具有可控制带通滤波器特性的上游通信系统 本发明涉及使用于通信系统中的接收机，此系统包括发射机和通过通信信道连接于发射机的接收机，此接收机包括：具有抽样率系数大于1的上采样器(UP SAMPLER)，以及连接于此上采样器的第一数字信号处理器。
本发明还涉及发射机，该发射机在包括接收机以及通过通信信道与接收机连接的发射机的通信系统中使用。
另外，本发明涉及到配备有发射机和接收机的通信系统。另外本发明涉及此通信系统中所使用的可编程控制装置。
使用包括上采样和下采样的数字信号处理过程的通信系统，以及分别在权利要求1，4和7中的前序部分中公开的系统，可以从WO97/28611中获知。该公知通信系统包括用作接收机的宽带网络单元和至少一个发射机设备。由官方(residences)所保存地现有技术文献中所获知的设备，可以是计算机或电缆调制解调器，置顶盒，通信装置，如电话等。宽带网络单元和设备通过同轴和双绞线通信信道进行连接。宽带网络单元沿通信信道下游发送数据信号给设备，同时设备反过来能够将数据信号沿上游传输给接收机。对于下游和上游信道二者来说，数据调制到RF载波上。将描述对网络同步的方法，其中载波频率和数据时钟由主时钟信号所产生，并且二者为所述主时钟的子谐波的不同整数倍。这里将对所接收的数据信号调制到载波频率的下变频方法进行描述，当载波频率二倍于数据时钟时，其包括以下两个步骤。首先所接收的数据信号以速率为载波频率的四分之三进行采样，然后所采集的信号乘以上述上游载波频率的二进制正交表示形式，然后将信号进行内插运算从而产生对于每个输入采样具有三个输出采样的内插信号，接下来对此内插信号进行低通滤波，然后是将此低通滤波信号进行抽取转换，从而为每八个输入采样产生出一个基带采样。
此方法会降低复杂度以及对无线电频率信号进行下变频时信号处理的数量。此方法提供了一种表示出调制到RF载波上数据所需将所采集RF信号采样速率降低到的最小速率的途径。然而当考虑到载波频率的选择以及所接收信号的带宽时，此方法不灵活。并且需要在数据时钟速率和载波频率间进行同步运算。
因此本发明的目的就是提供发射机/接收机通信系统，此系统配备有这样的降低RF通带信号采样速率的方案，从而所得到的系统关于通带的位置显示出很大的灵活性。
此外根据本发明的接收机的特征在于：数字信号处理器能够数字化滤出所接收数字信号的未混叠部分，同时接收机进一步包括第一滤波器控制装置，该控制装置连接到第一数字信号处理器，并用来控制第一数字信号处理器以重建数据信号。
此外根据本发明的发射机的特征在于：发射机包括第二数字信号处理器，连接于第二数字信号处理器的并用于仅仅保留数据输入信号采样一部分的上采样器，及连接于第二数字信号处理器并用于控制数字信号处理过程的第二滤波器控制装置，从而数据信号的未混叠部分可以通过接收机进行重构。
根据本发明的发射机和接收机二者的优点在于采样速率的降低提供了对连接发射机和接收机的通信信道中所需的数据容量的更有效利用。对发射机和接收机的使用的例子是在Hybrid Fibre Coax(HFC)CAVT系统中上游信号的发送，对于该信通可用的上游发送的频率频谱范围从5到65。根据Nyquist采样定理，包括采样器的发射机至少需要在130MHz的采样速率下进行操作，才能够避免混叠。因为在5MHz以上上游频率频谱的下部经常会受到侵入噪音的破坏，所以仅仅在上游频谱上部中宽度为30MHz频带才有利于进行有效的上游数据发送。如果发射机设计出来仅仅完成30MHz宽通带的发送，那么在此通带中表示这些信号所需的最低采样速率将会降低道60MHz，以及所过滤的采样中的两个的系数进行下采样。根据本发明的发射机中，使用对采样的输入信号进行数字过滤以及对所过滤采样进行下采样的方法，可以实现采样速率的降低。与没有降低采样速率的系统相比，调制到通过使用降低采样速率之后的此系统可以进行发送的RF载波的数据数量仅仅略微降低。原因在于在上游频谱的更洁净的部分中所进行的数据发送可以使用更有效的调制方案，而上游带的下部噪音部分还包括着不能够用于上游数据发送的“禁止频率”，从而占用宝贵的带宽。
根据本发明的发射机和接收机进一步的优点在于，通带的位置可以在允许的频率频谱内任意选择。这是一优选的特征，原因例如侵入噪音可以不同的方式影响不同的系统。例如，通带的最佳位置可以针对城市中不同区域上的不同系统而有所不同。
进一步的优点在于，发射机和接收机，以及作为一个整体的数字通信系统可以处理欧洲和US类型的系统和市场部门。对于欧洲类型CAVT系统，上游频带从5MHz跨度到65MHz，而对于US类型的系统上游频带从5MHz到42MHz。作为举例，据本发明所得到的系统可以使它的数字信号处理器程序化，这样在欧洲类型CATV系统中使用的通带范围从30MHz到60MHz，而编制程序使通带从12MHz到42MHz以在US类型系统中使用。
根据本发明的发射机和接收机的其它优点是第一和/或第二数字信号处理器特征在区域内部安装之后可以进行改变，方法是仅仅使第一和/或第二控制装置调整所需的滤波器或频移特征。这样可以实现本发明的多种不同实施例。除了可控制的信号处理参数之外，如数字滤波器系数，此种数字滤波器通带的定位可以进行随意控制。
在下采样器中，仅仅保留数据输入信号采样的一部分会影响到抽取(decimation)。在上述的例子中，30MHz带宽所过滤采样对应于小于采样速率的四分之一，这样仅仅每个第二需要被保留。通常，如果频带宽度已经被限制到小于分数1/2m的原始采样速率时，仅仅需要保留每个m-th采样，导致实现的实施例中比特率的降低值m，而在后面详细介绍的实施例中，该系数为2。
根据本发明的发射机和接收机各自的其它实施例的特征在于：数字信号处理器通过可编程逻辑实现。根据本发明的通信系统的实施例的特征在于：两个数字信号处理器均可以通过可编程逻辑实现。
可编程逻辑所具有的优点是可以随意使用局部程序来控制数字信号处理器或特定的数字带通滤波器或滤波器组的相关特性参数。使用现场可编程门阵列(FPGA’s)的可编程逻辑设备(PLD’s)可以有效地进行简单应用，同时具有灵活地将上游频率带的位置调整到指定的要求的可能性。
根据各自的发明的接收机和发射机的其它实施例的特征在于：接收机包括数模拟转换器，该转换器的输入连接至第一数字信号处理器；同时在于：发射机可分别包括模数转换器，它的输出连接至第二数字信号处理器。
有利地，发射机和接收机的基本元件的结构是数字化的，这样可便于由处理器控制的集成电路进行实现和处理。
另外，通过传输信道在增加了的距离上进行数字上游传送是可行的。此外利用单个的可编程设计就可以定址(address)US类型和欧洲类型系统和相关市场。
根据本发明的通信系统的优选实施例的特征在于：分别位于接收机和发射机中的第一和第二控制装置通过一个控制信道可以相互连接。
根据本发明的通信系统的一个优点是非常灵活的通信系统产生了，因为滤波器和/或频移特性的变化和更新可通过控制信道传输。特别地，这些变化和升级可以使用例如接收站的遥控单元下载到发射机和接收机二者之一或全部中的可编程逻辑中。
根据本发明的通信系统的另一优选的实施例，其特征在于通信系统包括：
主发射机，该发射机具有至少第二数字信号处理器以及连接至数字信号处理器的下采样器的两个或多个串联排列，还具有多路复用器，该多路复用器连接到每个串联排列的并行排列以及通信信道；
以及主接收机，该主接收机包括两个或多个至少上采样器和连接到上采样器的第一数字信号处理器的两个或多个串联连接，还具有去多路复用器，该去多路复用器连接到通信信道信道及每个另外的串联排列的并行排列。
根据本发明的通信系统实施例的一个优点是，提供完全的时分多路上游通信系统来灵活地提高例如中心天线电视(CAVT)系统的性能和功能。
现在根据本发明的发射机和接收机，以及通信系统可以进一步地伴随附加的优点进行阐述，以附图作为参照，其中相似的元件通过相同附图标记指定。
附图中：
图1说明了解释本发明操作过程的通信系统；
图2说明了根据本发明的通信系统中频率频谱和上游频带的定位的例子。
图3说明了在图1的通信系统中应用根据本发明的发射机和接收机的第一可能实施例；
图4a和4b说明了在图1的通信系统中应用根据本发明的发射机和接收机的第二可能实施例；
图5说明了根据本发明的完全受控的通信系统的实施例。
图1说明了具有站2的通信系统1，也称作头端(Head-End)(HE)，以光学方式连接到所谓的集线器H，此集线器H反过来以光学方式连接到节点N。每个节点N通过网络4’的同轴部分4并且通过分离器/放大器SA连接到到站3-1，...3-n，也称作网络终端(NT)。头端HE和节点N通过网络4’的光纤部分相互之间进行连接。所示系统1为HFC/CATV系统，其中头端HE和节点N能够通过从HE到N的下游(CHDS)连接和从N到HE的上游(CHUS)连接进行通信。
通常，沿下游和上游方向进行发送的信号均会被RF信道的子载波多路复用。仅通过例证的方法，下游信号可包括模拟TV信道和数字化调制后的信道二者的混合，以被所在位置上的电缆调制解调器或置顶盒接收。这些电缆调制解调器或置顶盒将把NT用户数据调制到在频率波段范围从5MHz到42MHz(US类型系统)或5MHz到65MHz(欧洲类型系统)的RF载波上。连接到单个节点上的来自位置点的上游数据信号在节点上进行收集，以实现到头端上的发送。从节点上发送出的上游信号通常将会包括大量此类数字化调制过的RF信道。单个的上游信道可以具有不同的符号率以及不同的调制模式，例如QPSK或16-QAM。在通过上游连接CHUS进行发送之后，这些数据信道在头端中进行调制，从而实现对先前发送数据信号的恢复。
图2给出了通信系统1中上游连接CHUS的上游频率波段的频率功率频谱和定位。它给出了侵入噪音(虚线区域)的频谱特征，大量数字化调制后的RF信道是如何在上游频谱(灰色框)的洁净部分进行定位的，以及系数2抽取系统的通带举例。当发射机的输入信号在频率fs上进行采样时，未进行抽取的系统的带宽范围是0到fs/2。从HFC通信系统的同轴部分的模拟反应特征可以得出：频率范围0MHz到5MHz不能够用于数据发送。因为实际的发射机需要在AD转换器前使用模拟反混叠滤波器，所以实际的频带宽度将稍微小于fs/2。为了获得跨度大于65MHz(欧洲类型系统)的实际频带宽度，至少需要采样速率达到130MHz。
实际上，欧洲类型系统的可行方法使用大约30MHz的带道宽度，这也组成了频谱的“洁净”部分的有效部分。在频谱化的频谱的洁净部分，更加有效的调制方案可以被使用，而RF载波也可以比在有噪声的频谱的下半部分更密集地堆叠因为30MHz的通带宽度小于fs/4，理论上可能减小采样速率至fs/2，也就是说，通过系数2确定原始抽样的信号。当这样的抽取信号中的两个复用在一起的时候，上游信道的比特率将和单个未抽取的系统具有相同的序列比特率。如果对于这两个上游信道，通带被定位从而排除出去接近0或接近fs/2的不使用的频谱，此种系统将会具有可用作数据发送的，较单个未抽取系统更大的整体RF带宽。如果抽取系统的带道区域与上游带的洁净部分相重合，那么系数2抽取系统将一定会较之未抽取系统具有更大的数据发送能力。
图3说明了在图1的通信系统中如何在HE或H点排列发送节点站N和接收站的第一实施例。节点N包括通常表示为3’的发射机，该发射机包括数字信号处理器6，连接至信号处理器6的下采样器7以及连接至处理器6的滤波器控制装置11。头端2反过来包括上采样器9，另一个连接到上采样器9上的数字信号处理器10，连接到此处理器10上的滤波器控制装置11。相应的模-数(AD)和数-模(DA)转换器12和13将分别地连接到相应的数字信号处理器6和10所对应的输入IN和输出OUT项上。
图3说明了节点N中的发射机3’和头端HE或集线器H中的接收机2地上游通信的操作，如下面所述。模拟发射机输入信号在AD转换器12中进行AD转换，然后作为数字数据输入信号x1输入到数字信号处理器6中。处理器6用作反混叠滤波器，也就是说它作为图2中所示的具有至多fs/4宽度的带道滤波器。来自信号处理器6中的输出信号x2，其频率频谱如相关箭头正下方所示，然后实施例2中的系数进行下游采样(＝抽取)，即在x3中仅仅保留x2的每个第二采样。如图所示的信号x3在这里于是在并-串转换器14进行连续化(serialised)，在调制器15中进行调制，然后通过上游信道CHUS发送到头端2。在完成头端中的接收之后，数据信号在解调器16中进行解调，在串-并转换器17中进行逆连续化(deserialised)，然后为连续的数据信号采样之间的内插零点在上采样器9中进行上采样(＝内插)。上采样信号y2等于信号x2，但是每个第二采样为零所替代。Y2频谱包括通常有x2的移动图像加入的x2频谱，这些以图表的方式示于信号x2频谱的右边。它说明了除非采取正确的方法，否则会导致混叠。控制装置8和11用作分别在滤波器处理器6和10中来控制数字化处理器滤波器特征，和/或尽可能地避免混叠导致处理器变频或移频。在此种情形下，处理器6的移频是：将x2的频谱变为下面所示的x2的频谱，其中的频谱相互间进行转移。在接收机终端的信号y2的结果是重叠的频谱不会再重叠，并且避免了混叠(见图3中下部的频谱y2)。处理器10为滤波器和变频器，现在对其进行控制的方法是将频谱进行分离并进行转移从而产生出重建后所需的类似于x2的数据信号(外部的右边)。
图4a和图4b说明了通信系统1第二实施例。相同数字表示的方框指示相同的功能块。但是在该方案中，从在数字信号处理器6的输入端IN的输入信号x1开始，建立了一个如在其相应箭头的底端所示的以信号x2表示的单边带信号。由此产生的x2的频谱内容被限制为具有带宽为2Π/4，现在可以在下采样器7中使用四倍下采样。在每次输入的采样之后，相应的上采样器9将置入三个零。信号y2的频谱通过在有关下和上采样过程之前频谱X(eiθ)M倍的下和上抽样的信号的频谱Y(eiθ)的表达式中，使M＝4得以建立，如下：
Y(eiθ)v=0M-1=(1/M).ΣX(ei(θ-2Πv/M))---(1)]]>
假定正常的频率为：θ＝2πf/fs。原始输入信号x1的重建现在首先包括通过上采样器9对单个边带信号x2进行重建，此采样器如图所示通过内插对y2中的三个图像频谱进行抑制。接下来，在信号处理器10的输出OUT部分的输出信号y3，在被输入到DA转换器13之前从被内插的单个边带信号进行构建。
对图4a基本方案的实际实现在图。4b中进行阐明。由H1表示复杂的抗混叠处理器6的传输功能，然后其真实的和想象的分支H1，R和H1，I如下给出：
H1，R(eiθ)＝(1/2).(H1(eiθ)+H1(e-iθ))
H1，I(eiθ)＝(1/2i).(H1(eiθ)-H1(e-iθ))
与此相似的是数字处理器10的传输函数H2，也就是说其真实和想象的部分可以被建立。在发送器终端TR，如图。4b的上部和底部边所示的真实和想象信号将进行下采样并在复用器MUX中进行复用，然后通过通道CHUS进行调制，发送，然后在去多路复用器DEMUX中进行解复用操作。再一次，在接收机端点RC，存在类似的并行的上游采样和滤波器分支。在实际和想象滤波器输入上的输出信号被输入到减法器19。为了重建原始信号同时也考虑到它的幅度，乘法器20将所得到的信号与系数2M＝8相乘。系数2产生，因为所需的信号可以看作单边带信号的实际部分的两倍，同时系数M出现以校正上述方程(1)中的增益系数1/M。对于光纤传输，实际和想象分支的下游采样信号将被复用在一起。从而比特率降低大小为系数2，将其等同于利用图3总的方案所获得的结果。图4a和4b中的方案实际上可视为图3方案的简化版。以前的方案缺少在节点发射机3’和头端接收站2中的频率变换步骤。方案说明了滤波器步骤更小的数量，以及在接收机端点所需的滤波器为了系统的预定应用而极大地简化。
图5说明了完全受控通信系统1的实施例。虽然控制装置8和11可以彼此独立，通过正确编程在足够大的位置于频率范围内影响带通滤波过程，并且具有所需的通带宽度和/或来影响所需的频率移动来避免混叠，控制装置8和11可以如图5的通信系统1中所示彼此进行连接。在此情形下，在出现在装置8和11二者之间的控制信道18上足够的控制参数可进行交换。可以随意对控制参数进行更新和/或从某个外部滤波器控制参数源下载(未示出)。在每个前述实施例中，优选的情况是使用相应的可编程逻辑中的数字处理器6和10。
图5所示的系统包括在这里称作在节点N中的主发射机TR，这里具有连续A/D转换器的四个串联排列，可控制的数字信号处理器和下采样器(为了清楚略去附图标记)，并且具有连接串联排列的并行排列的多路复用器MUX。多路复用器MUX通过调制器15连接到通信信道上。此系统大体上包括集线器H或头端HE中的主接收机RC，包括连接下采样器的四个串联排列，数字信号处理器和DA转换器，以及通过解调器16连接到通信信道的去多路复用器DEMUX。其基本操作在上面得以解释的通信系统1能够通过使用时分复用将四个分立的连接组合起来。对于每个抽取信号，采样速率为125MHz以及分辨率为8比特，复用流的串联比特率可达到2Gbps。
上述的采样速率系数不需要为整数。本领域的技术人员能够使用具有合理采样速率系数的采样器。
参照优选的实施例以及最佳的模式，对上面的内容进行了描述。可以了解到这些实施例不是作为站和相关系统的限制性例子来进行说明的，因为在所附权利要求的范畴内的各种变更，特性和特性的组合现在对于本领域的技术人员都是可以获得的。