电源供应器的最大输出功率的控制方法和装置 【技术领域】
本发明涉及一种电源供应器，具体地说，是一种电源供应器的控制方法和装置。
背景技术
返驰(flyback)电源供应器是一种利用二线圈电感(two-windinginductor)提供电气隔离和非反相输出的升/降压(buck/boost)转换器，其能量的储存和转换是通过对所述二线圈电感的充电和放电。对一个通用输入(universal input)返驰转换器而言，通常在低输入电压(low line)时操作于连续导通模式(continuous conduction mode；CCM)，而在高输入电压(high line)时操作于不连续导通模式(discontinuous conductionmode；DCM)，以获得较佳效率。然而，返驰电源供应器的传播延迟(propagation delay)造成电源供应器的最大输出功率随输入电压(linevoltage)的大小变化。传播延迟是从限流比较器到脉宽调变(PWM)逻辑，再到闸极驱动器，最终到功率MOSFET关闭，所累积下来的结果。图1显示在一个切换周期T中，高输入电压和低输入电压的返驰电感电流的波形10和12。由于传播延迟Tp的缘故，电感电流在到达限流值VCL后，仍继续向上冲高。由于输入电压大小的不同，电感电流波形10和12的上升斜率不同，因此传播延迟Tp造成的峰值电流差距可能很大。若切换频率fs是固定的，且假设效率η都一样，则输出功率由每个周期中储存的能量决定如下：
Pomax=0.5·fs·L·(Ipk2-Ivalley2)·η---(1)]]>
其中，L为一次侧线圈的电感值，Ipk和Ivalley分别为电感电流的峰值和谷值。如图1所示，对于以固定限流值做控制的转换器来说，高输入电压的输出功率远大于低输入电压的输出功率，这就是转换器需要高输出功率误差范围(tolerance)的原因。此类转换器的输出功率误差范围可能要达到100％，则在超功率(over power)下易造成组件压迫或发生系统错误。然而超功率测试是在电源供应器设计中极为常见的常规测试，因此，系统工程师往往须耗费极大的心力协调前述因素与商业需求之间的冲突。
由于使用一次侧控制(primary side control)的关系，大部分的PWM控制器无法在不同的输入电压下将输出超功率控制得很好。让输出超功率的误差范围更小，便成为比较PWM控制器的关键因素。
美国专利第6674656号让限流值以内建的锯齿波形变化，如图2所示，其限流值VCL(t)随时间变化的锯齿波形可以绷紧输出功率的耐受度，如图3所示。虽然这种方法简单又直接，但是也有以下的缺点：(1)此控制虽然是单一方法去适用于所有的应用(one size fits all)，但是所述内建的波形是根据一组最普遍应用电源范围的系统参数计算决定的。虽然系统设计者可以藉由微调参数以符合所述内建的波形，以获得较好的输出功率收敛(convergence)，然而，有些参数如效能、电磁干扰(EMI)、热等是必须妥协的，这些参数将会影响到一次侧电感、电流感测电阻、闸极驱动器电阻等等，输出功率通常会因此背离原先的设计，这迫使系统设计者花费更多时间或增加额外的组件以解决问题。此外，在实际上常发现某些系统设计在使用某些供货商的控制器时能获得较好的输出功率收敛，而在以其它控制器替换后变差。(2)这种方法的另一个缺点更严重。为了简化控制器电路设计，所述限流值VCL(t)的波形是锯齿波形，换言之，是只具有单一斜率的波形。有时系统设计需要较大的一次侧电感，其电流斜率在低输入电压时较小或略高于限流值斜率，这会造成电流感测波形在达到最大周期前无法触及限流值波形，最后，输出电压无法调控且丧失输出功率限制。(3)由于个别周期时变波形的缘故，因此在大量制造时难以建立快速测试，因此很难在产品数据(datasheet)中定义其波形误差范围，而波形误差范围对于预测输出功率误差范围是非常重要的。
因此已知的电源供应器存在着上述种种不便和问题。
【发明内容】
本发明的目的，在于提出一种电源供应器的最大输出功率的控制装置。
本发明的另一目的，在于提出一种电源供应器的最大输出功率的控制方法。
为实现上述目的，本发明的技术解决方案是：
一种电源供应器的最大输出功率的控制方法，所述电源供应器通过比较一电流感测信号与一可动态调整的限流值而决定一功率开关地工作周期，所述电流感测信号表示所述功率开关中的电流大小，其特征在于所述方法包括下列步骤：
A.提供目前的限流值；
B.从所述目前的限流值与所述电流感测信号估算下一个限流值。
本发明的电源供应器的最大输出功率的控制方法还可以采用以下的技术措施来进一步实现。
前述的控制方法，其中所述步骤B包括下列步骤：
B1.提供所述工作周期被触发后经过第一时段后的所述电流感测信号；
B2.提供所述电流感测信号在第二时段中的变动量；
B3.从所述目前的限流值和步骤B1与B2提供的参数运算得到所述目前的限流值与步骤B1提供的参数之间的差值；
B4.利用所述差值与变动量运算得到下一个限流值。
一种电源供应器的最大输出功率的控制装置，该电源供应器通过比较一电流感测信号与一可动态调整的限流值而决定一功率开关的工作周期，该电流感测信号表示所述功率开关中的电流大小，所述装置包括一第一输入端，一第二输入端，一第三输入端和一运算电路，其特征在于：
所述第一输入端，接受目前的限流值；
所述第二输入端，接受所述工作周期被触发后经过第一时段后的所述电流感测信号；
所述第三输入端，接受所述电流感测信号在第二时段中的变动量；
所述运算电路，连接所述第一至第三输入端，藉以从所述第一至第三输入端提供的参数运算得到下一个限流值。
本发明的电源供应器的最大输出功率的控制装置还可以采用以下的技术措施来进一步实现。
前述的控制装置，其中所述运算电路包括：
第一部分电路，连接所述第一和第二输入端，以运算得到所述二输入之间的差值；
第二部分电路，连接所述第一部分电路和第三输入端，以运算得到所述差值与两倍所述变动量的和值；
第三部分电路，连接所述第一和第二部分电路，以从所述差值与和值产生所述下一个限流值。
采用上述技术方案后，本发明的电源供应器的最大输出功率的控制方法和装置具有降低电源供应器的输出功率误差范围的优点。
【附图说明】
图1为已知返驰电感电流的波形图；
图2为已知锯齿波限流值的波形图；
图3为图2的锯齿波限流值做控制的返驰电感电流的波形图；
图4为本发明的方法的实施例示意图；
图5为本发明的装置的实施例示意图。
【具体实施方式】
以下结合实施例及其附图对本发明作更进一步说明。
现请参阅图4，图4显示被放大m倍的电流感测信号14，其表示对应的电感电流将能量储存成期望的最大输出功率
Pomax=η·L·fs2[(Vpkm·Rcs)2-(Vvalleym·Rcs)2]---(2)]]>
其中，Vpk和Vvalley分别为电流感测信号14的峰值和谷值，Rcs为电流感测电阻。在此实施例中，将实际的电流感测信号放大m倍让取样和保持比较简单，并具有较佳的噪声免疫力。经过计算后，将从一个通用固定功率导出一个限流值供电流感测信号比较，如此可让内部处理干净且容易，但是使用者从外部感觉如同其它控制器一样。
公式2经整理后改写为
Pomax=η·fs·L2m2·Rcs2·(Vpk-Vvalley)·(Vpk+Vvalley)---(3)]]>
参照图4，
Vpk＝m·VCL+ΔV (4)
Vvalley＝m·VCL-Von (5)
ΔV=Vi·TP·RcsL---(6)]]>
其中，ΔV是电流感测信号14在传播延迟Tp中的变动量，Von是Vvalley与mVCL之间的差值，Vi是电源供应器的输入电压。
Tp是预设的传播延迟，随PCB的不同而改变，可以根据电路预估但会让事情变复杂。本发明相关应用领域公认的Tp值为250ns。
将公式4和5代入公式3并重新整理后，得出
VCL=KVon+ΔV+Von-ΔV2m---(7)]]>
其中
K=m·Rcs2·Pomaxη·fs·L---(8)]]>
K为默认值，在此视为一常数。公式7中的变数为Von和ΔV。理论上Von可藉由侦测Vpk得知，然而，由于米勒(Miller)电容的储存路径经过电阻Rcs，Vpk无法由图4的电流感测信号14得知，因此在切换周期中以VCL做为替代方案，将Von表示如下：
Von＝m·VCL[n]-Vvalley (9)
如图4所示，由于电流感测信号14上升时会发生瞬间电流突波，谷值Vvalley也无法直接由电流感测信号14得知，因此以下式求得
Vvalley＝VLEB-ΔV (10)
其中，VLEB是电流感测信号14在工作周期被触发后经过Tp以后的值。VLEB时序的设计用来消除一个ΔV，因此其宽度等于内部逻辑延迟TP_in(70ns)和传播延迟TP(250ns)的总合。
将公式10代入公式9可得
Von＝m·VCL[n]-VLEB+ΔV (11)
至此，所有需要的信号已可藉检测得知。公式7改写为
VCL[n+1]=Km·VCL[n]-VLEB+2·ΔV+m·VCL[n]-VLEB2m---(12)]]>
公式12的物理意义为：从目前周期的限流值VCL[n]预估下一个周期的限流值VCL[n+1]。下一个周期的限流值VCL[n+1]用来将输出功率限制在Pomax。在负载达到Pomax时
VCL[n+1]＝VCL[n] (13)
而后输出电压会开始下降。
图5是实现公式12的一个实施例示意图，左上角的ΔV感测电路20只是提供本发明的运算电路要用的部分参数。图5中的ΔV感测电路20是引用本专利申请人在另一件专利申请案的内容，将目前的工作周期被触发后经过第一时段LEB后的电流感测信号VLEB以和电流感测信号在Tp中的变动量ΔV提供给本发明的运算电路，以便其运算决定下一个周期的限流值VCL[n+1]。信号LEB是返驰电源供应器所用的前缘遮蔽信号，在其它实施例中也可以改用别的信号，但是ΔV感测电路20也要跟着修改。本发明的运算电路包含三部份，第一部份电路22用来产生Von-ΔV，第二部分电路24用来产生Von+ΔV，第三部分电路26从第一部分电路22和第二部分电路24的输出产生下一个限流值VCL[n+1]。在第一部份电路22中，开关S1和电容C1组成取样/保持(S/H)电路，受信号LEB控制对目前的限流值VCL[n]取样和保持，放大器222将VCL[n]放大m倍，经减法器224减去VLEB，产生Von-ΔV。在第二部分电路24中，开关S2和电容C2组成取样/保持电路，受单击信号控制对第一部份电路22的输出取样和保持，放大器242将ΔV放大两倍，经加法器244与Von-ΔV相加，产生Von+ΔV。在第三部分电路26中，功能方块262将Von+ΔV倒数并放大K倍，K可由外部设定，放大器264将Von-ΔV衰减2m倍，经加法器266与功能方块262的输出相加，完成公式12的运算，经开关S3和电容C3组成取样/保持电路取样和保持，再经单一增益放大器268输出VCL[n+1]。图5的电路使用的都是基本的电路单元，本行业技术人员很容易实施。本行业技术人员也可以根据公式12设计不同的运算电路，获得同样的限流值VCL[n+1]。
在本发明的一实施例中，图5的电路用于一个具有75％最大责任周期(duty cycle)的电源供应器，其所有的计算在切换周期的前75％期间结束，所述计算得到的限流值VCL[n+1]藉由信号DMAX的控制，在接下来的25％期间转移到下一个周期使用。
以上实施例仅供说明本发明之用，而非对本发明的限制，有关技术领域的技术人员，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，还可以作出各种变换或变化。因此，所有等同的技术方案也应该属于本发明的范畴，应由各权利要求限定。
组件符号说明
10 电感电流
12 电感电流
14 电流感测信号
20 ΔV感测电路
22 第一部份电路
222 放大器
224 减法器
24 第二部份电路
242 放大器
244 加法器
26 第三部份电路
262 倒数和放大单元
264 放大器
266 加法器
268 放大器