电子感测电路.pdf

传感器(10)的输出连接至第一比较器输入。控制电路(18)用于从向上跟踪模式依次切换至向下相对电平检测模式，向下跟踪模式，向上相对电平检测模式以及返回至向上跟踪模式。第一和第二数模转换电路(14a，b)分别从控制电路(18)接收第一和第二数字控制值。可控组合器电路(16)的输入连接至第一和第二数模转换电路(14a，b)的输出，该可控组合器的一个输出连接至第二比较器输入，控制电路(18)的第一输出连接至可控组合器电路(16)，使得组合器电路(16)分别在向上和向下跟踪模式中，向第二比较器输入提供由第一和第二数模转换电路(14a，b)确定的第一和第二组合器输出信号，并且在相对电平检测模式中，向第二比较器输入提供第三组合器输出信号，该第三组合器输出信号对应于第一和第二组合器输出信号的平均值。控制电路(18)的输入连接至比较器(12)的输出，控制电路(18)在向上跟踪模式中，通过感测信号的向上变化的第一数模转换电路(14a)，来控制定向的向上跟踪，并且在向上跟踪模式中，通过感测信号的向下变化的第二数模转换电路(14b)，来控制定向的向下跟踪。

1、  一种电子感测电路，包括
-传感器(10)，具有用于感测信号的输出；
-比较器(12)，具有第一和第二比较器输入，所述传感器(10)的输出连接至所述第一比较器输入；
-控制电路(18)，用于将所述感测电路从向上跟踪模式依次切换至向下相对电平检测模式，向下跟踪模式，向上相对电平检测模式以及返回至向上跟踪模式；
-数模转换器(14a，b，16)，其从所述控制电路(18)接收数字控制信号，所述控制电路(18)的第一输出连接至所述数模转换器(14a，b，16)，使得所述数模转换器(14a，b，16)分别在所述向上和向下跟踪模式中，向所述第二比较器输入提供由第一和第二数字控制信号值确定的第一和第二输出信号，并且在所述相对电平检测模式中，向所述第二比较器输入提供第三输出信号，所述第三输出信号对应于所述第一和第二输出信号的平均值；
-所述控制电路(18)的输入连接至所述比较器(12)的输出，所述控制电路(18)在所述向上跟踪模式中，通过所述感测信号的向上变化的所述第一数字控制信号值，来控制一个方向的向上跟踪，并且在所述向上跟踪模式中，通过所述感测信号的向下变化的所述第二数字控制信号值，来控制一个方向的向下跟踪。

2、  如权利要求1所述的电子感测电路，其中所述数模转换器包括
-第一和第二数模转换电路(14a，b)，它们分别从所述控制电路(18)接收所述第一和所述第二数字控制信号值；
-可控组合器电路(16)，所述组合器电路的输入连接至所述第一和第二数模转换电路(14a，b)的输出，所述组合器电路的输出连接至所述第二比较器输入，所述控制电路(18)的第一输出连接至可控组合器电路(16)，使得所述组合器电路(16)分别在所述向上和向下跟踪模式中，向所述第二比较器输入提供由所述第一和第二数模转换电路(14a，b)确定的第一和第二组合器输出信号，并且在所述相对电平检测模式中，向所述第二比较器输入提供第三组合器输出信号，所述第三组合器输出信号对应于所述第一和第二组合器输出信号的平均值，
-所述控制电路(18)在所述向上跟踪模式中，通过所述感测信号的向上变化的所述第一模数转换电路(14a)，来控制一个方向的向上跟踪，并且在所述向上跟踪模式中，通过所述感测信号的向下变化的所述第二模数转换电路(14b)，来控制一个方向的向下跟踪。

3、  如权利要求2所述的电子感测电路，其中所述控制电路(18)用于分别在切换至所述向上和向下跟踪模式之时或之前，将所述第一和第二数字控制值复位至一个电平，该电平分别低于和高于在前一向上和向下跟踪模式期间呈现的值。

4、  如权利要求2所述的电子感测电路，包括检测电路(12，16，14a，b)，用于检测所述感测信号是否已经经过最大值和/或最小值，所述控制电路(18)用于当所述检测电路(12，16，14a，b)检测到所述感测信号已经分别经过所述最大值和/或最小值时，控制从所述向上跟踪模式切换至所述向下相对电平检测模式，和/或从所述向下跟踪模式切换至所述向上相对电平检测模式。

5、  如权利要求4所述的电子感测电路，其中所述检测电路(12，16，14a，b)用于将所述感测信号与阈值进行比较，来分别控制从所述向上和/或向下跟踪模式的切换，所述阈值位于所述第一和第二组合器输出信号的平均值与所述第一和/或组合器输出信号之间。

6、  如权利要求5所述的电子感测电路，其中所述控制电路(18)使所述组合器电路(16)在将所述第一和/或组合器输出信号提供至所述第二比较器输入与将所述阈值提供至所述第二比较器输入之间切换，来分别控制从所述向上和/或向下跟踪模式的切换。

7、  如权利要求4所述的电子感测电路，其中所述检测电路包括定时器电路(70)，用于检测在所述向上和/或向下跟踪模式中，在预定长度的时间间隔内，所述比较器的输出是否出现转换。

8、  如权利要求2所述的电子感测电路，包括锁存器电路(19)，该锁存器电路连接至所述比较器(12)的输出，所述控制电路(18)的一个输出连接至所述锁存器电路(19)的控制输入，以至于使得所述锁存器电路(19)在所述相对电平检测模式中跟随所述比较器(12)的输出信号，在所述跟踪模式中锁存所述比较器(12)的输出信号。

9、  如权利要求2所述的电子感测电路，其中所述组合器电路(16)形成平均值，使得该平均值对应于所述第一和第二组合器信号具有相等权重时的平均值。

10、  如权利要求2所述的电子感测电路，其中所述第一和第二数模转换电路(14a，b)共用一公共分压结构(40)。

11、  如权利要求2所述的电子感测电路，其中所述第一和第二数模转换电路(14a，b)中每一个包括一组开关(42)，用于在所述控制电路(18)的控制下，将所述公共分压结构(40)的选定节点的电压传递到所述组合器电路(16)。

电子感测电路
在对模拟传感器的输出信号进行电子处理时，未知的偏移电压或甚至漂移偏移电压经常带来问题。为了获得能够被数字化处理的信息，诸如关于感测信号跨越预定电平的时刻的信息，或者关于在给定时刻相对于预定电平来说感测信号的电平的信息，该感测信号必须与参考电平进行比较。参考电平中的偏移电压，以及将参考电平与感测信号进行比较的比较器电路中的偏移电压都会混淆该比较。
参考电压漂移问题的一种解决方案是定义与感测信号呈现的最大电平和最小电平相关的参考电平。这对于在最大值和最小值之间反复变化的感测信号特别有用，其中该感测信号是被感测参数的函数。采用模拟和数字解决方案来实现这个方案都是可以的。在模拟解决方案中，可以使用带有二极管和电容的峰值电平检测器来建立最小值和最大值，并且将该峰值电平检测器与分压网络结合，从确立的最小值和最大值中产生参考电平。可惜的是，这样的解决方案受到电流泄漏问题的影响，这在传感器电路经常遇到的高温环境中尤其严重。
在数字解决方案中，进行信号的A/D切换，最小数字值和最大数字值被确定并用于计算参考电平。在数字的后处理解决方案中，这种方式可以用于其他数字化值的数字缩放，但是这样的后处理不能精确地确定感测信号跨越预定电平的时刻；并且该解决方案需要具有高分辨率。在另一实施例中，使用最小数字值和最大数字值数字地计算参考电平，该计算出的参考电平被转换回模拟值，并以模拟方式与感测信号进行比较。这样，能够保持转换定时。但是，这样的解决方案包括大量的电路开销，也还可能遭受比较器中偏移的影响，该比较器将感测信号与产生的参考电平进行比较。
本发明的其中一个目的是提供一种电子感测电路，用于定义与感测信号进行比较的参考电平，该感测信号不受模拟解决方案中固有的未知偏移或漂移的影响，也不需要完全的数字解决方案的高开销。
本发明提供了一种如权利要求1所述的电子感测电路。该电路将感测信号与参考电平进行比较，其中使用最小值和最大值产生该参考电平。在该电路中，利用同一比较器执行所有关键的比较，即确定最小值和最大值，以及将感测信号与参考电平进行比较。这样，该比较器的任何偏移都不会影响结果。在感测信号的一个周期中，该电路在相对电平检测模式和跟踪模式之间切换，以确定最小值和最大值。利用D/A转换器电路产生最大值和最小值。在向上和向下跟踪模式中，由第一和第二数字控制信号值确定的信号分别作为参考电平提供至比较器，并且相应的D/A转换器电路只在各自的方向上跟踪感测信号的变化，直到比较器指示感测信号分别低于和高于所提供的参考电平。
优选地，使用第一和第二D/A转换器电路产生响应于各个控制信号值的最大值和最小值。这会减小转换误差的影响。在向上和向下跟踪模式中，由第一和第二D/A转换器电路的输出控制的信号，分别作为参考电平提供至比较器，并且相应的D/A转换器电路只在各自的方向上跟踪感测信号的变化，直到比较器指示感测信号分别低于和高于提供的参考电平。
在相对电平检测模式中，在向上和向下跟踪模式中作为参考电平提供的信号的平均值，被作为参考电平提供至比较器。优选地，这些信号在平均值中权重相同，但是在其他实施例中，例如，如果使用比较器将感测信号与相对于最小值和最大值来说的多电平进行比较，其中该多电平是多比特A/D转换的一部分，也可以使用不相等的权重。优选地，在向上和向下跟踪模式中作为参考电平提供的信号分别唯一的由第一D/A转换器电路或第二D/A转换器电路确定，而不受另一D/A转换器电路的影响。但是，如果作为参考电平提供的信号具有交叉相关，也不会影响结果。优选地，该电路保持在相对电平检测模式中，直到比较器指示感测信号已经跨越提供的参考电平。
优选地，如果向上跟踪达到的电平低于前一向上跟踪模式期间呈现的值，并且如果向下跟踪达到的电平高于前一向下跟踪模式期间呈现地值，则布置控制电路，在切换至跟踪模式之时或之前，复位D/A转换器电路的数字控制值，其中在该跟踪模式中，D/A转换器跟踪感测信号。这样，关于感测信号的最大值和最小值的暂时变化可以被考虑在内。优选地，数字控制值被复位至最小可能值和最大可能值。但是在一个实施例中，它们可以被复位至更小的范围，例如通过降低或升高预定数量的数字步长。这样，可以提供保护来避免由于局部最小值或最大值引起的误差。
优选地，在比较器的输出端提供锁存器，在相对电平检测模式下，允许该锁存器传递比较器的输出信号，在跟踪模式下，该锁存器保持前一个信号。这样，参考电平选择机制对于锁存器后面的电路是透明的。
优选地，当检测到感测信号已经经过最大值或最小值时，自动执行从跟踪模式切换至相对电平检测模式。这可以通过例如以下方式实现：分别在向上和向下跟踪模式中，检测到D/A转换器的输出信号在预定长度的时间间隔内没有必须的向上或向下的改变。在另一实施例中，这通过以下方式检测：分别在向上和向下跟踪模式中，检测感测信号是否下降至或上升至低于或高于最大值或最小值且超过一个阈值。有利地，使用比较器执行必要的比较，这些比较用于切换至相对电平检测模式，并且，该比较器也用于建立最大值和最小值以及相对电平检测。但是，由于这些比较在相对电平检测期间不会直接影响参考电平，所以可以使用其他的比较器而不影响偏移。
将利用附图，以非限制方式描述本发明的这些和其他的目的以及有利的方面。
图1表示传感器电路；
图2表示感测中包含的信号；
图3表示传感器电路的感测部分；
图4表示数模转换器电路；
图5表示组合器电路；
图6表示控制电路；
图7表示另一控制电路；
图8表示传感器电路的一部分。
图1表示传感器电路，该传感器电路具有感测部分10，比较器12，一对数模(D/A)转换器电路14a，b，可开关组合器电路16，控制电路18和锁存器19。D/A转换器电路14a，b具有模拟信号输出，该输出连接至组合器电路16。感测部分10和可开关组合器电路16的输出连接至比较器12的输入，该比较器的输出连接至锁存器19。控制电路18的输入连接至比较器12的输出，控制电路18的数字信号输出连接至D/A转换器电路14a，b的输入、可开关组合器电路16以及锁存器19。
运行时，感测部分产生感测信号，该感测信号具有摆动性质，在最小值和最大值之间上下往复。相关信息包含在感测信号跨越最小值和最大值之间的中间电平的时刻中。
在一个实施例中，在与感测部分10的感测信号跨越预定电平的时刻成固定关系的时刻处，传感器电路使锁存器19的输出进行信号电平转换，其中该预定电平是相对于感测部分10的感测信号的最大值和最小值来说的预定电平(通常是一半电平)。应该注意，使用这种单一电平(通常是一半电平)是为了举例说明本发明的一种重要应用，但是其他的应用也是可以的，在其他的应用中，可以与关于最小值和最大值定义的多个电平进行比较。这可以用于，例如多比特模数转换器中。类似地，在一个应用中，保存与电平跨越之间的精确时间关系是很重要的，但是在其他应用中，确定感测信号在特定时刻是否高于或低于一个电平已足够。在这种情况下，不需要保存电平跨越的时间。
所有关键的比较，即用于确定最小值和最大值的比较，以及与相对于最小值和最大值定义的电平(诸如一半电平)的任意比较都由比较器12完成，以至于比较器12中如果有任何偏移的话，该偏移对时刻的确定没有影响。优选地，使用一个比较器12完成所有需要的比较，但是在不脱离本发明的情况下，一些比较可以由其他比较器执行，这些比较不直接影响与感测信号进行比较的电平。
图2表示感测部分10的感测信号20的一个例子，该感测信号具有最大值22，最小值23以及中间电平21。控制电路在各个时间间隔28a-d中，周期地呈现4个状态。
在时间间隔28a期间呈现的向上跟踪状态中，控制电路18使第一D/A转换器电路14a跟踪感测信号20的向上变化。在该状态中，控制电路18使组合器电路16输出来自第一D/A转换器电路14a的电压。比较器12将该电压与感测部分10的感测信号20进行比较。如果比较器12的输出信号指示来自第一D/A转换器电路14a的电压低于感测信号20，则控制电路18逐步增加第一D/A转换器电路14a的数字输入信号，直到比较器12指示第一D/A转换器电路14a的电压高于感测信号20。在该向上跟踪状态中，控制电路18使锁存器19保持它的逻辑输出值(逻辑高值)。当控制电路18切换至向上跟踪状态时，它首先复位第一D/A转换器电路14a的数字输入信号至低于最大值的一个电平，该电平通常采取最低的可能电平。
在时间间隔28b，28d期间呈现的向上和向下相对电平检测状态中，控制电路18使比较器将感测信号20与D/A转换器电路14a，b的输出信号的平均值进行比较。在这些状态中，控制电路18保持D/A转换器电路14a，b的数字输入信号恒定，并使组合器16输出D/A转换器电路14a，b的输出电压的平均值。在该时间段内，控制电路18使锁存器19输出信号，该信号跟随比较器12的输出信号。
时间间隔28c期间呈现的控制电路的向下跟踪状态与向上跟踪状态相同，除了控制电路18使第二D/A转换器电路14b跟踪感测信号20中的向下变化。在该向下跟踪状态中，控制电路18使锁存器19保持比较器在向下相对电平检测状态结束时的逻辑输出值(逻辑低值)。当控制电路18切换至向下跟踪状态时，它首先复位第二D/A转换器电路14a的数字输入信号至高于最小值的一个电平，该电平通常采取最高的可能电平。
锁存器19的最终输出如轨迹29所示，其中实线部分表示锁存器19跟随比较器12的输出(在时间间隔28b，28d期间的向上和向下相对电平检测状态中)，虚线表示锁存器保持前一个值(在时间间隔28b，28d期间的向上和向下跟踪状态中)。
控制电路18可以以不同的方式触发状态之间的转换。例如，在外加于第一D/A转换器电路14a的数字输入信号没有任何上升，且预定长度的时间间隔已经出现的时刻25处，控制电路18从向上跟踪状态切换至向下相对电平检测状态。类似地，在外加于第二D/A转换器电路14b的数字输入信号没有任何下降，且预定长度的时间间隔已经出现的时刻25处，控制电路18从向下跟踪状态切换至向上相对电平检测状态。在时间间隔28b，d期间，响应于比较器12的输出信号的电平改变，出现从向下相对电平检测状态至向下跟踪状态的切换以及出现从向上相对电平检测状态至向上跟踪状态的切换。优选地，提供相对电平检测状态和跟踪状态之间的中间状态，在跟踪状态前复位相应的D/A转换器电路14a，b的数字输入信号。
在另一实施例中，在时刻25处，当感测信号低于第一D/A转换器电路14a的输出电压且超过由第一和第二D/A转换器电路14a，b输出电压之间的距离的预定部分时，控制电路18从向上跟踪状态切换至向下相对电平检测状态。类似地，在该实施例中，在时刻25处，当感测信号高于第一D/A转换器电路14a的输出电压且超过由第一和第二D/A转换器电路14a，b输出电压之间的距离的预定部分时，控制电路18从向下跟踪状态切换至向上相对电平检测状态。
图3表示感测部分10的实施例。该实施例包括由感测电阻30a-d构成的惠斯通电桥和连接至惠斯通电桥输出的差分读出放大器32。读出放大器32的单端输出34连接至比较器12(未示出)的输入。在典型实施例中，要被感测的外部因素所产生的影响，诸如凸轮齿轮的旋转，使4个感测电阻30a-d的电阻值周期变化，并且具有基本相同的波形，但是彼此之间相位不同。在这种情况下，感测电阻可以连接在惠斯通电桥中，使得惠斯通电桥输出端的电压变化与电源端具有相同的波形，但是彼此具有不同的相位。
图4表示D/A转换器的实施例，该D/A转换器可以用于实现第一和第二D/A转换器电路14a，b。该D/A转换器包括电阻分压网络40，以及开关电路42。该分压网络包括多个电阻，该多个电阻串联于2个电源连接端Vdd，Vss之间。各个电阻之间的每个节点都经由开关电路42中各个开关晶体管的主电流通道连接至公共输出端44。控制电路18(未示出)经由接口46连接至晶体管的控制极，并使一个被选择的晶体管导通，用于控制输出端44的模拟输出电压。优选地，电阻分压网络40被第一和第二D/A转换器电路14a，b共用，每个D/A转换器电路14a，b具有各自的开关电路42。
图5表示可开关组合器电路的实施例。该电路包括一对缓冲放大器50a，b，该一对缓冲放大器具有差分输入，其中负输入(从该输入端，电压上升会导致输出信号的下降)连接至缓冲放大器50a，b的输出，正输入连接至对应的D/A转换器电路14a，b(未示出)的输出。缓冲放大器50a，b的每个输出经由各自串联连接的电阻元件52a，b和开关54a，b连接至组合器电路的输出56。电阻元件52a，b具有相同的值。开关54a，b由控制电路18(未示出)控制，控制电路使开关54a和另一开关54b分别在向上和向下跟踪状态中导通，并使开关54a，b在向上和向下相对电平检测状态中都导通。当然，可以使用射极跟随器或源极跟随器代替缓冲放大器50a，b，放大倍数不需要大于1。
图6表示控制电路18的实施例，该控制电路包括状态机60，一对计数器64a，b和一对逻辑门66a，b。连接至比较器12(未示出)输出的输入62，连接至状态机60，并经由逻辑门66a，b连接至计数器64a，b的时钟输入。状态机60的输出连接至计数器64a，b的复位输入，并经由逻辑门66a，b连接至计数器64a，b的时钟输入。而且，状态机60的输出连接至可开关组合器电路(未示出)和锁存器(未示出)。
运行时，状态机60在不同状态之间切换。当切换至向上跟踪状态时，状态机60临时向其中一个计数器64a(最大值计数器)提供复位信号，并且随后，使比较器12输出的信号通过最大值计数器64a。状态机通知锁存器19保持它的输出数据，并通知组合器电路16传递第一D/A转换器电路14a的信号。最大值计数器64a的输出控制第一D/A转换器电路14a的D/A转换。为了这个目的，最大值计数器64a可以是Johnson计数器，该计数器向开关电路42中的晶体管提供逻辑高信号，随着计数器64a向上计数，将逻辑高信号提供给与分压结构40中逐渐增高的节点相连接的晶体管。
响应于比较器12的逻辑高信号，最大值计数器64a进行计数，直到比较器12指示第一D/A转换器电路14a的最终输出超过感测信号20。为了向上计数，可以将时钟脉冲(未示出)提供给计数器64a，或者只要在比较器输出逻辑高时，使计数器64a在时钟脉冲影响下向上计数。然后，状态机60确定感测信号20是否已经经过它的最大值。
图7表示为了该目的，具有定时电路70的实施例，该定时电路每次当比较器12输出逻辑高时被复位，并且在没有这样的逻辑高但预定时间期满时发出一个信号，表示感测信号20已经经过最大值。响应于检测到感测信号20已经经过它的最大值，状态机从向上跟踪状态切换至向下相对电平检测状态。
在向下相对电平检测状态中，状态机60停止计数器64a，b的计数，并使组合器电路输出第一和第二D/A转换器电路14a，b输出的平均值，然后该状态机使锁存器19传递来自比较器12的信号。比较器12的输出信号初始是逻辑高，但是当感测信号20经过第一和第二D/A转换器电路14a，b输出电压的中间电平时，该比较器输出信号下降为逻辑低。在该转换中，状态机切换至向下跟踪状态。
向下跟踪状态的运行与向上跟踪状态的运行相似，除了状态机现在使组合器电路16输出第二D/A转换器电路的信号，以及当比较器12的输出是逻辑低时，最小值计数器64b被复位至最大值后向下计数。当状态机检测到感测信号20已经经过它的最小值时，例如利用定时器检测到在预定长度的时间间隔内没有逻辑低出现，那么状态机从向下跟踪状态切换至向上相对电平检测状态。
向下相对电平检测状态中的操作与向上相对电平检测状态中的操作相似，除了当比较器12的输出信号切换至逻辑高时，状态机60切换至向上跟踪状态。
虽然假设状态机60储存关于它自己状态的信息，但是应该理解可以使用锁存器19的输出来控制状态机60的部分状态。
虽然已经描述了利用定时器电路，实现对感测信号20已经经过其最大值或最小值的检测，但是应该理解其他的实现方式也是可以的。在另一实施例中，这可以通过感测信号20和D/A转换器电路14a，b的输出之间的距离来检测：如果在向上跟踪状态中，感测信号20低于D/A转换器电路14a的输出且超过一个阈值，那么状态机切换至向下相对电平检测状态。
检测经过该阈值可以通过提供附加的比较器电路(未示出)实现，该附加的比较器电路将感测信号20与第一和第二D/A转换器电路14a，b的输出信号的加权平均值进行比较，其中第一D/A转换器电路14a的输出信号的权重(例如3/4)大于第二D/A转换器电路14b的输出信号的权重(例如)。在该实施例中，附加比较器电路(未示出)的输出连接至状态机60的输入，使得从向上跟踪状态切换至向下相对电平检测状态。在向下跟踪状态中使用类似的比较，但加权平均值中，第一D/A转换器电路14a的输出信号的权重(例如)小于第二D/A转换器电路14b的输出信号的权重(例如3/4)。
图8表示利用比较器12实现这些比较的另一实施例。在这种情况下，组合器电路16用于从第一D/A转换器电路14a的输出信号V1，第二D/A转换器电路14b的输出信号V2，平均值(V1+V2)/2，以及阈值(3V1+V2)/4和(V1+3V2)/4中选择一个输出。这可以通过以下方式实现：在缓冲放大器50a，b的输出之间串联4个加权电阻，以及通过开关从该串联排列中的可选择节点的信号中作出筛选。在向上跟踪中，状态机60使组合器电路在时钟信号的作用下，在输出V1和(3V1+V2)/4之间转换，当选择V1时，最大值计数器64a增加，当使用(3V1+V2)/4时，输出用于控制至向下相对电平检测状态的切换。可以使用类似的安排，用于从向下跟踪状态切换。
可以理解后一实施例的优势是，它不受比较器12的偏移电压误差的影响，也不需要关于感测信号20频率的任何假设。但是，用于从向上和向下跟踪状态切换的阈值(3V1+V2)/4和(V1+3V2)/4不重要，所以如果感测信号足够大，可以使用附加的比较器。并且，当然，使用的权重可以不是和3/4。但是，可以使用其他方法来决定向相对电平检测状态的切换，例如在跨越平均电平后经过预定时间间隔。
可以理解本发明不限于所示的实施例。例如，可以使用任何其他类型的D/A转换来代替具有开关电路42的分压网络40。类似地，计数器64a，b可以是常规计数器(具有向上计数的数字输出，例如0000，0001，0010，0011，0100等)，该计数器后跟有任何适合的数字转换电路，用于控制D/A转换器电路14a，b。优选地，D/A转换器电路14a，b共用分压器40。可以使用任何组合器电路16，诸如电流加法电路，例如用于对D/A转换器电路14a，b产生的电流求和。并且，只有组合器电路16的输出信号之间的差值是相关的：用于检测最大值的状态中的电压输出与用于检测电平跨越的状态中的电压输出之间的差值应该是(V1+V2)/2，就像用于检测电平跨越的状态中的电压输出与用于检测最小值的状态中的电压输出之间的差值一样。可以向这些电压增加任意共同的偏移。可以使用电流代替电压，作为D/A转换器的输出和进行比较等。
可以使用单一D/A转换器电路代替单独的D/A转换器电路14a，b和组合器电路16，该单一D/A转换器电路在向上跟踪模式中具有跟踪数字最大值，在向下跟踪模式中具有跟踪数字最小值，(两者可选择交替用来检测已经经过最大值或最小值)，在相对电平检测模式中具有这些最小值和最大值的(加权)数字平均值。这样的优势在于需要更小的空间用于D/A转换。但是，它意味着任何D/A转换误差可能导致在比较器12输入端的不希望的偏移电压。
替代使用锁存器19，比较器12的输出可以直接连接至其他的电路，当该输出有效时，控制电路18向这些其他电路发信号。但是，锁存器19的使用使得传感器电路中的电平调整对于其他的电路来说完全透明。在相对电平检测状态中，代替感测信号20和平均值(V1+V2)/2之间的比较，当然可以通过组合器电路16的恰当修改，实现与其他的任何信号(W1*V1+W2*V2)/(W1+W2)的比较。类似地，在跟踪模式中，不需要组合器16提供的信号只依赖于D/A转换器电路14a，b中一个的各个输出信号Va，Vb。例如，如果在向上跟踪模式中，提供信号A*Va+B*Vb，那么第一D/A转换器电路14a最终呈现输出值Va，使得Vmax＝A*Va+B*Vb，类似地，如果在向下跟踪模式中，提供信号C*Va+D*Vb，那么第二D/A转换器电路14b最终呈现输出值Vb，使得Vmin＝C*Va+D*Vb。如果在相对电平检测状态中，提供A*Va+B*Vb和C*Va+D*Vb的平均值，那么平均值还等于(Vmax+Vmin)/2(或者任意其他加权平均值)。但是，可以理解，如果B或者C不等于0，Vb的变化会影响用于Vmax和Vmin的值。考虑到满足某些稳定性条件(例如，A＞B和D＞C，如果A，B，C，D为正)，如果Vmax和Vmin保持相同也没关系。当Vmax和Vmin变化时，则产生Vmax和Vmin变化的滤波形式。