表示为GL1及GL2的1602MHz及1246MHz的FDM信号群组。QZSS将发射集中在L1、L2、L5及E6的信号。GNSS信号群组在本文分组为“超带”。
为了获得可通过使用GNSS而实现的准确度的较佳理解，有必要了解可从GNSS卫星获得的信号的类型。一种类型的信号包含调制L1无线电信号的粗糙获取(C/A)代码以及调制L1及L2无线电信号两者的精密(P)代码两者。这些代码为提供与模式的接收器版本相比可为已知模式的伪随机数字代码。通过测量对准伪随机数字代码所需的时间移位，GNSS接收器能够计算到卫星的明确的伪范围。C/A及P代码两者具有分别为约300米(1微秒)及30米(1/10微秒)的相对较长的“波长”。因此，使用C/A代码及P代码得到仅在相对粗糙分辨率水平的位置数据。
用于位置确定的第二类型的信号是载波信号。如本文所使用的术语“载波”指在移除经调制伪随机数字代码(C/A及P)所引起的光谱含量之后保持在无线电信号中的主要频谱分量。L1及L2载波信号分别具有约19及24厘米的波长。GNSS接收器能够“跟踪”这些载波信号，并且在这样做时，使载波相位的测量值精确到完整波长的小部分，从而准许范围测量值精确到小于一厘米的准确性。
在不参考附近参考接收器的情况下确定接收器的位置坐标的独立GNSS系统中，位置确定的过程经受来自许多源的误差。这些误差包含卫星的时钟参考误差、轨道卫星的位置、电离层诱发的传播延迟误差及对流层折射误差。这些误差源的更详细论述提供于Yunck等人的第5,828,336号美国专利中。
为了克服独立GNSS的误差，许多动态定位应用利用多个GNSS接收器。定位于具有已知坐标的参考站点的参考接收器与通过远程接收器接收信号同时接收卫星信号。取决于分离距离，上述误差中的许多将针对两接收器而同等地影响卫星信号。通过获取在参考站点及在远程位置两者接收的信号之间的差，这些误差得以有效地消除。这有助于相对于参考接收器的坐标而准确确定远程接收器的坐标。差分信号的技术在此项技术中已知为差分GNSS(DGNSS)。DGNSS与载波相位的精确测量值的组合导致小于一厘米均方根(厘米级定位)的位置准确性。当利用载波相位的DGNSS定位在远程 接收器潜在地运动时实时进行时，常常称为实时动态(RTK)定位。
有效地提供GPS系统中的较多测量值的一种方法将使用双频(DF)接收器用于与L1C/A代码产生码相位测量值同时来跟踪来自L1及L2载波上的P代码调制的δ距离测量。L1及L2载波通过同时离开GNSS卫星的代码来调制。由于电离层产生用于不同频率的无线电载波的不同延迟，所以此类双频接收器可用以获得在各个接收器位置的电离层延迟的实时测量值。组合L1及L2测距测量值以创建具有与L1伪距中的电离层延迟相同的正负号的电离层延迟的新L1测距测量值。准确的电离层延迟信息在用于位置解决方案中时可帮助产生较多准确性。在不存在此类实时电离层延迟测量值的情况下，通常使用其它校正技术，例如差分GNSS(DGNSS)、在付费订购基础上可用的专有第三方卫星扩增系统(SAS)服务、或美国赞助的广域扩增系统(WAAS)。类似方法及对应设备配置可用于其它GNSS系统，包含上文所识别的那些系统。
相比于单频(通常L1)接收器系统，先前双频接收器系统由于其用于适应L2测量值的额外组件而倾向于相对昂贵。此外，额外组件倾向于消耗较多功率及所需额外空间。再者，双频接收器应适用于供所有存在及计划的GNSS使用，发射可分组为大体在约1160MHz到1250MHz及1525MHz到1613MHz范围内的无线电信号频率的两“超带”的信号。因此，优选多频接收器应为：单个专用集成电路(ASIC)；可编程用于降频转换各个频率对；最低限度地设定大小；及能够用最小功率操作。例如且不限于可供本发明使用的组件的概括性，在第8,217,833号美国专利中展示及描述合适的ASIC，所述专利转让给共同或联合拥有的受让人且以引用的方式并入本文中。
美国的全球定位系统(GPS)在1995年7月17日首先达到完全操作能力。在几乎二十年之后，技术的进步及新需求已引起使GPS系统现代化的努力。部分的现代化是将在不同于L1频率(1575.42MHz)的频率上发射的新民用导航信号。此信号由于其是L2频率(1227.6MHz)上的民用信号广播而变得被称为L2C信号。其通过所有封闭式IIR-M及新一代的卫星来发射。
怀特黑德(Whitehead)等人的第6,744,404号美国专利展示用于减少GPS中的多路径的未偏置码相位估计器，及以引用的方式并入本文中。美 国海岸警卫队导航中心、“GPS FAQ”、美国国土安全部；及Navstar全球定位系统、“接口规格-ICD-GPS-200”、Navstar GPS联合项目办公室也以引用的方式并入本文中。
发明内容
本发明涉及与新的L2C信号相关的跟踪算法。更具体来说，利用两平行相关内核模块用于基于未知特性的同时处理，例如导航数据位D的正及负值。根据导航数据位D的正负号的分辨率，形成对应的码相位及载波相位鉴别符且发送到代码及载波相位跟踪环路以驱动本地副本以遵循传入信号。
L2C明显地简化双频设计。在L2C之前，不存在L2频率上的民用代码且仅军事信号L2P存在于此频率上。已知L2P的结构，然而为了拒绝对此军事信号的未授权的访问，通过称作Y代码的另一未知信号来调制L2P。Y代码使民用双频接收器的设计明显地复杂。必须采用半无代码或无代码技术来跟踪L2P(Y)代码，所述技术造成性能下降(尤其在较低SNR情形下)。与此对比，L2C代码的结构是完全已知的。预期L2C的代码噪声性能类似于L1C/A。L1C/A上的L2C的优点在于L2C具有导频音调，其可通过纯的锁相环路而非科斯塔斯(Costas)环路来跟踪。与科斯塔斯跟踪环路(其为L1C/A载波的情况)相比，形成器具有6dB跟踪阈值的优点。稳固的L2载波跟踪可辅助其它跟踪环路，例如L2P、L1P及L1C/A。其还将频率分集引入到计数器电离层闪烁效应，作为L1及L2两者不大可能同时发生的强衰退。具有L2C跟踪的接收器将导致较少接收器操作中断及较多稳固完整性。
附图说明
图1为用于产生L2C信号的基于GPS卫星的电路的框图。
图2为L2C计时关系的图。
图3a为L2C民用长(CL)代码的图。
图3b为L2C民用中型(CDM)代码的图。
图4为展示数据依赖性的L2C代码的图。
图5a及5b展示具有体现本发明的方面的多路径减轻的复合代码检测系统的框图。
图6a为当导航数据D＝1时的L2C代码的图。
图6b为当导航数据D＝0或(-1)时的L2C代码的图。
具体实施方式
I.介绍及环境
根据需要，本文中揭示了本发明的详细实施例；然而，应理解，所揭示的实施例仅是本发明的示范性的，本发明可以各种形式体现。因此，未将本文中所揭示的特定结构及功能细节解释为限制性的，而是仅作为权利要求书的基础及作为用于教示本领域技术人员以实际上任何适当详细结构来不同地采用本发明的代表性基础。
将为方便起见，仅以参考而不将以限制方式在以下描述中使用某些术语。举例来说，上、下、前、后、右及左指本发明根据正参照的视图而定向。词“向内”及“向外”分别指朝向及远离所描述实施例及其指定部分的几何中心的方向。所述术语将包含特别提及的词、其派生词及类似意义的词。
全球导航卫星系统(GNSS)经广泛地定义以包含全球定位系统(GPS、美国)、伽利略(提议、欧洲)、GLONASS(俄罗斯)、北斗(中国)、指南针(提议)、印度区域导航卫星系统(IRNSS)、QZSS(日本、提议)及使用来自卫星的信号具有或不具有来自地面源的扩增的其它当前及未来定位技术。
II.使用交错式伪随机(PRN)代码(例如GPS L2C)的未偏置码相位跟踪
图1说明用于产生可能L2C信号的机载卫星信号产生电路2的实例。不限于本发明的有用应用的概括性，还可使用其它信号及信号产生电路。信号产生电路2包含民用中等长度代码产生器(CM)4、民用长长度代码产生器(CL)6、及粗糙获取代码产生器(C/A)8。存在最终发射L2C信号的四个可配置选项。关于更多信息，参见Navstar全球定位系统、“接口规格-ICD-GPS-200”、“Navstar GPS联合项目办公室”。可配置选项为：
1)纯C/A代码；
2)C/A XOR传统导航数据；
3)具有CL多路复用的CM XOR CNAV数据；及
4)具有CL多路复用的CM XOR传统导航数据。
然而，基于观察结果，纯C/A代码及C/A XOR传统导航数据(上述选项1及2)当前并未主动地配置。选项3或选项4中的任一者当前在IIR-M卫星上主动，及L2C在两不同PRN序列之间经时间多路复用：
1)民用中等(CM)长度代码长度为10,230码片，每20毫秒重复一次；及
2)民用长(CL)长度代码长度为767,250码片，每1500毫秒重复一次。
CM及CL代码两者以每秒511,500码片计时。图2中展示L2C代码的一般计时。图3a及3b分别展示L2C民用长(CL)及民用中型(CM)代码。复合L2C代码具有每秒1,023,000码片的等效码片率，其等效于L1C/A。CM通过导航数据来调制，同时CL为无数据。
CM的数据调制引入复杂性到最终复合L2C信号中。取决于导航数据D，L2C可具有如图4中所说明的两个可能波形。
在GNSS接收器中，不能预测导航数据D的正负号。取决于导航数据D，两个不同L2C波形是同样可能的。为了跟踪复合L2C信号，因此必需具有两平行相关器内核，其中一者假定D＝1(图6a)，而另一者假定D＝0或(-1)。此外，还可能独立地跟踪L2CL及L2CM信号，但其导致3dB的信号强度损失。独立地跟踪L2CL及增加预检测积分时间可补偿此3dB损失，但在高动力学及多路径情况下，需要跟踪复合信号。
图5a、b说明包括系统10的用于使用具有多路径减轻的复合代码检测来实施平行内核跟踪的部分的本发明的方面。非限制性地，图5a、b中展示的系统10的部分可包含GNSS接收器12的实施本发明的未偏置码相位跟踪的组件。
天线或天线阵列14首先接收来自一或多个GNSS卫星星座(例如，GPS、Glonass、伽利略等)的所发射的RF伪随机(PRN)经编码信号。PRN经编码信号接着在包括RF前端降频转换器的LNA/混频器及模/数(A/D)转换器16中经降频转换、取样及数字化。首先接收卫星信号，及接着将其降频转换到中频(IF)且对其进行数字取样。经取样信号乘以传入IF载波(I参考产生器18及Q参考产生器20)的本地副本。目的是为了移除多普勒及将结果移动到基带用于稍后累积处理。I及Q参考产生器18、20的数字输出经由混频器(乘法器)34而连接到累积器及转储组件22、24、26、28、30、32。
本发明的核心为两个平行相关内核模块36、38，一个内核36假定导航数据D＝1及另一内核38假定导航数据D＝0或(-1)。相关内核36、38采用提示信号的代码数控振荡器(nco)40相位作为输入，及产生乘以多普勒移除传入样本信号的四个输出信号。四个输出信号为：本地提示码片44、早晚(E-L)码片46、提示码片转变边缘48的脉冲信号、及提示码片非转变边缘50的脉冲信号。关于更多信息，见怀特黑德的第6,744,404号美国专利，所述专利转让给共同或共同拥有的受让人且以引用的方式并入本文中。
图6a及6b中说明脉冲信号的一个实施方案，其中两导航数据D＝1及D＝0或(-1)，描绘具有数据依赖性的减轻脉冲信号。关于每一相关内核36、38，将存在以下累积及转储结果：
I_prompt，本地提示码片与多普勒移除传入信号样本之间的相关结果的同相部分
Iprompt=[R(τ)P2Dtxcosα+nICM]×Drx+R(τ)P2cosα+nI_CL---(1)]]>
其中：
R(τ)为CM/CL代码的归一化相关函数，及τ为本地CM/CL代码与传入信号之间的延迟。P为在接收器前端的所接收载波功率，比率是因为载波功率在CM与CL之间相等地分裂。D_tx为卫星所发射的导航数据(1或-1)，D_rx为两个相关内核中的一者所采用的导航数据。D_rx采用值1或-1。n_{I_CM}为由本地CM代码针对传入信号的相关而产生的噪声。n_{I_CL}为由本地CL代码针对传入信号的相关而产生的噪声，α为传入载波与本地副本载波之间的相位误差。
Q_prompt，本地提示码片与多普勒移除传入信号样本之间的相关结果的正交部分，如下：
Qprompt=[R(τ)P2Dtxsinα+nQCM]×Drx+R(τ)P2sinα+nQ_CL]]>
I_track，本地E-L码片与多普勒移除传入信号样本之间的相关结果的同相部分，E与L之间的间距为1码片。
Q_track，本地E-L码片与多普勒移除传入信号样本之间的相关结果的正交部分，E与L之间的间距为1码片。
I_transition，提示码片转变边缘的本地脉冲信号与多普勒移除传入 信号样本之间的相关结果的同相部分。
I_non-transition，提示码片非转变边缘的本地脉冲信号与多普勒移除传入信号样本之间的相关结果的同相部分。
将结果发送到决策度量52以验证其假定比另一者(D＝1或D＝0或(-1))更有可能。此可为提示功率检测器，这是因为两个结果中的一个将产生预期L2C信号功率，而另一个将仅含有如下文所示的噪声：
基于方程式(1)，假定在传入载波与本地副本载波之间不存在相位误差，因此α＝0
Iprompt=[R(τ)P2Dtxcosα+nICM]×Drx+R(τ)P2cosα+nICL=R(τ)P2(Dtx×Drx+1)+nICM×Drx+nICL]]>
对于相关内核中的一个，D_rx＝D_tx，而对于另一个，D_rx＝-D_tx，因此来自两个相关内核的输出为：
H0：D_rx＝-D_tx
Iprompt=R(τ)P2(Dtx×Drx+1)+nICM×Drx+nICL=R(τ)P2(-1+1)+nICM×Drx+nICL=nICM×Drx+nICL---(2)]]>
H1：D_rx＝D_tx，那么
Iprompt=R(τ)P2(Dtx×Drx+1)+nICM×Drx+nICL=R(τ)P2(1+1)+nICM×Drx+nICL=R(τ)2P+nICM×Drx+nICL---(3)]]>
基于方程式(2)及(3)，问题变为在白高斯噪声中检测确定性信号。
用于解决这些类型的问题的方法可在Kay(凯)、史蒂文M(Steven M)的统计信号处理的原理(Fundamentals of Statistical Signal Processing)、检测理论(Detection Theory)、第5章、第5节中，文章以引用的方式并入 本文中。
解决导航数据位D后，对应码相位及载波相位鉴别符可根据第6,744,404号美国专利而形成，且发送到代码及载波跟踪环路以驱动本地副本遵循传入信号。
应理解本发明可以各种形式来体现，而非限于上文所论述的实例。可在本发明的实践中利用其它组件及配置。