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本发明提供一种光接收装置，其接收光DQPSK信号，并将光干涉仪的两个分支的相位差控制为最佳值。使光DQPSK信号射入到两台光干涉仪中，该两台光干涉仪与光DQPSK信号的1符号时间相等地设定两个分支的延迟时间差，并且相互正交。光接收装置(100)将该光DQPSK信号转换为强度信号来接收。差分放大器(11、12)求出前置放大器(15、16)的输出和与其连接的识别器(17、18)的输出的各个差分信号。在该差分信号中作为振幅包含有相位部(22、32)中的相位的偏移。控制电路(40、50)为了使该差分信号变小，调整光干涉仪(20、30)内部的各个相位部(22、32)的相位，使两个分支的相位差成为希望的相位差。

1.  一种光接收装置，其用于接收光差动四值相移键控信号，其特征在于，具有：
光干涉仪，其具有对输入的光差动四值相移键控信号的一部分所通过的两个分支中的一方给予延迟时间的延迟部、以及调整该分支或者另一分支的相位对所述两个分支的信号给予相位差的相位部；
光电转换元件，其把来自所述光干涉仪的光信号转换为电信号然后进行输出；
识别器，其根据该电信号和预定的阈值再生数字信号然后进行输出；
差分器，其求出向所述识别器的输入和所述识别器的输出的差信号；以及
控制电路，其调整通过所述相位部给予的相位，以使求出的差信号变小。

2.  根据权利要求1所述的光接收装置，其特征在于，
所述相位部具有加热器，
所述控制电路通过调整所述相位部的所述加热器的温度来调整所述相位差。

3.  根据权利要求1所述的光接收装置，其特征在于，
还具有前置放大器，该前置放大器放大来自所述光电转换元件的信号然后输出给所述识别器。

4.  根据权利要求1所述的光接收装置，其特征在于，
所述控制电路具有：
输出预定的频率的信号的振荡器；
输入包含该频率的振动成分的所述差信号，与来自所述振荡器的输出进行同步检波，从差信号取出该频率成分的同步检波电路；
取得用于给予预定的相位差的信号和同步检波电路的输出的差分的差分电路；以及
将来自所述振荡器的信号和该差分相加，生成向所述相位部的控制信号的加法电路。

5.  根据权利要求4所述的光接收装置，其特征在于，
所述同步检波电路具有：
将所述差信号和所述振荡器的输出相乘的混频器；以及
以预定的频率对来自所述混频器的输出进行滤波的低通滤波器。

6.  根据权利要求1所述的光接收装置，其特征在于，
所述控制电路具有：
输入所述差信号，以预定的频率进行滤波的低通滤波器；
将所述低通滤波器的输出转换为直流信号的微波检波器；以及
生成向所述相位部的控制信号，以使所述微波检波器的输出变小的控制器。

7.  根据权利要求6所述的光接收装置，其特征在于，
所述控制器，
求出本次处理时间中的从所述微波检波器输入的第一直流信号和存储器中存储的上次的处理时间中的第二直流信号的差，
在差大于预先设定的阈值时，对应第一直流信号与第二直流信号的大小关系，使所述控制信号增减预定的值。

8.  根据权利要求1所述的光接收装置，其特征在于，
所述相位部和所述延迟部被设置在同一分支上。

9.  根据权利要求1所述的光接收装置，其特征在于，
所述相位部和所述延迟部被设置在不同的分支上。

10.  根据权利要求1所述的光接收装置，其特征在于，
具有：
第二光干涉仪，其具有对光差动四值相移键控信号的一部分所通过的两个分支中的一方给予延迟时间的第二延迟部、以及调整该分支或者另一分支的相位对所述两个分支的信号给予相位差的第二相位部；
分支器，其对从传输路径输入的光差动四值相移键控信号进行分支，将一方输入到所述光干涉仪中，将另一方输入到所述第二光干涉仪中；
第二光电转换元件，其把来自所述第二光干涉仪的光信号转换为电信号；
第二识别器，其根据该电信号的电平再生数字信号然后进行输出；
第二差分器，其求出向所述第二识别器的输入和所述第二识别器的输出的第二差信号；以及
第二控制电路，其调整通过所述第二相位部给予的所述相位差，以使求出的第二差信号变小。

11.  根据权利要求10所述的光接收装置，其特征在于，
与所述光差动四值相移键控信号的1符号时间相等地设定所述延迟部以及所述第二延迟部的延迟时间，
所述干涉仪和所述第二干涉仪相互正交。

12.  一种光接收装置，其用于接收光差动四值相移键控信号，其特征在于，
具有：
光干涉仪，其具有对输入的光差动四值相移键控信号的一部分所通过的两个分支中的一方给予延迟时间的延迟部、对所述两个分支的信号给予预定的相位差的相位部、以及调整与所述相位部不同的分支的信号的相位的相位调整部；
光电转换元件，其把来自所述光干涉仪的光信号转换为电信号；
识别器，其根据该电信号的电平再生数字信号然后进行输出；
差分器，其求出向所述识别器的输入和所述识别器的输出的差信号；以及
控制电路，其调整通过所述相位调整部给予的相位，以使求出的差信号变小。

光接收装置
技术领域
本发明涉及光接收装置，涉及在光纤通信系统中，接收光差分四值相移键控(DQPSK)信号的光接收装置，尤其涉及内置了可以将在光学接收装置内部设置的两台光干涉仪的光学特性控制为最适于接收的状态的机构的光接收装置。
背景技术
现有的光通信系统应用了使用光强度的2值的调制解调技术。具体地说，在发送侧将数字信息的“0”和“1”转换成光强度的开关(ON/OFF)然后发送给光纤，对在光纤中传播的光在接收侧进行光电转换恢复原来的信息。近年来，随着因特网爆炸式的普及，对光通信系统要求的通信容量飞跃地上升。为了通信容量的大容量化，到目前为止一直是通过提升进行光开关的速度，即提升调制速度来进行应对。但是，在该提升调制速度来实现大容量化的方法中，一般存在以下的课题。
首先，为了对光进行开关，需要可以超高速地进行动作的新的电子设备以及光学设备。存在新的设备的开发需要费用和时间这样的课题。此外，还存在当提升调制速度时，由光纤的波长分散限制的可传输距离变短的课题。一般，当码率为2倍时，由波长分散限制的传输距离变为1/4。同样还存在当提升调制速度时，由光纤的极化分散限制的可传输距离变短的课题。一般，当码率成为2倍时，由极化分散限制的传输距离成为1/2。
因此，最近，作为增加通信容量的光调制解调方式，不是目前的光强度的2值调制，而是正在研究使用光相位的调制解调方式。其中，QPSK(QuaternaryPhase Shift Keying)由于具有以下的特征而备受注目。即，在QPSK中因为符号率是码率的一半，所以无需在现有的光强度的2值调制方式中所需要的通过码率进行动作的超高速电子设备和光学设备。此外，在为QPSK时还具有以下的特征：由光纤的波长分散限制的传输距离与现有的光强度的2值调制方式相比可延伸至4倍，此外，由极化分散限制的通信距离与光强度的2值调制方式的通信距离相比伸长至2倍，所以适于长距离通信系统。此外，在专利文献1中记载了QPSK的具体的调制解调方式。
此外，在QPSK中使用了差分编码的差分四值相移键控(DifferentialQuaternary Phase Shift Keying，以下简称为DQPSK)由于接收器的结构简单而受到关注。在DQPSK信号中，对应于被差分编码的2比特的分组，即(0、0)、(1、0)(1、1)(0、1)，使光的相位分别与π/4、3π/4、5π/4、或7π/4对应。在光接收侧，为了把在光纤中传播来的光DQPSK信号分支为两路，进行差分解码，经由两台干涉仪转换为强度信号，并且将强度信号转换为电信号来接收，上述两台干涉仪被设定为各个干涉仪中的两个分支的延迟时间差成为DQPSK的1符号时间。此外，将两台光干涉仪的两个分支的相位差分别设定为+π/4和-π/4。DQPSK的接收器具有以下等特征：与QPSK的接收器相比不需要局部发光源，并且不需要对于信号光的极化采用分集接收器结构，接收器的数量变为一半，结果，可以实现低成本的光接收装置。
但是，如上所述，在光DQPSK信号的接收器中，需要将光干涉仪的两个分支的相位差分别设定为+π/4和-π/4。但是，干涉仪由于周围温度和构成干涉仪的部件的老化，该相位差从±π/4偏移。该相位偏移引起接收灵敏度的恶化。例如，根据非专利文献1，当从上述最佳的相位差偏移6度(＝π/30)时，灵敏度恶化1dB。一般使用的光干涉仪当由于形成光波导的物质的折射率的温度依赖性和由光波导基板的线膨胀率决定的温度依赖性导致温度上升时，光路长度伸长，当温度下降时光路长度变短。因此，由于温度上升光干涉仪的两个分支的相位差变大，此外由于温度下降相位差变小。关于对在光QPSK信号的接收器中使用的光干涉仪附加加热器、调整两个分支的光路长度差来把相位差设定为希望值的结构，例如在非专利文献2中记载了其例子。
所谓相位差对于温度敏感是指一次设定的相位差由于周围温度的影响从最佳的值偏移。并且，由于加热器随时间的变化，不会随时间产生希望的发热量，结果会招致相位差随时间从最佳值偏移。
作为把上述相位差从最佳值的偏移控制为最小的技术，例如具有在专利文献2、专利文献3、专利文献4中公开的技术。
专利文献2的技术为：例如在接收器上设置针孔孔径监视器，求出信号振幅分布的平均值、最小值或最大值，控制光干涉仪的一侧的分支的相位，以使平均值成为最大，最大值成为最小，或最小值成为最大。专利文献3的技术为：例如计算前置放大输出的平方(或者对前置放大输出进行全波整流)，控制光干涉仪以使该信号的低频成分变为最小。专利文献4的技术为：例如分别将I、Q分支各自的前置输出与Q、I分支的数据再生电路的输出相乘，使用该低频信号成分进行光干涉仪的控制。
【专利文献1】特表2004-516743号公报
【专利文献2】特开2007-181171号公报
【专利文献3】特开2007-60583号公报
【专利文献4】特开2007-20138号公报
【非专利文献1】Keang-Po Ho、「The Effect of Interferomter Phase Error onDirect-Detection DPSK and DQPSK Signals」、IEEE Photonics TechnologyLetters、Vol.16、No.1、308(2004)
【非专利文献2】Yannick Keith Lize、et al、「Phase-Tunable Low-Loss S-、C-、and L-Band DPSK and DQPSK Demodulator」、IEEE Photonics TechnologyLetters、Vol.19、No.23、1886(2007)
发明内容
但是，在专利文献2的技术中，除了通常的接收器结构以外需要超高速采样电路(测定器)，无法避免成为高成本的接收器。此外，在专利文献3的技术中，因为使用平方电路(或全波整流电路)，所以容易受到接收信号中包含额噪音或光纤传输导致的波形失真的影响。并且，在专利文献4的技术中，因为相互利用I、Q分支的信号控制光干涉仪，所以由于一方的分支的信号恶化(功率变动、波形变动)影响另一方的分支的控制。此外，无法独立地进行各个分支制造时的调整以及检查，调整以及检查困难。
作为把在光DQPSK信号的接收装置内部使用的两台光干涉仪的两个分支的相位差控制为最佳值的方式，寻求不使用以极超高速进行动作的测定器等，可以通过低成本来实现的、并且不会极大地受到由光纤传输导致的波形失真的影响，并且两台光干涉仪的控制相互独立地进行的控制方式。
本发明鉴于以上的问题，其目的在于把在光接收装置内部设置的两台光干涉仪的光学特性控制为最适于接收的状态。本发明的目的之一在于，构筑光DQPSK信号的接收动作变得稳定可以实现高灵敏度接收的、稳定的通信系统。
此外，本发明的目的之一在于，提供低成本并且不会极大地受到波形失真的影响，并且两台光干涉仪的相位差的控制相互独立地进行的光接收装置以及光干涉仪的控制方法。
上述课题的解决对策可以通过以下方式来实现：取得在光接收装置中内置的前置放大器的输出和具有在零电平下进行识别的阈值的识别器或时钟数据再生电路的输出的差分，将该信号作为控制信号，控制光干涉仪的相位部以使该信号成为最小。
以下参照图1更加详细地说明其原理。此外，关于装置的结构将在后面进行详细地叙述。从光发送器经由作为传输路径的光纤入射到光接收装置100的光DQPSK信号1通过光耦合器10分支为两路，分别入射到光干涉仪20和30。光干涉仪20和30的输出通过平衡型光电转换元件13和14转换为电信号，该电信号分别通过前置放大器15和16放大。该输出分别通过识别器、或时钟数据再生电路(以下为了简单记载为识别器)17和18，作为数字信号被取出。此外，将光干涉仪20和30各自的两个分支的相位差设定为最佳值，即将一方的光干涉仪的两个分支的相位差设定为+π/4，将另一方的光干涉仪的两个分支的相位差设定为-π/4(使它们为最佳值)。此时，前置放大器15的输出信号<V+>和前置放大器16的输出信号<V->分别可以由以下的公式表示。
<V+>=cos(θ-π/4)/2]]><V->=cos(θ+π/4)/2]]>公式(1)
在此，θ表示光DQPSK信号的光的相位与1符号时刻前的光DQPSK信号的光的相位的相位差，<V+>和<V->表示将光干涉仪的相位差设定为最佳值时的前置放大器15和16的输出电压V+和V-的值。在公式(1)中为了使记述变得简单，设R·ZT＝1(即，通过R·ZT进行了标准化)。在此，R表示平衡型光电转换元件13以及14的转换系数，ZT表示前置放大器15和16的变压器阻抗。
如上所述，光DQPSK信号的相位取π/4、3π/4、5π/4、7π/4中的某一个值，所以该与1符号时刻前的光DQPSK信号的相位差θ为0、π2、π、3π/2中的某个值。因此，将光干涉仪的两个分支的相位差设定为最佳值时的前置放大器15和16的输出信号<V+>和<V->取图9所示的值。当把该前置放大器15、16的输出信号输入给将阈值设定为0的识别器17或18时，其输出成为与前置放大器输出相同的值，即，成为图9的值。
在此，考虑光干涉仪20、30的两个分支的相位差由于周围温度的变化或随时间的变化等，从作为最佳值的±π/4偏移的情况。例如，考虑一方的光干涉仪20的相位差从+π/4偏移到+π/4+ε，另一方的光干涉仪30的相位差从-π/4偏移到-π/4+μ的情况。此时，前置放大器15和16的输出分别通过以下公式表示。
V+=cos(θ-π/4-&epsiv;)/2]]>V-=cos(θ-π/4-μ)/2]]>公式(2)
在此，ε和μ足够小一阶近似成立时，如果通过加法定理展开公式(2)进行一阶近似，则上述V+和V-如以下那样表示。例如，在此近似为cosε＝1，sinaε＝ε。
V+＝<V+>-ε·<V->V-＝<V->+μ·<V+>公式(3)
图3表示前置放大器的输出信号V+和V-的例子。
图3的横轴表示时间，作为例子表示了相位差θ取各种图形的情况。此外，纵轴是前置放大器15、16的输出。在此，实线表示前置放大器15的输出V+，虚线表示前置放大器16的输出V-。此外，根据上述的公式(3)和图9求出图3。可知V+和V-成为从光干涉仪20、30的两个分支的相位差为最佳值时的<V+>和<V->偏移了ε或μ的值。
另一方面，如上所述，识别器17和18的输出在ε和μ较小时与图9所示的值，即与<V+>和<V->一致，所以当通过差分放大器11和12取得前置放大器15、16的输出信号(公式3)和识别器的输出信号的差时，分别得到ε·<V->和μ·<V+>信号。即，在差分放大器11和12的输出信号中包含光干涉仪20和30各自的相位差从最佳值偏移ε和μ的信息。
图4表示差分放大器的输出信号的例子。
可知差分放大器11、12的输出信号是以0V为中心，以振幅ε或μ进行振动的信号。使用该信号，施加控制以使当为了使其成为最小，通过控制电路40和50改变对光干涉仪20、30的相位部22和32施加的电流或电压时，使相位部22、32中的加热器的温度发生变化，使相位差从最佳值的偏移成为最小。
根据本发明的第一解决方法，是用于接收光差分四值相移键控信号的光接收装置，具有：光干涉仪，其具有对输入的光差分四值相移键控信号的一部分所通过的两个分支中的一方给予延迟时间的延迟部、以及调整该分支或者另一分支的相位对所述两个分支的信号给予相位差的相位部；光电转换元件，其把来自所述光干涉仪的光信号转换为电信号；识别器，其根据该电信号和预定的阈值再生数字信号然后进行输出；差分器，其求出向所述识别器的输入和所述识别器的输出的差信号；以及控制电路，其调整通过所述相位部给予的相位，以使求出的差信号变小。
根据本发明的第二解决方法，是用于接收光差分四值相移键控信号的光接收装置，具有：光干涉仪，其具有对输入的光差分四值相移键控信号的一部分所通过的两个分支中的一方给予延迟时间的延迟部、对所述两个分支的信号给予预定的相位差的相位部、以及调整与所述相位部不同的分支信号的相位的相位调整部；光电转换元件，其把来自所述光干涉仪的光信号转换为电信号；识别器，其根据该电信号的电平再生数字信号然后进行输出；差分器，其求出向所述识别器的输入和所述识别器的输出的差信号；以及控制电路，其调整通过所述相位调整部给予的相位，以使求出的差信号变小。
根据本发明，可以将接收装置内部设置的两台光干涉仪的光学特性控制为最适于接收的状态。此外，根据本发明，光DQPSK信号的接收动作变得稳定可以实现高灵敏度接收，可以构筑稳定的通信系统。此外，本发明可以实现低成本的、两个光干涉仪的控制相互独立，并且可以进行不太依存于传输后的光波形失真的控制的光接收装置。
附图说明
图1是表示第一实施方式的光接收装置的结构的方框图。
图2是表示第二实施方式的光接收装置的结构的方框图。
图3是光干涉仪的两个分支的相位差从最佳值偏移时的前置放大器输出的说明图。
图4是将前置放大器输出和识别器输出作为输入的差分放大器输出的说明图。
图5是控制电路的结构图(1)。
图6是控制电路的结构图(2)。
图7是表示控制算法的流程图。
图8是表示第三实施方式的光接收装置的结构的方框图。
图9是光干涉仪的两个分支的相位差为最佳值时的前置放大器输出的说明图。
符号说明
1光DQPSK信号；100光接收装置；20、30光干涉仪；10、21、24、31、34光耦合器；22、32相位部；221、321加热器；23、33延迟部；40、140、50、150控制电路；122；132相位调整部；25；35固定相位部；13；14平衡型光电转换元件；15；16前置放大器；17；18识别器或时钟数据再生电路；11、11’、12、12’差分放大器；41振荡器(振荡频率f)；42加法电路；43混频器；44低通滤波器；45差分放大器；47低通滤波器；48微波检测器；49控制器
具体实施方式
参照附图具体说明本发明的实施方式。
(第一实施方式)
首先，说明第一实施方式。图1是表示第一实施方式的光接收装置的结构的方框图。
光接收装置100例如具有：光耦合器(分支器)10；光干涉仪20、30；平衡型光电转换元件13、14；前置放大器15、16；识别器或时钟数据再生电路17、18；差分放大器11、12；以及控制电路40、50。光干涉仪20、30分别具有光耦合器21、31；相位部22、32；延迟部23、33；以及光耦合器24、34。
从光发送器经由作为传输路径的光纤射入到光接收装置100中的光DQPSK信号1通过光耦合器10分支为两路，然后分别射入到光干涉仪20和30中。以下，将通过光干涉仪20的信号路径称为I系统，将通过光干涉仪30的信号路径称为Q系统。
下面说明I系统的信号的流动。射入到光干涉仪20中的光信号通过耦合器21被分割为两路，在经由光干涉仪20的两个分支后通过光耦合器24进行合波。然后，光信号通过平衡型光电转换元件13转换为电信号，并且通过前置放大器15进行放大。该电信号通过将阈值设定为0V的识别器或时钟数据再生电路(所谓的CDR电路)17再生为数字信号。Q系统的信号的流动也和I系统的信号的流动相同。
此外，为了实现所谓的延迟检波动作，在光干涉仪20和30的内部，在一方的分支上设置了对各个光干涉仪20、30的两个分支给予延迟时间差T的延迟部23和33。在为光DQPSK信号时与1符号时间相等地设定延迟时间差T。此外，光干涉仪20、30可以使用马赫曾德尔干涉仪或迈克尔逊干涉仪等，但很多时候通过在使用了成批光学元件的空间光学系统或者在光纤或硅基板上作成的光波导来形成。
在接收光DQPSK信号时，I系统的光干涉仪20和两个分支的相位差以及Q系统的光干涉仪30的两个分支的相位差分别为+π/4和-π/4为最佳值。为了实现该相位差，在两个干涉仪各自一侧的分支上设置相位部22和32。该相位部22和32在光波导或光纤的一部分上附加加热器221、321，通过加热器221、321产生的热量，由于波导的折射率的温度依赖性或波导基板的热膨胀，光路长度发生变化，结果可以使两个分支的相位差变化。一般，当通过加热器221、321波导的温度上升时，光路长度伸长，折射率增大，所以两个分支的相位差增大，另一方面，当温度下降时光路长度缩短此外折射率减小，所以两个分支的相位差减小。此外，在本实施方式中使用了加热器，但除加热器以外，只要是使经由分支的信号的光路长度变化来使两个分支的相位差变化的适当的相位调整单元即可。在使光通信系统动作时，对光干涉仪20、30的相位部22、32给予用于实现恰当的相位差的电压(或电流)。
然后，对该相位部22的控制进行叙述。通过差分放大器11取得光接收装置100的I系统的前置放大器15的输出(识别器17的输入)和识别器17的输出的差。如上所述，该差信号在相位部22的相位由于周围温度或随时间的变化而发生变化导致光干涉仪20的两个分支的相位差从最佳值+π/4发生了偏移时，以符号速度进行变化，其振幅成为与偏移ε成比例的信号，在图4中表示了其一个例子。差分放大器11的输出信号(差信号)，为了使该信号成为最小(或者变小)，通过控制电路40使向光干涉仪的相位部22的控制电压(或控制电流等控制信号)变化。相位部22按照控制信号，通过加热器221调整相位，使两个分支的相位差为最佳。如上所述，差分放大器11的输出与光干涉仪20的两个分支的相位差与从最佳值的+π/4的偏移ε成比例，所以使该信号为最小的控制即为使光干涉仪20的两个分支的相位差接近+π/4的控制，可以维持希望的光干涉仪20的特性。
以上虽然为I系统的相位部22的控制动作，但Q系统的相位部32的动作也和I系统的动作相同。但是，在I系统和Q系统的控制动作中具有一点不同。如查看公式(3)得知的那样，该不同点在于相位偏差ε和μ的符号相反。因此，在相位部22、32的控制中，如图1所示，在I系统的差分放大器11中是从识别器17的输出中减去前置放大器15的输出，而在Q系统的差分放大器12中与其相反是从前置放大器16的输出中减去识别器18的输出。
图5是表示控制电路40以及50的结构例之一的方框图。然后说明具体的控制电路40以及50的结构例。以下对I系统的信号进行说明，但在为Q系统时也相同。
控制电路40例如具有振荡器41、加法电路42、混频器43、低通滤波器44以及差分电路45。振荡器41输出预定频率f的信号。包含混频器43和低通滤波器44的同步检波电路从差分放大器11输入包含频率f的振动成分的差分信号Vd，与来自振荡器41的输出进行同步检波从差分信号Vd取出该频率成分。例如，混频器43将差分信号Vd和来自振荡器41的输出相乘，低通滤波器通过预定的频率进行滤波。差分电路45取得用于给予预定的相位差(+π/4)的信号Vp和低通滤波器44的输出的差分。加法电路42将差分电路45的差分结果与来自振荡器41的信号相加，生成向相位部22的控制信号Vc。
该控制电路40使用所谓的抖动方式，在控制电路内部安装了振荡器41。该振荡频率f使用与光DQPSK信号的符号速度相比足够低，并且与周围温度的变动相比足够高的频率。例如，当设符号速度为每秒21.5千兆符号时，频率f可以为20兆赫。将该振荡器40的输出与作为DC偏压的电压VP相加，作为控制信号VC施加给光干涉仪20的相位部22。在此，电压VP是通过该电压相位部22的加热器221发热，将光干涉仪20的两个分支的相位差正确地设定为+π/4的初始设定用电压。因为在该电压VP上重叠了频率f的信号，所以在该频率f的信号振幅与电压VP相比足够小时，相位部22的发热以频率f进行振动。因此，光干涉仪20的两个分支的相位差也以+π/4为中心按照频率f进行振动。该相位差的振动的振幅对应于图4的偏移ε。因此，以该频率f进行振动的相位差成分包含在差分放大器11的输出信号Vd中。可以通过设置在控制电路40内部的混频器43和低通滤波器44，通过频率f的同步检波方式来提取上述的相位差成分。此外，该低通滤波器44的截止频率为f以下。因为该提取出的信号与光干涉仪20的相位差进行振动的振幅成比例，所以为了减小该信号，即通过对电压VP进行减法运算来控制加热部221的发热量。由此，与周围温度或随时间的变化无关，可以使光干涉仪的两个分支的相位差稳定在+π/4。
以上的控制电路40的说明是使用I系统的信号来进行的，关于控制电路50也可以采取同样的结构。
图6表示控制电路的其他的构成例。
控制电路40例如具有：低通滤波器47、微波检波电路48、控制器49。控制电路40输入差分放大器11的输出信号Vd，为了提取该信号中的符号速度以下的变动成分，使其通过低通滤波器47。该低通滤波器47的截止频率为符号速度以下。例如，当使符号速度为每秒21.5千兆符号时，使截止频率为2千兆赫。通过微波检波器48将该低通滤波器47的输出转换为直流电压(直流信号)Vg。。Vg与图4所示的信号的高频(低通滤波器47的截止频率以下的高频)成分的电力成比例。即，光干涉仪20的两个分支的相位差越是从+π/4偏移，Vg越是成为较大的值。将该Vg输入给控制器49，在控制器49中为了使该Vg减小生成控制信号Vc。通过对相位部22施加该Vc，使光干涉仪20的两个分支的相位差稳定在+π/4。该控制方式为所谓的最小值控制。
图7表示控制器49的具体算法。
首先，控制器49求出从微波检波器48输入的直流电压Vg的值(S101)。控制器49把在存储器中存储的上次读入的Vg的值Vg1设为Vg2(第二直流信号)，将本次读入的Vg的值设为Vg1(第一直流信号)(S103)。在此，控制器49将Vg1存储在存储器中。然后，控制器49求出Vg1和Vg2的差，在该值小于预先设定的阈值δ时(S105，Yes)，等待预定的t0秒(例如10秒)(S107)，再次进入读入Vg的例行程序(S101)。
另一方面，控制器49在差大于δ时(S105，No)，如果Vg1大于Vg2(S109，Yes)，则使控制电压Vc减小预定的值Δ(设为Vc＝Vc-Δ)，等待相位部22的加热器221的温度变为稳定的时间t1(S111、S113)，再次转移到读入Vg的例行程序(S101)。在Vg1小于Vg2时(S109，No)，相反使控制电压Vc增大Δ(设为Vc＝Vc+Δ)，提高相位部22的加热器221的温度，直到温度稳定为止等待t1(S115、S117)，转移到Vg读入例行程序(S101)。通过以上的控制算法，使Vg稳定在最小值附近。此外，该算法为一个例子，使Vg最小化的算法并不限于以上的记载。以上使用了I系统的信号的流动进行了说明，但这也同样可以用于Q系统的信号。
此外，在本实施方式的图1中，延迟部23、33和相位部22、32使用独立的方框来进行记述，但即使将其作为一体上述的说明也不会有任何的变化。
(第二实施方式)
图2是第二实施方式的光接收装置的结构图。
与第一实施方式的不同点在于，在光干涉仪20和30中设置的相位部22和32被设置在与生成1符号时间的延迟时间的延迟部23和33不同的分支上。在第一实施方式中，相位部和延迟部设置在相同的分支上。除了相位部22和32的分支的不同之外，本发明的其他的结构、控制电路的结构、算法、接收装置内部的连线与上述第一实施方式相同。
(第三实施方式)
图8是第三实施方式的光接收装置的结构图。
本实施方式与第一实施方式的不同点在于，将第一实施方式的相位部22和32划分为设定+π/4和-π/4的相位部25和35，以及修正相位差的偏移的相位调整部122和132。该相位调整部122和132设置在与相位部25和35不同的分支上，通过控制电路140和150来控制。对相位部25和35给予电压Vp+和Vp-，以使各自干涉仪的两个分支的相位差成为+π/4和-π/4。
在为该结构时，当光干涉仪20和30的两个分支的相位差分别从+π/4和-π/4偏移时，前置放大器15和16的输出通过以下的公式给出。
V+=cos(θ-π/4-&epsiv;+φ+)/2]]>V-=cos(θ-π/4-μ+φ-)/2]]>公式(4)
在此，ε和μ表示各个光干涉仪20、30的两个分支的相位差的最佳值，即，表示从+π/4和-π/4的偏移，φ+和φ-分别表示通过相位调整部122和132生成的相位。当查看公式(4)时，可知φ+和φ-分别向抵消ε和μ的方向动作。
对于I系统的信号路径说明控制方式，关于取得前置放大器15的输出和识别器17的输出的差分的差分放大器的输入，考虑到φ+抵消ε，与第一实施方式相反地连线。即，在本实施方式中，连线成从前置放大器15的输出中减去识别器17的输出。在为Q系统的信号时，同样与第一实施方式相反地连线。即，连线成从识别器18的输出信号中减去前置放大器16的输出信号。
本实施方式的控制电路140和150将固定的相位部25和35取出到外部，所以在控制信号Vc中不包含生成固定的相位(+π/4、-π/4)的直流电压Vp(或电流)。例如，在图5的结构中可以省略Vp。此外，其他的结构与第一实施方式相同。
本发明可用于光纤通信系统的光接收装置。