触摸检测器件以及具有触摸传感器功能的显示器件 技术领域 本发明涉及用于检测用户手指或笔对于检测面的触摸或接近的触摸检测器件。 另 外， 本发明涉及具有触摸检测器件 ( 触摸传感器 ) 的功能的显示器件。
背景技术
总的说来， 触摸检测器件是用于检测用户手指或笔对于检测面的触摸或接近的器件。 显示器件在本领域中是公知的， 其通过将称作触摸面板的触摸检测器件重叠地形 成在显示器件上并且将各种按钮作为图像显示在显示器件上， 以允许用户输入信息而不是 典型按钮。当将这样的显示器件应用于小尺寸的移动器件时， 由于可以将按钮的显示和布 置整合在一起， 因此可以获得诸如大屏幕、 节省操作单元的空间、 组件减小之类的各种优 点。这样， 一般而言， “触摸面板” 是指具有面板形状的、 与显示器件相组合的触摸检测器件。
已知三种触摸检测类型的触摸面板包括光学型、 电阻膜型和静电电容型。 同时， 为 了将触摸或接近所产生的电变化与位置信息相关联， 需要以矩阵形状的方式布置的、 被组 合用于确定所述位置的多条布线。
整个显示器件 ( 如， 液晶模块 ) 的厚度在安装触摸面板时增大。尤其是将其采用 在移动设备中时， 额外地需要用于防止触摸板上的刮痕的保护层， 由此进一步增大了液晶 模块的厚度。这妨碍了小型化趋势。
就此而言， 例如， 日本待审专利申请公开 2008-9750 公开了如下的触摸面板导电 膜： 其插入在液晶显示器件的观众一侧面板与部署在其外表面的观众一侧偏振面板之间。 日本待审专利申请公开 2008-9750 提出了具有静电电容型触摸面板的液晶显示器件， 该静 电电容型触摸面板使用偏振板的外部表面作为触摸面板导电膜和偏振面板的外部表面之 间的触摸表面， 以便获得薄的厚度。
发明内容
然而， 上述触摸面板 ( 触摸检测器件 ) 或具有触摸检测功能的显示器件具有下列 缺点。
触摸检测器件响应于检测目标物体 ( 如， 用户手指或触笔 ) 对于触摸表面的触摸 或检测而在传感器线上产生电变化， 而不加以区别光学型、 电阻膜型和静电电容型。 在从检 测面延伸到外侧的传感器线的前端中检测到传感器线的这种电变化。然而， 由于触摸检测 器件除了需要传感器线之外， 通常还需要多条布线， 因此在该布线中的电位变化重叠在传 感器线上作为噪声时， 检测信号的信噪 (S/N) 比减小。在光学型中， 像素电路通常具有放大 功能， 而在电阻膜型中， 电位变化较大。 相反， 在静电电容型触摸检测器件中， 传感器线上的 电变化具有较小幅值， 并且尤其是在静电电容型触摸检测器件中， 防止检测信号的 S/N 比 的恶化是重要的。
同时， 具有触摸检测器功能的显示器件取得如下这样的进展 ： 从简单地把触摸面板附于显示面板的外部表面到把用于驱动触摸传感器的电极形成在显示面板内部以实现 诸如更薄的厚度和成本降低之类的新目标。 因此， 将用作对于传感器线的噪声源的、 具有很 大电压波动的布线频繁地部署在接近于面板厚度方向上的传感器线。因此， 在具有触摸传 感器功能的显示器件中， 防止检测信号的 S/N 比的恶化变得更加重要。虽然这是经常的情 况而不加以区别光学型、 电阻膜型或静电电容型， 但是由于上述原因， 尤其在静电电容型中 非常需要传感器线中的噪声减小。
期望在触摸检测器件和具有触摸传感器功能的显示器件中， 将噪声分量从通过检 测传感器线中的电变化所获得的检测信号中消除。
根据本发明的实施方式， 提供如下的触摸检测器件， 其包括检测面 ； 多条传感器 线， 其由具有不同线电容的多种类型的布线形成 ； 以及触摸检测单元。
所述触摸检测单元检测响应于检测目标物体对所述检测面的触摸或接近而在多 条传感器线中产生的电变化。另外， 所述触摸检测单元具有运算电路， 其用于通过对来自 具有不同线电容的、 彼此相邻的多种类型传感器线的多个输出执行使用线电容比的运算处 理， 来产生表示所述电变化的检测信号。
优选地， 多条传感器线由针对每一类型均具有不同长度的 M 种类型的布线形成且 彼此并行地布置， 并且彼此相邻的 M 条传感器线具有不同的类型。优选地， 所述触摸检测单 元具有为彼此相邻且具有不同类型的 M 条传感器线中的每一条传感器线提供的运算电路。 运算电路可以具有用于在各传感器之间进行共享的选择器机构。 根据本发明的实施方式， 由具有相同材料、 相同厚度、 相同宽度和多种不同类型的 长度的布线来形成所述 M 条传感器线。在这种情况下， 优选地， M 条传感器线中的每一条均 具有为具有最短长度的基本传感器线的长度 L 的 K 倍的长度 ( 其中， K ＝ 1 ～ N)。优选地， 所述运算电路通过从 M 条传感器线中选择两条传感器线、 获得长度比被设置为 k( 其中， k是 等于或大于 2 的自然数 ) 的两条所选传感器线的输出之差并且将所获得的差除以 (k-1)， 来 获得所述检测信号。
根据本发明的实施方式， 所述触摸检测器件响应于检测目标物体 ( 如， 用户手指 或触笔 ) 对于检测面的触摸或接近而在多条传感器线上产生电变化。典型地， 由于检测面 大于检测目标物体， 因此在几十条传感器线中产生电变化。从具有不同线电容的多种类型 的布线形成产生了电变化的传感器线。 因此， 在产生了电变化的每一传感器线中， 电变化被 传送至具有不同线电容的若干条传感器线， 并被输入至触摸检测单元。
所述触摸检测单元包括运算电路。 该运算电路从具有不同线电容且彼此相邻的多 种类型的传感器接收多个输入， 以便执行运算处理。在该运算处理中， 使用线电容比， 由此 从运算电路中产生表示响应于对于检测面的触摸或接近所产生的电变化的检测信号。 从运 算电路输出的检测信号用于检测检测目标物体的存在 / 不存在或者检测面上的位置。
根据本发明的实施方式， 具有触摸传感器功能的显示器件包括显示面、 多条图像 信号线、 显示功能层、 多条传感器线和触摸检测单元。
显示功能层响应于施加至多条图像信号线的电压来改变所述显示面的显示。
触摸检测单元检测响应于检测目标物体对所述检测面的触摸或接近而从多条传 感器线中产生的电变化。 另外， 所述触摸检测单元包括运算电路， 其用于通过对来自彼此相 邻的且具有不同线电容的多种类型传感器线的多个输出执行使用线电容比的运算处理， 来
产生表示所述电变化的检测信号。
根据本发明的实施方式， 具有触摸检测器功能的显示器件包括多个像素、 多个像 素电极、 m 个相对电极、 显示功能层、 写驱动扫描单元、 AC 驱动扫描单元和触摸检测单元。
多个像素通过多条扫描线和多条图像信号线而彼此连接， 每一像素均具有开关， 该开关用于响应于施加至相应一条扫描线的电压而写入相应一条图像信号线的电压。
多个像素电极被提供用于每一像素且以平面形状布置成矩阵。
m 个驱动电极与像素电极相对地布置成平面形状， 在作为像素电极一侧的布置方 向的扫描方向上具有像素电极的布置的间距长度的一倍或更多倍的间距长度， 并且在扫描 方向上以相同间隔而布置。
多个感测电极具有在所述 m 个相对电极中的每一个之间的静电电容。多个感测电 极是由具有不同线电容的多种类型的布线形成的。
显示功能层响应于在面向彼此的像素电极和驱动电极之间所施加的信号电压而 提供图像显示功能。
写驱动扫描单元通过接通用于与所述扫描方向正交的另一方向上所排列的预定 数目像素电极的预定数目开关， 来执行用于写入预定数目图像信号线的电压的写操作。写 驱动扫描单元执行写操作， 并且重复以扫描方向依次切换作为写目标的预定数目像素电极 的平移操作。 AC 驱动扫描单元在包括了与作为写目标的预定数目像素电极相对的驱动电极的 条件下， 以 AC 电压驱动从 m 个驱动电极中所限定的 s 个驱动电极 ( 其中， 1 ≤ s ＜ m)。另 外， AC 驱动扫描单元以扫描方向平移作为 AC 驱动目标的 s 个相对电极以满足上述条件。
触摸检测单元在感测电极一侧检测向外部电容引起的静电电容所施加的电压的 变化。 另外， 所述触摸检测单元包括运算电路， 其用于通过对来自具有不同线电容且彼此相 邻的多种类型感测电极的多个输出执行使用线电容比的运算处理， 来产生表示向所述静电 电容施加的电压的变化的检测信号。
在具有根据本发明实施方式的上述配置的两个显示器件中， 多个传感器线 ( 或感 测电极 ) 和触摸检测单元具有与上述触摸检测器件相同的功能 ( 然而， 在对应的显示器件 中， 有时将检测目标物体触摸的或其接近地位于的表面称为显示面 )。
显示功能层可以邻近显示器件 ( 例如 ) 厚度方向上的多条传感器线 ( 或多条感测 电极 )。 在这种情况下， 提供用于驱动显示功能层的电压的多条图像信号线也临近多条传感 器线。尤其是图像信号线可以在与多条传感器线 ( 或， 多个感测电极 ) 的相同方向上延伸。 在这种情况下， 多条传感器线 ( 或多个感测电极 ) 均受到若干相邻图像信号线上电位变化 的影响， 并且其电位波动。
在根据本发明实施方式的显示器件中， 运算电路对来自具有不同线电容且彼此相 邻的多种类型传感器线 ( 或感测电极 ) 的多个输出执行使用线电容比的运算处理。结果， 从输出自运算电路的检测信号中有效地消除了上述其它布线 ( 例如， 图像信号线 ) 的影响 所产生的电位波动分量。
根据本发明的实施方式， 可以提供能够从通过检测传感器线中的电变化所获得的 检测信号中消除噪声分量的触摸检测器件。另外， 可以提供能够从检测信号中消除噪声 ( 其改变向传感器线 ( 或感测电极 ) 的静电电容所施加的电压 ) 的显示器件。
附图说明 图 1A 和图 1B 是图示根据本发明第一～第三实施方式的触摸传感器单元的操作的 等效电路图和示意剖面图。
图 2A 和 2B 是手指触摸或接近图 1 的触摸传感器单元时的等效电路图和示意剖面 图。
图 3A ～图 3C 图示根据本发明实施方式的触摸传感器单元的输入 / 输出波形。
图 4A 和图 4B 是图示根据本发明第一和第二实施方式的触摸检测器件的配置的顶 视图 (top plan view) 和示意剖面视图。
图 5A ～图 5C 是图示根据本发明第一～第三实施方式的触摸传感器检测的顶视 图、 等效电路图和等式。
图 6A ～ 6C 是长传感器输出和短传感器输出的波形图、 各部分的示意图和运算示 例。
图 7A 和图 7B 图示根据本发明第一实施方式的触摸检测器件中的边界位置和运算 过程或运算结果。
图 8A 和 8B 图示示出了边界扫描位置的示图以及 AC 信号源和运算电路的示例性 电路图。
图 9A ～图 9C 是图示根据本发明第二实施方式的传感器线输出的各部分的示意图。 图 10A 和图 10B 是图示根据本发明第二实施方式的触摸检测器件中的边界位置的 示图以及示出运算过程和运算结果的表。
图 11A ～图 11D 是结合驱动电路图示用于根据本发明第三实施方式的显示器件的 触摸检测的电极式样的顶部视图和示意剖面视图。
图 12 是根据本发明第三实施方式的显示器件的像素电路的等效电路图。
图 13A ～图 13C 图示根据本发明第三实施方式的显示器件所执行的边界扫描。
图 14 是图示在根据本发明第三实施方式的显示器件中形成像素电极之后的液晶 显示单元的放大平面视图。
图 15 是图示根据第五变形的配置示例的示意剖面视图。
图 16 是图示根据第六变形的配置示例的示意剖面视图。
图 17 是图示根据第七变形的配置示例的示意剖面视图。
图 18 是图示根据第八变形的传感器线布置的顶视图。
图 19 是图示根据第九变形的传感器线布置的顶视图。
图 20 是图示根据第十变形的传感器线布置的顶视图。
图 21 是图示根据第十变形的另一传感器线布置的顶视图。
图 22 是图示根据第十一变形的传感器线布置的顶视图。
图 23A 和 23B 是图示噪声源的波形图。
图 24A1 ～图 24B3 是图示噪声抑制效果的波形图。
具体实施方式
下文将参考附图， 通过例举静电电容型触摸传感器和具有触摸检测功能的液晶显示器件来描述本发明的实施方式。另外， 本发明的实施方式同样可适用于电阻膜型或光学 型触摸传感器。虽然在此描述了液晶显示器件， 但是本发明的实施方式可适用于诸如有机 电致发光 (EL) 显示器件之类的其它显示器件。
将以下列顺序进行描述。
1. 第一实施方式 ： 使用来自两条传感器线的输出执行运算处理的触摸检测器件
2. 第一变形 ： 仅传感器线的宽度不同的情况
3. 第二变形 ： 传感器线的长度和宽度不同的情况 ( 线容量比 Kc ＝ 2)
4. 第三变形 ： 传感器线的长度和宽度不同的情况 ( 线容量比率 Kc ≠ 2)
5. 第二实施方式 ： 使用来自三条传感器线的输出执行运算处理的触摸检测
6. 第三实施方式 ： 执行边界扫描的显示器件
7. 第四变形 ： 传感器线的矩阵布置
8. 第五～第七变形 ： 水平电场模式下的液晶显示器件的结构示例
9. 第八变形 ： 极短传感器线
10. 第九变形 ： 传感器线的布置序列的任意性
11. 第十变形 ： 使用运算电路的传感器线的共享
12. 第十一变形 ： 屏蔽层
13. 显示器件中的噪声源和噪声抑制效果
14. 其它效果
1. 第一实施方式
[ 用于触摸感测的基本配置和操作 ]
首先， 参考作为第一实施方式的前提的图 1A ～图 3C( 对于其它实施方式公用 )， 描 述静电电容元件型触摸感测的基础。
图 1A 和图 2A 是图示触摸传感器单元的等效电路图， 而图 1B 和图 2B 是图示触摸 传感器单元的构造图 ( 示意剖面视图 )。这里， 图 1A 和图 1B 图示作为感测目标物体的手指 未接近传感器的情况， 而图 2A 和图 2B 图示将手指部署在传感器附近或触摸传感器的情况。
所示的触摸传感器单元是静电电容型触摸传感器， 并包括如图 1B 和图 2B 所示的 电容元件。具体而言， 电容元件 ( 静电电容元件 )C1 包括 ： 电介质体 D ； 以及一对电极 ( 即， 驱动电极 E1 和检测电极 E2)， 其以电介质体 D 插入在其之中而面向彼此布置。 如图 1A 和 2A 中所示， 电容元件 C1 的驱动电极 E1 连接至用于产生 AC 脉冲信号 Sg 的 AC 信号源 AS。电容 元件 C1 的检测电极 E2 连接至运算电路 8A。在这种情况下， 检测电极 E2 经由电阻器 R 接 地， 使得 DC 电平电固定。
将具有预定频率 ( 例如， 几 kHz ～几十 kHz) 的 AC 脉冲信号 Sg 从 AC 信号源 AS 施 加至驱动电极 E1。
图 3B 中示出了 AC 脉冲信号 Sg 的波形图。响应于施加 AC 脉冲信号 Sg， 具有图 3A 所示输出波形的信号 ( 即， 检测信号 Vdet) 在检测电极 E2 中产生。
如将在下面的另一实施方式中详细描述的那样， 在液晶显示面板内具有触摸传感 器的功能的液晶显示器件中， 驱动电极 E1 对应于用于驱动液晶的相对电极 ( 用于面向像素 电极的多个像素的公共电极 )。 这里， 相对电极经受用于驱动液晶的所谓 Vcom 驱动的 AC 驱 动。 因此， 根据本发明的实施方式， 在与显示的时刻不同的时刻或者同时地从多个位置产生用于驱动 Vcom 的公共驱动信号， 并且该公共驱动信号也起驱动触摸传感器的驱动电极 E1 的 AC 脉冲信号 Sg 的作用。
在图 1A 和图 1B 所示的手指未触摸的状态下， 用 AC 电压驱动电容元件 C1 的驱动 电极 E1， 并且 AC 检测信号 Vdet 依据充电 / 放电操作而在检测电极 E2 中产生。这里， 用 “初 始检测信号 Vdet0” 表示其上的检测信号。由于检测电极 E2 一侧从 DC 电压的角度来看是 接地的， 而从高频域的角度来看是未接地的， 因此未提供用于对 AC 电压进行放电的路径， 并且初始检测信号 Vdet0 的脉冲峰值相当大。然而， 在 AC 脉冲信号 Sg 升高并且经过了一 些时间之后， 初始检测信号 Vdet0 的脉冲峰值由于损耗而逐渐下降。图 3C 以一比例因子放 大示出波形。随着一些时间经过， 初始检测信号 Vdet0 的脉冲峰值由于高频损耗而从初始 值 2.8V 下降了 0.5V。
另外， 图 3C 的波形图没有噪声， 具有噪声的波形和噪声抑制将于稍后描述。
从该初始状态起， 随着手指触摸或接近有效近 (point-blank) 距离内的检测电极 E2， 电路状态变为与电容元件 C2 连接至检测电极 E2 的情况 ( 如图 2A 中所示 ) 相等效。这 是由于从高频域的角度来看人体等效于一侧接地的电容元件。在此接触状态下， 通过电容 元件 C1 和 C2 形成了 AC 信号的放电路径。从而， 伴随着电容元件 C1 和 C2 的充电 / 放电， AC 电流 I1 和 I2 分别流经电容元件 C1 和 C2。为此， 根据电容元件 C1 和 C2 的不等定义值 而将初始检测信号 Vdet0 分压， 并且脉冲峰值减小。 图 3A 和图 3C 所示的检测信号 Vdet1 是在手指触摸时而在检测电极 E2 中产生的 检测信号。参考图 3C， 可看到检测信号的衰减量为 0.5 ～ 0.8V。图 1A ～图 2B 所示的运算 电路 8A 例如使用阈值 Vt 来检测检测信号的衰减， 以便检测手指的触摸。
[ 触摸检测器件的示意配置 ]
图 4A 是图示根据本发明实施方式的触摸检测器件的示意顶视图， 在该视图中， 通 过移除保护层的最外表面而从检测面 ( 保护层的表面 ) 透视该器件的内侧。另外， 图 4B 是 沿着图 4A 的线 IVB-IVB 的示意剖面视图。
如图 4B 所示， 触摸检测器件 10 具有处于第一和第二衬底 11 和 12 之间的驱动电 极 DEm。与第二衬底 12 的驱动电极 DEm 相对的表面 ( 即， 检测面一侧的表面 ) 配备有传感 器线。
如图 4A 所示， 所述传感器线包括具有在 y 方向上延伸的两种类型的长度的多条 线。在下文中， 将比较长的传感器线称为 “长传感器线 LSL” ， 而将比较短的传感器线称为 “短传感器线 SSL” 。在本示例中， 长传感器线 LSLi(i ＝ 1， 2， 3...， n) 和短传感器线 SSLi(i ＝ 1， 2， 3...， n) 沿着 x 方向交替布置。虽然将在下面详细描述， 但是对具有不同长度的每 一对相邻传感器线 ( 即， 长传感器线 LSLi 和短传感器线 SSLi 对 ) 运算一传感器线输出。 在 本示例中， 长传感器线 LSLi 的长度是短传感器线 SSLi 的长度的两倍。
在下文中， 将 n 条长传感器线 LSLi 和 n 条短传感器线 SSLi 统称为 “2n 条传感器 线 SL” 。
如图 4A 所示， 在 y 方向上以相同间距布置具有条带形状并在 x 方向上延伸的 m 个 驱动电极。例如， m 个驱动电极 DEj(j ＝ 1， 2， 3...， m) 与 2n 条传感器线 SL(LSL+SSL) 正交。
第一和第二衬底 11 和 12 的材料不特别受限。然而， 要求 2n 条传感器线 SL 分别 电容性地耦合至 m 个驱动电极 DEm。为此， 将第二衬底 12 的厚度或材料限定为使得对应的
电容性耦合具有预定强度。从此角度来看， 可以省略第二衬底 12， 并且可以将绝缘体插在 2n 条传感器线 SL 和 m 个驱动电极 DEm 之间。
扫描驱动单元 9 连接至 m 个驱动电极 DEj 的一侧端。另外， 触摸检测单元 8 连接 至 2n 条传感器线 SL(LSL+SSL) 的一侧端。
扫描驱动单元 9 具有用于每一驱动电极的多个 AC 信号源 AS( 参考图 1A ～图 2B)。 以图 4A 的扫描驱动单元 9 的框内的箭头所示的方向 ( 扫描方向 ) 依次切换所激活的 AC 信 号源 AS。可替代地， 扫描驱动单元 9 可以具有单个 AC 信号源 AS， 以使得以扫描方向依次切 换单个 AC 信号源 AS 和 m 个驱动电极 DE1 ～ DEm 中的一个驱动电极 DEj 之间的连接。
这样， 将实际上接收 AC 信号的驱动电极从 m 个驱动电极的一侧端切换到另一侧端 的操作称作 “扫描” 。
另外， 下面描述触摸检测单元 8 的功能和配置。
在本实施方式中， 驱动电极和传感器线之间的正交配置不是必不可少的， 而是每 一条传感器线和每一个驱动电极的形状或配置并不特别受限， 只要其之间的电容性耦合在 检测面内是统一的或者几乎统一的即可。
然而， 如图 4A 所示， 通过从检测面的两个正交侧之一引出传感器线并且将它们连 接至触摸检测单元 8， 以及通过从两个正交侧中的另一侧引出驱动电极并且将其连接至扫 描驱动单元 9， 可以容易地执行触摸检测单元 8 和扫描驱动单元 9 的布置。因此， 驱动电极 和传感器线之间的正交布置是优选的， 但是本发明不一定受限于此。 [ 检测信号的信号分量 ]
图 5A 图示了 AC 信号源 AS 驱动 m 个驱动电极 DEj 的第一驱动电极 DE1 的情况。另 外， 图 5B 图示了触摸传感器在任意单个用户手指当时处在图 4A 的 n 条长传感器线 LSLi 之 一附近时的等效电路图。
如图 5A 所示， AC 信号源 AS 连接至驱动电极 DE1， 以便利用 AC 电压驱动驱动电极 DE1。在这种情况下， 将触摸传感器表示为图 5B 所示的等效电路。然而， 这里， 将电容元件 C1_1 ～ C1_m 的每一静电电容称为 “Cp” ， 将除电容元件 C1_1 ～ C1_m 以外的所连接的电容 元件 ( 寄生电容 ) 称为 “Cc” ， 而将来自 AC 信号源 AS 的 AC 电压的有效值称为 “V1” 。在这 种情况下， 从触摸检测单元 8 检测到的检测信号 Vdet( 参见图 4A) 在手指未触摸时变为电 压 Vs， 而在手指触摸时变为电压 Vf( ＜ Vs)。在与图 3 的关系中， 电压 Vs 对应于 “初始检测 信号 Vdet0” ， Vf 对应于 “检测信号 Vdet1” 。下文将电压 Vs 和 Vf 称为传感器电压。
将处于未触摸状态下的传感器电压 Vs 表示为图 5C 的等式。基于该等式， 随着驱 动电极 DE 的数目 m 增大， 静电电容值 Cp 相应地减小。因此， 图 5C 的等式的分母中的 “mCp” 变得几乎恒定。另外， 虽然寄生电容 Cc 受到驱动电极 DE 的数目 m 的略微影响， 但是可以将 其视为几乎恒定。为此， 图 5C 的等式的分子的其余项 (remainder) 不会显著变化， 但是分 子减小。因此， 随着驱动电极 DE 的数目 m 增大， 传感器电压 Vs 的量值 ( 处于未触摸状态下 的检测信号的峰值 ) 也减小。 同时， 类似于传感器电压 Vs， 传感器电压 Vf( 处于触摸状态下 的检测信号的峰值 ) 反比于 “mCp” 而正比于 “Cp” 。这是由于手指接近所添加的外部电容 C2 显著地小于静电电容 Cp。
从而， 随着驱动电极 DE 的数目 m 增大， 检测信号的峰值增大。
相反， 如果驱动电极 DE 的数目 m 较小而单个驱动电极 DE1 的面积较大， 则虽然检
测信号的峰值增大， 但是用于检测检测目标物体的大小的分辨率 ( 检测目标物体的最小可 识别大小 ) 减小。另外， 用于检测检测目标物体的位置的位置检测的精度也随着数目 m 减 小而增大。 因此， 如果用于检测物体的大小或位置的精度为了高性能而增大， 则单个驱动电 极 DE 的面积不可避免地减小。然而， 如上所述， 如果驱动电极 DE 的数目 m 增大并且电极的 面积减小， 则触摸传感器的检测信号的峰值减小。
在本示例中， 驱动电极 DE 的交叉点处的静电电容 Cp 依据单个驱动电极 DE 的面积 而变化。换言之， 随着驱动电极 DE 的面积 ( 尤其是宽度 ) 增大， 静电电容 Cp 相应地增大。 另外， 随着单个传感器线 SLi 的面积 ( 尤其是宽度 ) 增大， 静电电容 Cp 相应地增大。
然而， 如果传感器线 SLi 中存在噪声， 则相比于检测信号 Vdet 的噪声分量， 信号分 量 ( 传感器电压 Vs 和 Vf 的平均峰值 ) 减小。因此， 检测信号 Vdet 的 S/N 比下降。S/N 比 随着驱动电极 DE 的数目 m 增大以及单个驱动电极 DE 的宽度减小而减小。另外， 随着噪声 分量的量值 ( 噪声量 ) 逼近信号分量， 难以应用噪声分离技术。尤其是， 如果噪声分量周期 性地波动并且其周期接近于检测信号的周期， 则更加难以分离噪声。
由于触摸传感器的灵敏度 ( 即， 检测物体的大小的分辨率或位置检测精度 ) 和检 测信号 Vdet 的 S/N 比之间存在折中， 因此即使应用诸如噪声滤波之类的噪声分离技术时， 也难以改进两种特性。 图 5A 和图 5B 图示了如下的情况 ： 虽然第一驱动电极 DE 和长传感器线 LSLi 之间 的交叉点受到操作， 但这里将其类似地用于描述驱动短传感器线 SSLi 的情况。
由于长传感器线 LSLi( 参见图 4A) 与所有的 m 个驱动电极 DE 交叉， 因此图 5C 的 等式的分母在这种情况下也变为 “mCp+Cc” 。相反， 短传感器线 SSLi 和驱动电极 DE 之间的 交叉点的数目 ( 参见图 4A) 近似为长传感器线 LSLi 和驱动电极 DE 之间的交叉点数目的一 半。因此， 图 5C 的等式的分母变为 “mCp/2+Cc” 。这里， 假设寄生电容 Cc 充分小于总耦合电 容 ( 即， “mCp” 或 “mCp/2” )。在此假设下， 从短传感器线 SSLi 输出的检测信号 Vdet 的信 号分量 ( 传感器电压 Vs 和 Vf 的平均峰值 ) 近似变为长传感器线 LSLi 的两倍。
另外， 短传感器线的检测信号 Vdet 的信号分量变为长传感器线的两倍这一事实 是在寄生电容 Cc 充分小于总耦合电容 (mCp， mCp/2) 的这一假设 ( 下文将其称为第一假设 ) 之下而得出的。
相反， 假设每一传感器线的寄生电容 Cc 充分大于总耦合电容 (mCp， mCp/2)( 下文 将其称为第二假设 )。在第二假设下， 虽然寄生电容 Cc 在图 5C 的等式的分母中起主要作 用， 但是寄生电容 Cc 正比于线电容， 由此随着线电容减小而减小。即， 短传感器线的寄生电 容 Cc 从长传感器线的寄生电容 Cc 中几乎减半。因此， 也类似地从第二假设中得到如下结 论： 短传感器线的检测信号 Vdet 的信号分量变为长传感器线的两倍。
同时， 将描述第一和第二假设之间的中间假设， 即， 图 5C 的等式的分母的总耦合 电容 (mCp， mCp/2) 或寄生电容元件 Cc 都不可忽略的情况 ( 第三假设 )。 同样在这种情况下， 可以容易地推出短传感器线的图 5C 的等式的分母为长传感器线的一半， 结论并未改变。
从而， 如果将短传感器线的长度设置为长传感器线的长度的一半 (1/2)， 则短传感 器线的信号分量变为长传感器线的两倍。在将长短传感器线形成在具有相同宽度、 相同厚 度和相同材料的布线层中的这一假设下， 这同样可得到。
通常， 如果布线层具有相同厚度和相同材料， 则线电容正比于长度。因此， 一般而
言， 可以认为， 如果长短传感器线具有相同宽度、 相同厚度和相同材料， 则长度比几乎与线 电容比 Kc 对应， 并且将检测信号的信号分量的量值 ( 峰值 ) 限定为几乎与线电容比 Kc 成 反比。
根据本发明的实施方式， 线电容除了布线层自身的电容之外， 还包括与其它导电 部分的耦合电容以及寄生电容。
2. 第一变形
这里， 将描述改变线电容比 Kc 的另一实施方式 ( 变形 )。
在第一变形中， 两条传感器线具有相同长度、 相同厚度和相同材料， 但是宽度不 同。
例如， 考虑具有第一传感器线所加倍的宽度的第二传感器线。 在这种情况下， 第二 传感器线相对于第一传感器线的线电容比 Kc 近似为 2， 并且第二传感器线的图 5C 的等式的 分母近似变为第一传感器线的两倍。在这种情况下， 如果 m 个驱动电极 DEj 的宽度恒定， 则 第二传感器线的静电电容 Cp 变为第一传感器线的两倍。因此， 在第一变形中， 检测信号的 信号分量 ( 峰值 ) 在第一和第二传感器线之间变为几乎相同。
3. 第二变形
在第二变形中， 两条传感器线具有相同的厚度和材料， 但长度和宽度不同。
例如， 如图 4A 和图 4B 所示， 假设短传感器线的长度为长传感器线的长度的一半 (1/2)， 并且短传感器线的宽度为长传感器线的宽度的一半 (1/2)。 在这种情况下， 短传感器 线的图 5C 的等式的分母变为长传感器线的四分之一 (1/4)( 线电容比 Kc 为 4 或 1/4)。另 外， 短传感器线的静电电容近似变为长传感器线的一半 (1/2)。 因此， 在第二变形中， 从短传 感器线输出的检测信号的信号分量 ( 峰值 ) 近似变为从长传感器线输出的检测信号的信号 分量 ( 峰值 ) 的两倍。
4. 第三变形
在第三变形中， 与第二变形类似地， 两条传感器线具有相同的厚度和相同的材料， 但长度和宽度不同。
然而， 如图 4A 和图 4B 中所示那样， 假设短传感器线的长度为长传感器线的长度的 一半， 但是短传感器线的宽度为长传感器线的宽度的两倍。在这种情况下， 图 5C 的等式的 分母在短传感器线和长传感器线之间不会变化 ( 线电容比 Kc 为 1)。另外， 短传感器线的 静电电容 Cp 近似变为长传感器线的两倍。因此， 在第三变形中， 从短传感器线输出的检测 信号的信号分量 ( 峰值 ) 近似变为从长传感器线输出的检测信号的信号分量 ( 峰值 ) 的两 倍。
在图 4A 和图 4B 中， 在第一～第三变形中， 通过仅改变一条传感器线相对于另一条 传感器线的长度、 宽度或者长度和宽度两者， 而将比例因子设置为 2。然而， 比例因子可以 为 3 或者任何其它自然数。结果， 可以相对于另一传感器线的检测信号的信号分量而将一 条传感器线的检测信号的信号分量改变如同两倍、 三倍或者任何自然倍数那么多。
反言之， 这意味着一条传感器线的检测信号的信号分量相对于另一传感器线的检 测信号的信号分量改变如同一样、 一半、 三分之一、 ...、 或任何自然倍数的倒数那么多。
在图 4A 和图 4B 中， 在第一～第三变形中， 虽然长度和宽度至少之一变化， 但是除 了长度和宽度之外， 用于改变线电容比 Kc 的参数还与布线层的材料和厚度相关联。因此，通过仅改变用于形成传感器线的布线层的材料或厚度或者将其与其它参数组合， 线电容比 Kc 可在两条传感器线之间变化。
[ 噪声分量 ]
噪声分量依据噪声源假设而以不同的方式叠加在传感器线上。
可以在具有高性能的情况下使得触摸检测器件自身更薄， 并且可以将其安装在另 一电子设备 ( 例如， 下面所述实施方式中所示的显示器件 ) 上。因此， 可以将电位波动的其 它线布置在触摸检测器件的传感器线的下面， 并且随着使得触摸检测器件更薄， 传感器线 和那些其它线之间的距离往往会减小。
当在电位波动的情况下将作为噪声源的布线与传感器线并行地布置时， 由作为与 长度和宽度以及其厚度或材料相关联的主要参数的电容性耦合的强度限定噪声分量的量 值 ( 噪声量 )。
这里， 由于噪声通过寄生电容 Cc 叠加在传感器线上， 因此， 噪声量随着寄生电容 Cc 增大而增大。 然而， 如上所述， 由于寄生电容 Cc 与线电容成正比， 因此从该角度来看同样 想像噪声分量随着线电容增大而增大。 另一方面， 随着传感器线的线电容增大， 传感器线上 电位的变化几乎不是由噪声产生的。为此， 即使当线电容比 Kc 变化时， 噪声量也几乎不变。
例如， 在传感器线的宽度相等而长度减半 ( 线电容比 Kc ＝ 2 或 1/2) 的情况下， 线 电容 ( 静电电容 Cp) 随着长度减半而减半， 并且寄生电容 Cc 相应地减半。为此， 即使当传 感器线的长度变化时， 噪声量也几乎不变。
在传感器线的长度相等而宽度减半 ( 线电容比 Kc ＝ 2 或 1/2) 的情况下， 线电容 ( 静电电容 Cp) 随着宽度减半而减半， 并且寄生电容 Cc 相应地减半。 为此， 即使当传感器线 的宽度变化时， 噪声量也几乎不变。
同时， 在噪声源的布线横贯 (traverse) 传感器线的宽度方向的情况下， 由作为与 宽度以及其厚度或材料相关联的主要参数的电容性耦合的强度限定噪声分量的量值。 即使 在这种情况下， 由于噪声经由寄生电容 Cc 叠加在传感器线上， 因此如上所述那样想像寄生 电容 Cc 随着线电容增大而增大。然而， 由于线电容随着宽度增大而增大， 因此， 传感器线上 电位的变化几乎不是由噪声产生的， 同样在这种情况下， 即使当线电容比 Kc 变化时， 噪声 量也几乎不变。例如， 在横贯具有相同宽度的长传感器线 LSLi 和短传感器线 SSLi 的布线 ( 如图 4A 和图 4B 中所示 ) 用作噪声源的情况下， 具有相同强度的噪声分量叠加在这两条传 感器线上。
噪声源可以是来自外侧的输入电磁波。在这种情况下， 传感器线起产生噪声的天 线的作用。
在这种情况下， 由作为与长度或宽度以及其厚度或材料相关联的主要参数的电容 性耦合的强度限定噪声分量的量值。在这种情况下， 由于叠加在传感器线上的噪声不包括 寄生电容 Cc， 因此噪声分量往往与线电容成正比。因此， 在这种情况下， 输入噪声量取决于 线电容比 Kc。
基于上述分析， 虽然某些类型的噪声源可以与线电容比 Kc 相关联 ( 如， 输入噪 声 )， 但是可以假设的是， 在具有波动电位的布线接近传感器线时， 来自该布线的感应噪声 是显著的， 并且输入噪声相对于整个噪声量的比例是可忽略的。因此， 当使用线电容比 Kc 而通过运算处理消除噪声分量时， 即使通过假设噪声量不依赖于线电容比 Kc 而是几乎恒定， 噪声抑制运算的精度也不会恶化。
虽然未详细示出操作方法， 但是在噪声量与线电容比 Kc 相关联的噪声源 ( 如， 输 入噪声 ) 不可忽略的情况下， 同样可以执行噪声量不恒定的噪声抑制操作。
[ 噪声抑制运算 ]
接下来， 通过关注检测信号的信号分量依据传感器线的长度而不同的情况， 描述 使用当时所获线电容比 Kc 的噪声抑制运算。
图 6A 图示长传感器输出和短传感器输出的波形。
在图 6A 中， “长传感器 (L)” 所示的波形图表示长传感器线 LSLi 的输出波形。另 外， “短传感器 (S)” 所示的波形图表示短传感器线 SSLi 的输出波形。在这些输出波形中， 横坐标表示时间 t[μs] 的变化， 而纵坐标表示传感器线输出相对于基准电位 ( 例如， 0[V]) 的电位波动。在横坐标中， 时间范围是 0 ～ 16.67[msec]。虽然作为以 AC 电压驱动驱动电 极的结果， 传感器线输出也以 AC 方式波动， 但是关于图 6A 的横坐标， 电位波动的周期非常 小， 因此， 将 AC 波形的山脉 (mountain of AC waveform) 表示为线。
图 6A 中的边界 (border) 所示的区域表示从图 4A 或图 5A 中的 AC 信号源 AS 所激 活的或者与该 AC 信号源 AS 连接的驱动电极 DE 所对应的检测面看到的区域。 图 6B 示意性图示与波形图 “长传感器 (L)” 对应的长传感器线输出。图 6C 示意性 图示与波形示意图 “短传感器 (S)” 对应的短传感器线输出。
这里， 将 y 方向上的边界的宽度设置为大于移动间距。这可以通过如下方式而实 现： 增大图 5A 所示驱动电极 DE 的划分数目 (division number)， 而将 AC 信号源 AS 单次驱 动的驱动电极 DE 的数目设置为复数 (plural number)。即， 将单次驱动的驱动电极 DE 的 数目例如设置为若干或几十， 将扫描期间的平移间距例如设置为与单个驱动电极对应的数 目。另外， 虽然以窄间距使用多个驱动电极进行扫描的这种方法在本实施方式中不是必不 可少的， 但是在图 6A ～ 6C 中采用了这种方法。
图 6B 和 6C 中所示的数值 “0” 和 “800” 表示 y 方向上的平移间距数目。相对于其 中心 “400” ， “0 ～ 400” 对应于区域 A， 而 “400 ～ 800” 对应于区域 B。
边界沿着箭头方向， 从图 6A 所示的状态移动。
在仅长传感器线 LSLi 与边界交叉的区域 A 的扫描中， 具有如 “长传感器 (L)” 所 示波形的检测信号 Vdet 是从长传感器线 LSLi 输出的。在区域 A 的扫描中， 通过限定信号 分量 S 的一倍 (one time) 与噪声分量的一倍如图 6B 所示那样重叠而获得了长传感器线输 出。 在这种情况下， 由于短传感器线输出仍未与边界交叉 ( 如图 6C 所示 )， 因此仅输出噪声 分量。
这里， 如 [ 噪声分量 ] 部分中所述的那样， 由于可以假设噪声分量不依赖于线电容 比 Kc 且恒定， 因此也将短传感器线输出的噪声分量表示为一倍 ( ＝ N)。
在图 6C 中， 图示了用于获得信号分量 S 的运算公式 ( 在 Kc ＝ 2 的情况下 ) 和使 用线电容比 Kc 的一般公式。这样， 可以在通过使用线电容比 Kc、 经由运算将噪声分量从来 自具有不同长度的两条传感器线的输出中消除的情况下， 而获得信号分量 S。
图 7B 图示了表示来自三个位置的扫描期间基于图 6C 的运算公式所获得的检测信 号的运算结果的表。图 7A 图示位置 <1> ～ <3> 和传感器线之间的关系。
在运算电路中， 以位置 <1>( 其中， 边界位于区域 B 中 )、 位置 <2>( 其中， 边界宽度
中心位于区域 A 和 B 之间的分界线 ) 和位置 <3>( 其中， 边界位于区域 A 中 ) 的顺序依次输 入检测信号。通过输入长传感器线 LSLi 的输出和短传感器线的输出并且使用其差值 (Δ) 和线电容比 Kc 来执行运算， 运算电路获得信号分量 S。
如图 7B 所示， 运算电路在与位置 <3> 对应的检测时间范围中仅获得差值 (Δ)， 并且在与位置 <1> 对应的检测时间范围中， 基于差值 <Δ> 和线电容比 Kc 来使用运算公式 “(Δ)/(Kc-1)” 执行运算。另外， 在与位置 <2> 对应的检测时间范围中， 由于差值 (Δ) 例如 在 Kc ＝ 2 的情况下变为零， 并且运算是不可能的， 因此在中间检测时间范围中不执行运算。
另外， 输入与检测扫描 ( 即， 图 6A 的边界的平移操作 ) 同步的时钟信号， 并且基于 该时钟信号来确定检测时间范围。
作为替换， 由于差值 (Δ) 在 Kc ＝ 2 的情况下直接变为信号分量 S， 因此运算电路 可通过在对应于位置 <1> 或 <3> 的检测时刻采样检测信号 Vdet， 来获得信号分量 S。
另外， 如果线电容比 Kc 等式或大于 3， 则运算电路可通过在对应于位置 <3> 的检 测时刻采样检测信号 Vdet， 来获得信号分量 S。同时， 在对应于位置 <1> 的检测时刻的情况 下， 差值 (Δ) 的一般公式变为 “(Kc-1)(Δ)” 。因此， 运算电路可通过计算 “(Δ)/(Kc-1)” 而获得信号分量 S。 将如上所述获得的来自运算电路的输出提供给如下的处理 ： 该处理使用电路 ( 未 示出 )( 包括对应位置检测器件的内部电路或外部电路 ) 来确定检测目标物体的存在 / 不 存在或其位置。
另外， 在用于具有相同长度和不同宽度的两条传感器线的运算中， 在电容公式的 情况下， 即使宽度如第一变形所述那样不同时， 检测信号的信号分量有时也相等， 并且噪声 分量如 [ 噪声分量 ] 部分中所述那样有时也相等。在此情况下， 即使宽度不同时， 信号分量 和噪声分量之间的比率也不变化。因此， 如长度不同的上述情况下那样使用线电容比 Kc 的 运算是不可能的。
然而， 在电容公式以外的情况下以及同样在电容公式的情况下， 噪声分量可能依 据线电容比 Kc 而变化 ( 例如， 如输入噪声中 )。在这种情况下， 虽然省略了详细描述， 但是 与长度不同的情况类似地， 可以使用信号分量和噪声分量之间的比率之差来获得信号分量 S。
[AC 信号源和运算电路的配置示例 ]
图 8B 是图示触摸检测单元 8 的运算电路 8A 和 AC 信号源 AS 的配置示例的电路图。 图 8A 图示驱动电极的驱动位置。
在图 8A 中， 阴影的驱动电极 DE1 与 AC 信号源 AS 连接并由 AC 信号源 AS 激活， 而 其它未选择的驱动电极 DE2 ～ DEm 保持在接地电位 GND。选择和激活驱动电极的状态称为 接通 (ON) 状态， 而未选择状态称为断开 (OFF) 状态。图 8B 图示与该驱动电极组交叉的任 何长传感器线 LSLi(i ＝ 1 ～ n) 所连接的触摸检测电路 8 的单个运算电路 8A 和 AC 信号源 AS 的电路图。运算电路 8A 是如下这样的电路 ： 其用于同样通过输入与长传感器线 LSLi 相 邻的短传感器线 SSLi(i ＝ 1 ～ n) 而在 LSL 输出和 SSL 输出之间执行预定运算。
( 静电 ) 电容元件 C1_1 ～ C1_m 形成在长传感器线 LSLi 和驱动电极 Dej(j ＝ 1 ～ m) 之间的每一交叉点中。
图 8B 所示的 AC 信号源 AS 包括控制单元 91、 两个开关 SW(+) 和 SW(-)、 锁存电路
92、 缓冲电路 ( 波形整形单元 )93 和输出开关 SW。控制单元 91 是用于控制输出开关 SW 以 及在正电压 V(+) 和负电压 (V-) 之间切换的两个开关 SW(+) 和 SW(-) 的电路。控制单元 91 可以不提供在 AC 信号源 AS 中， 而是可以用外部 CPU 来替代。
开关 SW(+) 连接在正电压 V(+) 和锁存电路 92 之间， 而开关 SW(-) 连接在负电压 V(-) 和锁存电路 92 的输入之间。锁存电路 92 的输出通过缓冲电路 93 而连接至输出开关 SW 的 ON 侧节点。缓冲电路 93 是用于补偿输入电位并且将其输出至正电压 V(+) 和负电压 (V-) 的电路。这里， 由控制单元 91 控制输出开关 SW 以便控制对应的 AC 信号源 AS 是开启 ( 选择或激活 ) 还是接地 ( 未激活 )。由于控制单元 91 与其它 AC 信号源 AS 的控制同步， 因此， 通常通过依次将用于平移和选择要激活的一组 AC 信号源 AS 的信号发送至移位寄存 器等， 以执行控制单元 91 的功能。
运算电路 8A 连接至 ( 静电 ) 电容元件 C1_1 ～ C1_m 被连接到的长传感器线 LSLi。 在运算电路 8A 连接至短传感器线 SSLi 时， 连接至短传感器线 SSLi 的 ( 静电 ) 电容元件的 数目是长传感器线 LSLi 的一半。
图 8 所示的运算电路 8A 包括差分运算单元 ( 例如， OP-Amp)80、 两个系数乘法器 ( 例如， OP-Amp 电路 )81、 整流电路 82 和输出电路 83。
如图 8B 所示， 系数乘法器 81 可包括 OP-Amp 电路 84、 电阻器 R1 和 R2 以及电容 C3。 系数乘法器 81 起将输入的 LSL 输出
或 SSL 输出 乘以预定系数 ( 如， 图 7B 的系数 ( 线电容比 Kc ＝ 1/3 或 2/3)) 的乘法器的作用。系数乘法器 81 还具有抑制除了电阻器之 外的电容 C3 所引起的高频噪声的功能。
通过系数乘法器 81 与输入相乘的系数可以表示为 (1+r2/r1)( 其中， r1 表示电阻 器 R1 的值， 而 r2 表示电阻器 R2 的值 )。当系数乘法器 81 接收 LSL 输出 时， 将电阻器 R1 和 R2 的值确定为满足 (1+r2/r1) ＝ 1/3。当系数乘法器 81 接收 SSL 输出 时， 将电 阻器 R1 和 R2 的值确定为满足 (1+r2/r1) ＝ 2/3。
在图 8B 中， 长传感器线 LSLi 连接至 OP-Amp 电路 84 的同相输入 “+” ( 从其输入检 测信号 Vdet(LSL 输出 ))。长传感器线 LSLi 通过用于将其电位的 DC 电平在电气上复位 的复位开关 SW 而连接至接地电位。电阻器 R2 和电容 C3 并行地连接至 OP-Amp 电路 84 的 输出和反相输入 “-” 之间， 而电阻器 R1 连接在 OP-Amp 电路 84 的反相输入 “-” 和接地电位 之间。
该配置类似地适用于与短传感器线 SSLi 连接的其它系数乘法器 81。
差分运算单元 80 例如是其同相输入 “+” 与将系数和长传感器线 LSLi 的输出相乘 的系数乘法器 81 的输出相连接的 OP-Amp。 作为差分运算单元 80 的 OP-Amp 的反相输入 “-” 连接至将系数和短传感器线 SSLi 的输出相乘的另一系数乘法器 81 的输出。
差分运算单元 80 从系数相乘后的 LSL 输出 提取系数相乘后的 SSL 输出 ， 并且获得其之间的差 ( 或， 绝对值的差 )。因此， 从差分运算单元 80 中输出表示图 7B 的差 (Δ)( ＝ S) 的差信号。由于该差信号是 AC 信号， 因此通过随后的整流电路 82 将其转换为 DC 信号， 并且在输出电路 83 中将其与预定的阈值电压 Vt 比较。另外， 当执行图 7B 的运算 “(Δ)/(Kc-1)” 时， 进一步提供除法电路以便将其除法结果与阈值 Vt 进行比较。
然而， 整流电路 82 和输出电路 83 不是必不可少的。因此， 例如， 当未执行运算 “(Δ)/(Kc-1)” 时， 从差分运算单元 80 输出的差信号可对应于本发明实施方式的检测信号。作为替换， 来自输出电路 83 的、 依赖于检测目标物体的存在 / 不存在而具有不同逻辑 的数字信号可对应于本发明实施方式的检测信号。在执行运算 “(Δ)/(Kc-1)” 运算的情况 下， 从除法器电路输出的信号对应于本发明实施方式的检测信号。总之， 触摸检测单元 8 可 从传感器线输出产生检测信号。
图中所示的整流电路 82 包括二极管 D1， 其用于执行半波整流 ； 充电电容器 C4 ； 以 及放电电阻器 R0。二极管 D1 的阳极连接至系数乘法器 81 的输出， 而充电电容器 C4 和放电 电阻器 R0 连接在二极管 D1 的阴极与接地电位之间。充电电容器 C4 和放电电阻器 R0 构成 滤波电路 (smoothing circuit)。二极管 D1 的阴极 ( 整流电路 82 的输出 ) 的电位通过输 出电路 83 而被读取为数字值。
所示示例中的输出电路 83 仅包括用于将其电压与阈值进行比较的比较器 85。输 出电路 83 还具有 AD 转换器的功能。AD 转换器可具有任何类型， 如电阻网络型或电容划分 (dividing) 型。输出电路 83 使用比较器 85 而将输入的模拟信号与阈值 Vt( 参见图 3A) 进 行比较。比较器 85 可以实施为诸如 CPU 之类的控制电路 ( 未示出 ) 的功能。在各种应用 中将比较结果用作表示是否已执行触摸 ( 例如， 是否已输入按钮操作 ) 的信号。
另外， 可以用诸如 CPU 之类的控制单元来代替作为比较器 85 的基准电压的阈值 Vt， 结果， 可以确定检测信号 Vdet 的电位。
虽然上面已经描述了用于计算具有不同长度的两条传感器线的输出的运算电路 8A 的配置示例， 但是可以确定运算电路 8A 的配置适用于上述的第一至第三变形。
根据第一实施方式， 布置了具有不同线参数 ( 如， 长度 ) 的两条传感器线， 表示检 测目标物体的位置的信号分量和噪声分量叠加在一条传感器线 ( 例如， 长传感器线 ) 的输 出上。另外， 另一条传感器线 ( 即， 短传感器线 ) 的输出具有仅叠加了噪声分量的时间段。 信号分量具有对应于传感器线的线电容比 Kc 的值， 而噪声分量具有与线电容比 Kc 无关的 恒定值。因此， 根据第一实施方式的触摸检测器件通常可以通过对两条传感器线输出执行 使用线电容比 Kc 的运算处理， 来消除噪声分量。
5. 第二实施方式
根据第二实施方式， 在噪声抑制运算处理中使用具有不同线电容的三条传感器线 的输出。除了此事实之外， 第二实施方式与第一实施方式类似。图 1A ～图 3C 和图 5A ～图 5C 可以直接应用于第二实施方式。除了传感器线的图案形状或配置之外， 图 4 的配置可以 应用于第二实施方式。
图 9A ～图 9C 是图示与第一实施方式的图 6A ～图 6C 的检测信号 Vdet 类似的检 测信号 Vdet 的示意图。图 10A 和图 10B 是图示与第一实施方式的图 7A 和图 7B 类似的边 界位置的顶视图以及示出运算结果 ( 包括中间过程 ) 的表。
根据第二实施方式， 如图 10A 所示， 具有与长传感器线的 2/3 长度对应的长度的中 间传感器线 MSL 和具有与长传感器线的 1/3 长度对应的长度的短传感器线 SSL 相邻。通 过将这三条传感器线设置为单个组， 运算电路在各传感器线输出之间执行使用线电容比 Kc 的运算。
在图 9A ～图 9C 中， 将噪声分量 N 表示为与传感器线的长度无关的恒定值 “3N” ， 将 信号分量表示为最小信号分量 S 的自然数倍 ( 例如， S、 2S 和 3S)。
在图 9A 的长传感器线 LSL 的输出中， 噪声分量 3N 与信号分量 S 重叠。在图 9B 的中间传感器线 MSL 的输出 ( 下文将其称为 MSL 输出 ) 中， 噪声分量 2N 与信号分量 2S 重 叠。在图 9C 的短传感器线 SSL 的输出 (SSL 输出 ) 中， 噪声分量 N 与信号分量 3S 重叠。
图 10 的表中示出了使用三条传感器线输出 ( 即， LSL 输出 、 MSL 输出 和 SSL 输出 ) 的运算结果 ( 包括中间结果 )。
如图 10A 和图 10B 中所示， 在位置 <1> 中， 运算电路输入作为 LSL 输出 的 “S+3N” 。另外， 运算电路输入作为 MSL 输出 和 SSL 输出 的 “3N” 。在差运算中， 可以 获得 LSL 输出 和 MSL 输出 之间的差 Δ(L-M) 或者 LSL 输出 和 SSL 输出 之 间的差 Δ(L-S)。在这种情况下， MSL 输出 和 SSL 输出 之间的差 Δ(M-S) 变为零。
类似地， 针对其它位置 <2> ～ <5> 执行差运算， 并且将结果总结在图 10B 的表中。 这里， 在位置 <2> 和 <4> 中， MSL 输出 和 SLS 输出 是有效边界宽度变化的区域中的 输出。
根据上述运算结果， 可以获得可在图 10B 的部分 Δ(L-M)、 Δ(L-S) 和 Δ(M-S) 中 所示的最终运算输出中的深色线所包络的区域中使用的信号分量 S。 然而， 由于存在具有负 值的区域， 因此在使用该区域时使用绝对差运算。
上面所述的详细运算方法仅是示例， 本发明不限于此。 本运算方法的实质在于 ： 由 于检测信号 Vdet 具有正比于线电容比 Kc 的信号分量和噪声分量， 因此可以使用线电容比 Kc 容易地执行噪声抑制。
根据第二实施方式， 布置了具有不同线参数 ( 如， 长度 ) 的三条传感器线， 并且表 示检测目标物体的位置的信号分量和噪声分量叠加在所有传感器线的输出上。然而， 中间 长度的传感器线和最短的传感器线的输出具有仅叠加了噪声分量的时间段。信号分量具 有对应于传感器线的线电容比 Kc 的值， 而噪声分量通常具有恒定值。因此， 根据第二实施 方式的触摸检测器件通常可以通过对这三条传感器线输出执行使用线电容比 Kc 的运算处 理， 来消除噪声分量。
虽然相比于两条传感器线， 运算处理在三条传感器线的情况下变得更加复杂， 但 是即使在边界 ( 扫描期间激活的驱动电极的范围 ) 重叠在传感器线的前端 (leading end) 中的时间范围中， 也可以通过运算来计算信号分量 S。因此， 根据第二实施方式， 优点在于， 可以在 y 方向上以无缝方式确定检测目标物体的存在 / 不存在或位置。
实际中， 由于加以考虑布线和 TFT 元件之间以及各布线之间的寄生电容等来确定 系数， 因此， 可能不是整数倍。然而， 通过使用线电容比 Kc 设置参数 ( 在此情况下， 传感器 线 SL 的长度 ) 并且使用该参数执行运算， 即使在不能完美地消除噪声时， 也可以在实际中 获得充分的噪声抑制效果。这在图 7A 和图 7B 的第一实施方式中是相同的 ( 由于该系数在 严格意义上并非是整数倍， 而即使在这种情况下， 也可以获得充分的噪声抑制效果 )。
6. 第三实施方式
第三实施方式涉及根据本发明的显示器件。 该显示器件的触摸传感器的功能与第 一或第二实施方式的类似。
此实施方式中所例举的显示器件是用于 ( 尤其是 ) 消除 Vcom 驱动所叠加的噪声 的液晶显示器件。
根据本发明的该实施方式， Vcom 驱动不是必不可少的。然而， 在下列描述中， 例举 了液晶显示器件执行 Vcom 驱动， 并且通过使用用于传感器驱动以及其显示驱动的公共电极 ( 相对电极 ) 而同时地执行显示扫描 ( 写扫描 ) 和传感器驱动扫描。虽然该液晶显示器 件优点在于整个器件可以很薄， 但是其缺点在于噪声源在更短的距离内接近传感器线。因 此， 可以有效地应用本发明的第三实施方式。
另外， 本发明实施方式的 “相对电极” 是指如下这样的电极 ： 其承担用于检测触摸 的驱动电极的功能 ( 与第一实施方式类似 ) 以及用于第二实施方式的显示驱动的公共电极 的功能。在下文中， 为了保持与第一实施方式的一致性， 继续使用第一实施方式的术语 “驱 动电极 DE” 。
虽然传感器检测精度正比于传感器线 ( 在本实施方式中， 称为 “感测电极” ) 的数 目， 但是传感器线的数目在沿着 x 方向和 y 方向以矩形形状布置传感器线的情况下变得非 常大。 为了减少传感器线的数目， 期望如下的驱动方法 ： 以 AC 电压驱动多个驱动电极之一， 并且在以恒定间距和预定间隔排列的多个驱动电极的布置内平移 AC 驱动的该目标。在第 一实施方式中采用了该驱动方法自身。因此， 可以使用仅在 y 方向上延伸的传感器线来获 得传感器输出。在下文中， 将平移这些驱动电极的操作目标的方向称为扫描方向。
在用于以扫描方向 (y 方向 ) 扫描驱动目标的这种技术中， 如果沿着扫描观察到传 感器线上的电压变化， 则可以从具有电位变化的扫描的位置中检测对于检测目标物体的触 摸面板表面的触摸或接近。
本发明实施方式的应用不限于驱动电极在 y 方向上被划分并且受到预定数目的 驱动以平移驱动目标的这一驱动方法。 然而， 由于期望小型化， 因此基于该驱动方法进行下 列描述。
[ 显示器件的示意配置 ]
图 11A ～图 11C 是具体图示根据本发明实施方式的显示器件的电极的顶视图以及 用于驱动或检测该电极的电路配置。图 11D 图示根据本发明实施方式的显示器件的示意剖 面结构。图 11D 示出与行方向 ( 像素显示线方向 ) 上的 ( 例如 )6 个像素对应的剖面。图 13A ～图 13C 是像素的等效电路图。
图 11A ～图 11D 所示的显示器件是具有作为 “显示功能层” 的液晶层的液晶显示 器件。
该液晶显示器件具有施加公共驱动信号 Vcom( 其用于将基准电压施加给用于每 一像素的灰度级显示的信号电压 ) 的电极 ( 驱动电极 )， 作为具有在其之间插入了液晶层的 两个面对像素 (facing pixel) 当中的、 对于多个像素公共的电极。
在图 11D 中， 为了便于看到剖面结构， 在以阴影表示作为根据本发明实施方式的 主要组件的驱动电极、 像素电极和感测电极的同时， 未以阴影表示其它部分 ( 如， 衬底、 绝 缘膜和功能膜等 )。将阴影线的省略类似地应用于随后所述的其它剖面视图。
图 12 的液晶显示器件 1 中所示的像素 PIX 布置成矩形形状。如图 12 所示， 每一 像素 PIX 包括作为像素的选择元件的薄膜晶体管 TFT 23、 液晶层 6 的等效电容 C6 以及保持 电容 Cx( 也将其称为附加电容 )。表示液晶层 6 的等效电容 C6 的一侧中所布置的电极是针 对每一像素所划分并且以矩阵形状布置的像素电极 22， 而在另一侧布置的电极是对于多个 像素公共的驱动电极 43。
像素电极 22 连接至薄膜晶体管 TFT 23 的源极和漏极之一， 而图像信号线 SIG 连 接至薄膜晶体管 TFT 23 的源极和漏极中的另一个。图像信号线 SIG 连接至垂直驱动电路( 未示出， 参考下面所述各实施方式的图 13A ～ C)， 以使得将具有信号电压的图像信号从垂 直驱动电路提供至图像信号线 SIG。
驱动电极 43 配备有公共驱动信号 Vcom。 公共驱动信号 Vcom 是通过相对于中心电 压、 针对每一水平周期 (1H) 在正负电位之间翻转而获得的。
薄膜晶体管 TFT 23 的栅极在排列于显示屏幕的行方向上 ( 即， 水平方向上 ) 的所 有像素 PIX 之间电气地共享， 从而结果形成扫描线 SCN。将用于接通 / 断开薄膜晶体管 TFT 23 的栅极的、 输出自垂直驱动电路 ( 未示出 ) 的栅极脉冲提供给扫描线 SCN。因此， 扫描线 SCN 也称为栅线。
如图 12 所示， 保持电容器 Cx 与等效电容 C6 并联连接。由于等效电容 C6 中存储 容量的不足， 因此提供保持电容器 Cx 用于防止写电位由于来自薄膜晶体管 TFT 23 的泄漏 电流而降低。另外， 保持电容器 Cx 的添加还有助于防止闪烁和改善屏幕亮度的均匀性。
从剖面结构 ( 图 11D) 的角度来看， 具有这种像素的液晶显示器件 1 包括 ： 面板 ( 下 文将其称为驱动面板 2)， 该面板在该剖面未示出的区域中具有图 12 所示的薄膜晶体管 TFT 23， 并且提供有像素的驱动信号 ( 信号电压 ) ； 相对面板 4， 其布置为面向驱动面板 2 ； 以及 液晶层 6， 其布置在驱动面板 2 和相对面板 4 之间。
驱动面板 2 具有 ： 作为玻璃衬底的 TFT 面板 21( 其面板体单元是由玻璃制成的 )， 其具有图 12 的薄膜晶体管 TFT 23 ； 以及多个像素电极 22， 其以矩阵形状布置在该 TFT 面板 21 上。
用于驱动每一像素电极 22 的显示驱动器 ( 未示出 )( 其包括垂直驱动电路、 水平 驱动电路 ) 形成在 TFT 面板 21 上。 图 12 的薄膜晶体管 TFT 23 和布线 ( 如， 图像信号线 SIG 和扫描线 SCN) 形成在 TFT 面板 21 上。第一实施方式的触摸检测单元 8( 参照图 4A、 4B、 8A 和 8B) 可以形成在 TFT 面板 21 上。
相对面板 4 包括 ： 玻璃衬底 41 ； 滤色器 42， 其形成在玻璃衬底 41 的一个表面上 ； 以及驱动电极 43， 其形成在滤色器 42 上 ( 液晶层 6 一侧 )。滤色器 42 是通过周期性布置 三种颜色滤色器层 ( 例如， 其具有红、 绿和蓝色 (R、 G 和 B)) 而配置的， 每一像素 PIX( 像素 电极 22) 对应于三种颜色 R、 G 和 B 之一。虽然在某些情况下， 将与一种颜色对应的像素称 为子像素， 而将具有三种颜色 R、 G 和 B 的三个子像素称为像素， 但是， 这里也将子像素称为 像素 PIX。
驱动电极 43 也用作触摸检测传感器 ( 其包括在用于执行触摸检测操作的触摸传 感器的一部分中 ) 的驱动电极 DE( 参照第一和第二实施方式 )。 驱动电极 43 对应于图 1A ～ 图 2B 中的驱动电极 E1。
驱动电极 43 通过接触传导柱 (pillar)7 而连接至 TFT 面板 21。经由接触传导柱 7 将具有 AC 脉冲波形的公共驱动信号 Vcom 从 TFT 面板 21 施加给驱动电极 43。公共驱动 信号 Vcom 对应于从图 1A ～图 2B 的驱动信号源 S 提供的 AC 脉冲信号 Sg。
玻璃衬底 41 的另一面 ( 显示面一侧 ) 上配备有传感器线 SL， 并且保护层 45 形成 在传感器线 SL 上。传感器线 SL 构成触摸传感器的一部分， 并且其对应于图 1A ～图 2B 中 的检测电极 E2。 玻璃衬底 41 可具有用于执行下面所述触摸检测操作的触摸检测单元 8( 参 照图 8A 和 8B)。
作为显示功能层的液晶层 6 根据外加电场的状态而对穿过厚度方向 ( 即， 面向电极的方向 ) 的光进行调制。可以使用各种模式的液晶材料 ( 如 TN(twisted nematic， 扭 曲 向 列 )、 VA(vertical alignment， 垂 直 对 准 ) 和 ECB(electrically controlled birefringence， 电场控制双折射 )) 来形成液晶层 6。
将对准膜提供在液晶层 6 和驱动面板 2 之间以及液晶层 6 和相对面板 4 之间。将 偏振板提供在驱动面板 2 的反显示面 (anti-display surface) 一侧 ( 即， 后面一侧 ) 以及 相对面板 4 的显示面一侧。从图 11A ～图 11D 中省略了这种光学功能层。
[ 驱动电极和驱动扫描的配置 ]
如图 11A 所示， 将驱动电极 43 划分在像素配置的行或列方向上 ( 例如， 本示例中 的列方向 ( 图的垂直方向 ) 上 )。该划分方向对应于显示驱动中像素线的扫描方向 ( 即， 垂 直驱动电路 ( 未示出 ) 依次激活扫描线 SCN 的方向 )。
将驱动电极 43 划分为共计 (k×m) 个驱动电极。因此， 以在行方向上延伸且在对 应面上彼此并行间隔的平面条带形状的式样布置驱动电极 43_1、 43_2、 ...、 43_k、 ...、 43_ km。
将 (k×m) 个驱动电极 43_1 ～ 43_km 的划分布置间距设置为 ( 子 ) 像素间距或像 素电极的布置间距的自然数倍。 另外， 在图 11A ～图 11D 中， 驱动电极 DE 是 k 个驱动电极 43(k ＞ 2) 的集合， 并且 其由 AC 电压以该单元进行驱动。由于可以通过增大触摸传感器的静电电容来改善检测灵 敏度， 因此将 AC 驱动的单元设置为多于一条像素线。同时， 可以通过将驱动电极 DE 平移像 素间距单元的自然数倍以适应 (accommodate) 平移的不可见 (invisualization)。
同时， 在以此方式以驱动电极 DE 为单元的 Vcom 驱动期间， 由垂直驱动电路 ( 写驱 动扫描单元 )( 未示出 ) 内提供的作为 AC 驱动扫描单元的扫描驱动单元 9 执行平移。可以 将扫描驱动单元 9 的操作视为与 “当逐一切换通过在列方向上移动 AC 信号源 AS( 其以 AC 电压 Vcom 同时驱动 k 个驱动电极的布线 )( 参见图 1A 和图 1B、 2A 和 2B 以及 8A 和 8B) 所 选择的驱动电极的同时而在列方向上进行扫描的这一操作” 相同。
同时， 与第一实施方式类似， 通过交替地布置 n 条长传感器线 LSLi 和 n 条短传感 器线 SSLi 获得传感器线 SL。由在 y 方向上延伸的并行带状布线形成共计 2n 条传感器线 SL。在 2n 条传感器线当中， 从长传感器线 LSLi 输出 LSL 输出 ， 而从短传感器线 SSLi 输 出 SSL 输出 。例如使用图 8B 中所示的示例性运算电路 8A 作为基本检测单元， 而将这 2n 个传感器线输出输入至触摸检测单元 8。
另外， 图 11A 和 11B 是分开用于描述电极式样的示图。 然而， 在实际中， 如图 11C 所 示， 重叠地布置驱动电极 43_1 ～ 43_km 和传感器线 ( 长传感器线 LSLi 和短传感器线 SSLi) 以检测 2 维平面内的位置。在此配置中， 触摸检测单元 8 可以基于哪个运算电路 8A 产生电 压变化来检测行方向的位置， 并且基于检测时刻来获得列方向上的位置信息。 换言之， 扫描 驱动单元 9 的 Vcom 驱动和触摸检测单元 8 的操作例如与具有预定周期的时钟信号相同步。 通过该同步操作， 由于可以知道扫描驱动单元 9 在触摸检测单元 8 获得电压变化时驱动了 哪个所划分的驱动电极， 因此触摸检测单元 8 可以检测到手指触摸位置中心。这种检测操 作由完全地控制液晶显示器件 1 的基于计算机的完全控制电路 ( 未示出 )( 例如， CPU、 微型 计算机或用于检测触摸的控制电路 ) 来控制。
虽然将作为 “AC 驱动扫描单元” 的扫描驱动单元 9 仅形成在图 11D 的驱动面板 2
一侧， 然而可以将触摸检测单元 8 形成在驱动面板 2 一侧以及相对面板 4 一侧。由于高密 度地集成了 TFT， 因此期望将触摸检测单元 8 也提供在驱动面板 2 中， 以便减少制造工艺的 数目。然而， 由于传感器线 SL 存在于相对面板 4 一侧， 并且由透明电极材料形成传感器线 SL， 因此布线电阻可能增大。在此情况下， 为了避免诸如布线的高电阻之类的困难， 最好将 触摸检测单元 8 形成在相对面板 4 一侧。然而， 如果仅针对触摸检测单元 8 将形成 TFT 的 工艺用在相对面板 4 中， 其不利地需要高成本。可以通过全面地考虑上述优点和缺点来确 定用于形成触摸检测单元 8 的位置。
图 13 图示该 AC 驱动操作和平移操作。
在图 13A ～图 13C 中， 单个驱动电极 DE 由 7 个阴影驱动电极 43 构成。这里， 驱动 电极 43 与驱动电极 DE 的不同之处在于 ： 同时驱动的 k 个驱动电极 43 称作驱动电极 DE。
图 13A ～图 13C 图示当驱动电极 DE 在列方向上以单个像素线为单位平移 ( 即， 平 移单个驱动电极 43 的间距 ) 时的选择范围的进程。
在图 13A 的时间 T1 中， 未选择初始单个像素线， 而是选择并且由 AC 信号源 AS 以 AC 电压同时驱动对应于第二～第八条像素线的 k 个驱动电极。
在下一周期 ( 时间 T2) 中， 驱动电极 DE 平移单个像素线， 以使得不选择对应于第 一和第二条像素线的两个驱动电极， 选择第三个驱动电极随后的 7 个驱动电极， 而不选择 其它的。
进而， 在下一周期 ( 时间 T3) 中， 驱动电极 DE 平移单个像素线， 以使得不选择对应 于第一至第三条线的驱动电极， 选择第四个驱动电极随后的 7 个电极， 而不选择其它的。然 后， 类似地重复平移和 AC 驱动操作。
通过这种操作， 将图 5C 的等式中 m 的值减小了实际划分数目的 1/7， 以使得相应 地增大传感器电压 Vs 的有效值。同时， 如图 13A ～图 13C 中所示， 最近包括在选择组中以 及从选择组 ( 驱动电极 DE) 中排除的单元是对应于单个像素线的单个驱动电极。因此， AC 驱动的切换频率变为等于公共驱动信号 Vcom 的反转频率 1H。该频率是通过将商业电源频 率 ( 例如， 60[Hz]) 乘以列方向上像素的数目而获得的非常高的频率。例如， 将列方向上像 素的数目设置为 480， 该频率变为 28.8[kHz]， 脉冲波形的频率变为其一半的 14.4[kHz]。 因 此， AC 驱动的平移所引起的图像变化具有人眼所不能识别出的足够高的频率。从而， 可以 防止传感器电压下降所引起的 S/N 比率降低以及电极驱动的切换所引起的图像质量恶化。
[ 像素电极和图像信号线的布置 ]
图 14 是图示在形成像素电极 22 的制造过程中间的显示单元的扩大平面视图。
在形成像素电极 22 的过程中间的图 14 的平面视图中， 在行方向 (x 方向 ) 上以并 行条带形状布置的多条栅线 ( 扫描线 SCN， 参见图 12) 与在列方向 (y 方向 ) 上以并行条带 形状布置的多条图像信号线 SIG 交叉。两条任意扫描线 SCN 和两条任意图像信号线 SIG 所 围绕的矩形区域定义 ( 子 ) 像素 PIX。像素电极 22 形成在比每一像素 PIX 略微更小的矩形 隔离式样中。这样， 以平面形状将多个像素电极 22 布置成矩形形状。
[ 显示操作 ]
接下来描述具有上述配置的显示器件的操作。
驱动面板 2 的显示驱动器 ( 水平驱动电极和垂直驱动电路 ( 未示出 )) 向驱动电 极 43( 驱动电极 43_1 ～ 43_m) 的每一电极式样逐线依次提供公共驱动信号 Vcom。在此情况下， 选择驱动电极的方法和平移方法与上述那些类似。公共驱动电极信号 Vcom 还用于控 制图像显示的驱动电极的电位。另外， 显示驱动器通过图像信号线路 SIG 向像素电极 22 提 供信号电压， 并且还与其同步地通过扫描线 SCN 逐线依次控制每一像素电极的 TFT 的切换。 结果， 在液晶层 6 中， 将公共驱动信号 Vcom 和每一像素信号所确定的 ( 与面板正交的 ) 垂 直方向上的电场施加至每一像素以调制液晶状态。结果， 执行所谓反转驱动的显示操作。
同时， 在相对面板 4 一侧， 在驱动电极 43_1 ～ 43_km 与长传感器线 LSLi 或短传感 器线 SSLi 之间的每一交叉点中形成电容元件 C1。 将公共驱动信号 Vcom 以时分方式依次施 加给驱动电极 43 的每一电极式样。然后， 施加公共驱动信号 Vcom 的驱动电极 43 的电极式 样与传感器线 (LSLi 和 SSLi) 的电极式样之间的交叉点中所形成的单个列所对应的每一电 容元件 C1 被充电 / 放电。结果， 来自传感器线 (LSLi 和 SSLi) 的输出具有与电容元件 C1 的容量对应的量值。在用户手指触摸相对面板 4 的表面的状态下， 该传感器线输出的量值 变得几乎恒定 ( 对于传感器电压 Vs)。除了公共驱动信号 Vcom 的扫描之外， 将与充电 / 放 电操作的目标对应的电源元件 C1 的列依次逐线平移。
这里， 如果用户手指触摸在相对面板 4 表面的任何位置， 那么手指所引起的电容 元件 C2 被添加至原先在所触摸部分中已经形成的电容元件 C1。 结果， 扫描所触摸部分时的 传感器输出的值 ( 传感器电压 Vs) 变为比其它部分的传感器输出的电压更小 ( 变为传感器 电压 Vf( ＜ Vs))。触摸检测单元 8( 参见图 8A 和 8B 以及 11A 和 11D) 使用每一运算电路 8A 执行图 7B 所示的运算操作以产生检测信号 Vdet。另外， 将检测信号 Vdet 与阈值 Vt 相 比较。如果检测信号 Vdet 等于或小于阈值 Vt， 将该部分确定为触摸部分。可以根据施加公 共驱动信号 Vcom 的时刻以及检测到等于或小于阈值 Vt 的检测信号 Vdet 的时刻来获得该 触摸部分。
这样， 根据本发明的第三实施方式， 将用于驱动液晶的液晶显示器件中所最初提 供的公共电极 ( 驱动电极 43) 也用作包括驱动电极和感测电压在内的触摸传感器电极对之 一。构造静电电容元件型触摸传感器， 以使得将作为显示驱动信号的公共驱动信号 Vcom 也 用作触摸传感器驱动信号。因此， 要重新提供用以添加触摸传感器功能的电极仅仅是传感 器线， 而不需要重新提供用于产生触摸传感器驱动信号的单元。因此， 该配置是简单的。
另外， 以 AC 电压同时驱动多个 k 个驱动电极 43， 并且通过将这些驱动电极用作单 个驱动电极 DE， 将驱动电极 DE 平移， 以使得通过执行 AC 驱动两次来选择所有驱动电极 DE。 为此， 可以防止传感器检测电压的 S/N 比率的降低以及图像质量恶化。进而， 由于也可以使 用用于公共驱动信号的驱动电极和驱动电路作为用于传感器的驱动电极和驱动电路， 因此 可以相应地减小布置空间和功耗。
另外， 在图 4A、 4B 和 14 中， 虽然将传感器线 SL 示出为具有预定宽度和两种类型的 长度的线， 然而也可以将第一和第二实施方式的变形应用于第三实施方式。
下文描述第三实施方式的某些变形。
7. 第四变形
上面结合第三实施方式所述的显示器件的结构和驱动方法的优点在于 ： 可以使通 过集成触摸面板所获得 ( 液晶 ) 显示器件的厚度变薄。
然而， 即使在将触摸面板集成在显示面板中的情况下， 也可以将触摸传感器的驱 动电极提供在与用于 ( 液晶 ) 显示的驱动 ( 公共 ) 电极的不同层中。在这种情况下， 可以将触摸传感器的驱动电极布置为面向不分隔的多个像素电极的单个电极。然而， 以 y 方向 上延伸的第一传感器线组与 x 方向上延伸的第二传感器线组彼此交叉的矩形形状布置传 感器线。将仅用于触摸传感器的驱动电极的单个电极布置为以预定强度与第一传感器线 组和第二传感器线组电容性地耦合。 将本发明的实施方式应用于第一和第二传感器线组两 者。换言之， 通过例如改变诸如长度之类的类型， 使得 x 方向的第二传感器线组以及上述 y 方向的第一传感器线组具有多个线电容。在 x 方向的第二传感器线组以及第一传感器线组 中， 对具有不同线电容的多条传感器线输出执行通过使用线电容比的运算来消除噪声的处 理。 结果， 在具有触摸检测功能以及以矩形形状布置的传感器线的显示器件中， 可以有效地 消除噪声并且改善传感器检测精度。
另外， 传感器线的矩形配置可适用于结合第一和第二实施方式所述的触摸检测器 件。
8. 第五～第七变形
液晶层 6 用于响应于电场状态来调制穿过其的光线， 并且例如最好使用诸如 FFS(Fringe field switching， 边缘场切换 ) 模式或 IPS(in-plane switching， 平板切换 ) 模式之类的水平电场模式的液晶。
图 15 ～图 17 图示水平电场模式液晶显示器件的构造示例。
在图 11B 所示的结构中， 像素电极 22 和驱动电极 43 以液晶层 6 插入在其之间的 方式而面向彼此。 响应于施加在两个电极之间的电压而将垂直方向上的电场施加至液晶层 6。
在水平电场模式中， 像素电极 22 和驱动电极 43 布置在驱动面板 2 一侧。
在图 15 所示第五变形的结构中， 将驱动电极 43 部署在 TFT 21 前侧的表面中 ( 显 示面一侧 )， 驱动电极 43 和像素电极 22 通过插入绝缘层 24 而彼此相邻。以在显示线方向 (x 方向 ) 上延伸的线形状布置驱动电极 43， 并且针对该方向上每一像素分隔像素电极 22。
将 TFT 面板 21 结合至玻璃衬底 41， 以使得像素电极 22 一侧与液晶层 6 相邻。通 过隔离物 ( 未示出 ) 在结构上保持液晶层 6。
参考数字 “49” 表示在诸如玻璃或透明膜之类的显示面一侧中部署的基材料 (base material)。基材料 49 的一个表面配备有传感器线 SL。将基材料 49 中所保持的传感器线 SL 通过结合板 48 而固定至玻璃衬底 41 的反液晶侧 (anti-liquid crystal side) 的表面。
同时， 将第一偏振板 61 附于 TFT 面板 21 的背面， 并且将具有不同偏振方向的第二 偏振板 62 附于基材料 49 的显示面一侧。
将保护层 ( 未示出 ) 形成在第二偏振板 62 的显示面一侧中。
在图 16 所示的第六变形的结构中， 预先将滤色器 42 形成在玻璃衬底 41 的液晶一 侧中。滤色器 42 具有针对每一 ( 子 ) 像素规则布置的不同颜色区域。
在图 17 所示的第七变形的结构中， 显示面一侧的堆叠结构与图 16 的不同。
在图 16 的结构中， 传感器线 SL 预先形成在基材料 49 上， 并且其例如作为辊形 (roll shape) 构件而被附接。然而， 在图 17 中， 传感器线 SL 形成在玻璃衬底 41 的显示面 一侧， 并且其上附有第二偏振板 62。
接下来， 描述对于上述第一～第三实施方式以及第一～第七变形所公用的变形 ( 第八～第十一变形 )。9. 第八变形
图 18 所示第八变形的短传感器线 SSLi 的长度非常短。其旨在通过将短传感器线 SSLi 布置在检测面的外侧， 而专门使用用于检测未与信号分量 S 叠加的噪声分量 N 的极短 传感器线 SSLi。
该变形在提供了具有三种长度的传感器的第二实施方式中尤其有效。
在图 10B 的表中， 假设例如仅在位置 <5> 存在该极短传感器线 ESSL。然后， 将对 应于极短传感器线输出的 SSL 输出 的值 ( 即， “3S+3N” ) 仅表示 “3N” 。同时， LSL 输出 变为 “S+3N” 。因此， 可以仅通过从 LSL 输出 中减去极短传感器线输出以使得未使 用的部分增大， 来计算信号分量 S。
10. 第九变形
在图 19 所示的第九变形中， 任意地设置以图 10A 的 MSL、 LSL 和 SSL 顺序所布置的 传感器线的布置顺序。例如， 在图 19 中， 以 SSL、 LSL 和 MSL 的顺序布置三条传感器。这样， 任意地设置传感器线的布置顺序。
可以不按照图 18 和 19 中那样规则地布置传感器线， 而是在一对两个或一组三个 内的具有不同长度的传感器线对应于运算电路 8A 一侧的情况下而将它们分开地布置。然 而， 由于运算电路 8A 的配置可以完全相同， 因此完全在规则的基础上布置传感器线。这里， 在规则布置中， “周期性地重复布置 M 种不同类型的传感器线” 。
11. 第十变形
在第十变形中， 单个运算电路 8A 和另一相邻运算电路 8A 共享单个传感器线。
例如， 在图 20 中， 由两个输入运算电路 8A 共享单个极短传感器线 ESSL。另外， 在 图 21 中， 相邻运算电路 8A 交替地共享 MSL 和 SSL。另外， 如果使用了许多类型的长度， 则可 以共享两条传感器线。进一步， 可以提供用于针对多个运算电路切换共享的传感器线的选 择器 ( 未示出 )。
这种共享结构包括如下这样的结构， 在该结构中， “两个运算电路 8A 连接至相同传 感器线， 并且相对于两个运算电路中的公共传感器线对称地布置不同类型的传感器线” 。
12. 第十一变形
如图 22 所示那样， 可以将极短传感器线 ESSL 布置在检测面或者显示面的有效区 域的外侧， 并且可以以屏蔽层 70 覆盖使得与检测目标物体接触的面。这种配置是要考虑输 入静电噪声使噪声抑制精度恶化的情况 ( 如， 输入静电噪声与线电容比 Kc 之间几乎没有关 系的情况 )。结果， 运算电路 8A 没有消除输入静电噪声的影响。然而， 如果运算电路 8A 从 传感器线输出中提取出时时变化的输入静电噪声， 则误差有时增大。 如果提供了屏蔽层 70， 则噪声分量 N 中不包括输入静电噪声分量。因此， 可以抑制检测误差的不均匀性。
另外， 如图 22 所示， 可以通过屏蔽运算电路 8A 来改善计算精度。
13. 显示器件的噪声源以及噪声抑制效果
接下来， 类似于第三实施方式， 描述在显示器件上安装触摸传感器功能时具有显 著效果的噪声源。
虽然已经结合第一实施方式描述了触摸传感器的各种噪声源， 然而， 与传感器线 具有强电容性耦合的布线是具有较大电位变化且与传感器线并行布置的布线。具体而言， 随着使得显示器件更薄， 其在该布线和传感器线之间往往具有减小的间隔。这种布线可包括图像信号线 SIG。如图 14 中所示， 图像信号线 SIG 布置在 y 方向 ( 与传感器线的方向相 同的方向 ) 上， 并且其提供对应于驱动电极 43 的电压 Vcom 的、 具有与拥有 1H 周期 (1 个水 平显示周期 ) 的电位 Vcom 相反相位的、 图像信号的基准电位波动的 AC 信号。
图 23A 图示在将整个显示设置为白显示的情况下以及在为了比较将整个显示设 置为黑显示的情况下的长传感器线 LSLi 的电位波形。图 23B 图示在为了白显示和黑显示 之间的比较仅描绘噪声分量 N 的情况下的短传感器线 SSLi 的电位波形。
如图 23A 所示， 传感器线输出响应于显示器件的显示而显著地变化。这是由于图 23B 所示的噪声分量 N 在每个周期 1H 中以相反相位周期性地变化。 将下列两个原因考虑为 产生噪声分量 N 的原因。
作为第一个原因， 电压 Vcom 驱动的驱动电极 DE 的电位波动的相位在每个周期 1H 中反转。作为第二个原因， 图像信号线 SIG 上的图像信号的基准电平也与 Vcom 驱动相关联 地在每个周期 1H 中反转。
然而， 由于前者在白显示和黑显示之间是不同的， 因此后者是原因。即， 由于图像 信号的基准电位的相位相对于驱动电位 Vcom 反转了 180°， 因此图像信号的基准电位波动 允许传感器线中的电压差在白显示中减小， 而在黑显示中放大。参照图 23A 的波形 LSL 以 及图 23B 的波形 SSL， 黑显示的周期以相同相位变化， 但是白显示的周期以相反电位变化。 此事实为上述原因提供了支持。 图 24B1 ～图 24B3 图示了本发明实施方式的效果。与白显示相关联的图 24A1 ～ 图 24A3 以及与黑显示相关联的图 24B1 ～图 24B3 是通过将一侧的相位相对于另一侧的相 位平移 180°的波形图。
另外， 图 24A1 和 24B1 是噪声分量 N 和信号分量 S 重叠的长传感器线 LSLi 的波形 图。图 24A2 和 24B2 是仅图示噪声分量 N 的波形图。图 24A3 和 24B3 是噪声抑制之后的波 形图。
例如， 图 10B 的表的位置 <1> 中存在边界 ( 驱动电极 DE) 时的 LSL 输出 ( ＝ S+3N) 的波形对应于图 24A1 和 24B1。在这种情况下， 与 10B 中位置 <1> 相关联的短传感器 的框中的数字 “3N” 对应于图 24A2 和 24B2。另外， 图 24A3 的波形是通过从图 24A1 的波形 中减去图 24A2 的波形而获得的。类似地， 图 24B3 的波形是通过从图 24B1 的波形中减去图 24B2 的波形而获得的。
从图 24A3 和 24B3 中看到， 在电位差 ( 噪声 ) 达到白显示的图 24A1 以及黑显示的 图 24B1 中的最大值处的 0.8[V] 的同时， 其几乎被抑制为零。
基于以上描述， 阐述了根据本发明实施方式的显示器件对于在图像信号线的电位 波动用作噪声源时的噪声抑制是尤其有效的。
14. 其它效果
当考虑这种噪声源时， 最好远离用作噪声源的布线以相同距离布置两条或三条传 感器线。例如， 最好距离彼此尽可能接近地布置各传感器线。为此， 传感器线最好具有较窄 宽度。换言之， 当通过宽度执行控制时， 虽然运算有利地变得简单， 但是难以远离噪声源以 相同距离布置传感器线。 相反， 当通过长度来执行控制时， 虽然运算相比于宽度控制情况可 能变得更加复杂， 但是易于远离噪声源以相同距离布置传感器线。
从而， 参照图 18 或图 19， 可以理解的是， 将与相同运算电路 8A 连接的各传感器线
之间的距离设置为尽可能地小。
另外， 在如图 20 和 21 所示那样由两个相邻运算电路 8A 共享传感器线的配置中， 可以在不恶化 x 方向上检测灵敏度的情况下而增大传感器线密度。换言之， 如果在远离噪 声源以相同距离布置组合的传感器线这一约束下而把裕量提供给 x 方向上的传感器线密 度， 则可以通过增大传感器线的数目来改善灵敏度。 因此， 可以以改善的精度和灵敏度来检 测触摸。
由于如图 22 所示那样提供屏蔽层 70， 因此可以通过排除用作通常随机波动的噪 声源的输入电磁波来实现更精确的噪声抑制处理。另外， 可以通过屏蔽运算电路 8A 以及使 用屏幕层 70 来有效地防止误差。
最好可以如第三实施方式中所述那样通过执行边界扫描 ( 即， 同时驱动 k 个驱动 电极 43( 边界 ) 并且将边界平移对应于单个像素间距的最小间距 ) 来改善 y 方向上的检测 灵敏度。通过边界扫描， 可以获得诸如驱动电极的不可视之类的额外效果。从不可视的角 度来看， 例如， 可以通过在中间传感器线 MSL 或短传感器线 SSL 之中不存在传感器线的部分 中布置哑传感器线 (dummy sensor line) 以使得从外部侧经常看到长传感器线 LSL， 来改善 不可视。
另外， 由于为每一运算电路 8A 提供复位开关 RSW， 因此可以通过排除剩余的电荷 来进行运算。因此， 可以改善运算的精度。另外， 可以通过几乎同步地接通 / 断开多个运算 电路 8A 中的各复位开关 RSW 来获得更加精确的运算结果。可以由 CPU( 未示出 ) 等控制复 位开关 RSW。
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