检测装置、传感器、电子设备以及移动体.pdf

本发明提供一种检测装置、传感器、电子设备以及移动体，其能够通过间歇驱动而实现低噪声性能和低耗电化等。检测装置（20）包括：驱动电路（30），其对振子（10）进行驱动；检测电路（60），其接收来自振子（10）的检测信号，并实施从检测信号中检测出与物理量相对应的物理量信号的检测处理。驱动电路（30）实施在驱动期间内对振子（10）进行驱动，而在非驱动期间被不对振子（10）进行驱动的间歇驱动，检测电路（60）在间歇驱动的非驱动期间内，实施物理量信号的检测处理。

1.  一种检测装置，其特征在于，包括：
驱动电路，其对振子进行驱动；
检测电路，其接收来自所述振子的检测信号，并实施从所述检测信号中检测出与物理量相对应的物理量信号的检测处理，
所述驱动电路实施在驱动期间内对所述振子进行驱动，而在非驱动期间内不对所述振子进行驱动的间歇驱动，
所述检测电路在所述间歇驱动中的所述非驱动期间内，实施所述物理量信号的所述检测处理。

2.  如权利要求1所述的检测装置，其特征在于，
所述驱动电路包括向所述振子输出驱动信号的驱动信号输出电路，
所述驱动信号输出电路包括在所述非驱动期间内，输出固定电压的电路、和将所述驱动信号输出电路的输出节点设定为高阻抗状态的电路中的至少一种电路。

3.  如权利要求2所述的检测装置，其特征在于，
所述驱动信号输出电路在所述振子的所述驱动期间内输出矩形波的所述驱动信号。

4.  如权利要求1或2所述的检测装置，其特征在于，
所述检测电路包括实施同步检波的同步检波电路、和实施所述检测信号的A/D转换的A/D转换电路中的至少一种电路，
在所述驱动期间内，所述同步检波电路的同步检波动作和所述A/D转换电路的A/D转换动作中的至少一个动作停止。

5.  如权利要求1或2所述的检测装置，其特征在于，
所述驱动电路包括：
放大电路，其对来自所述振子的所述检测信号进行放大；
增益控制电路，其根据所述放大电路的输出信号而实施增益控制，
在所述非驱动期间内，所述放大电路的动作不停止，而所述增益控制电路中的至少一部分电路的动作停止。

6.  如权利要求1或2所述的检测装置，其特征在于，
所述检测电路具有低通滤波器，所述低通滤波器具有使与所述物理量相对应的物理量信号通过并衰减无用信号的频率特性，
在将所述低通滤波器的截止频率设定为fc，将所述驱动期间、所述非驱动期间的长度分别设定为T1、T2时，1/（T1＋T2）＞fc。

7.  如权利要求1或2所述的检测装置，其特征在于，
所述检测电路在所述驱动期间内不实施所述物理量信号的所述检测处理，
而在所述非驱动期间内实施所述物理量信号的所述检测处理。

8.  如权利要求1或2所述的检测装置，其特征在于，
所述驱动电路实施使所述振子的所述驱动期间和所述非驱动期间反复交替的所述间歇驱动。

9.  如权利要求1或2所述的检测装置，其特征在于，
包括模式切换寄存器，所述模式切换寄存器实施在实施所述间歇驱动的间歇驱动模式、和连续地实施驱动的通常驱动模式之间的切换的设定。

10.  如权利要求1或2所述的检测装置，其特征在于，
包括期间设定寄存器，所述期间设定寄存器用于设定所述驱动期间、所述非驱动期间的长度。

11.  一种检测装置，其特征在于，包括：
驱动电路，其对振子进行驱动；
检测电路，其接收来自所述振子的检测信号，并实施从所述检测信号中检测出与物理量相对应的物理量信号的检测处理，
所述驱动电路实施使所述振子的所述驱动期间和所述非驱动期间反复交替的间歇驱动，
所述驱动电路包括向所述振子输出驱动信号的驱动信号输出电路，
所述驱动信号输出电路包括在所述间歇驱动的所述驱动期间和所述非驱动期间中的所述非驱动期间内，输出固定电压的电路、和将所述驱动信号输出电路的输出节点设定为高阻抗状态的电路中的至少一种电路。

12.  如权利要求1或11所述的检测装置，其特征在于，
所述检测电路包括：
第一电流-电压转换电路，其被输入有第一检测信号；
第二电流-电压转换电路，其被输入有第二检测信号；
第一增益调节放大器，其对所述第一电流-电压转换电路的输出信号进行增益调节并进行放大；
第二增益调节放大器，其对所述第二电流-电压转换电路的输出信号进行增益调节并进行放大；
开关混频器，所述第一增益调节放大器的输出信号被输入至所述开关混频器的第一输入节点，所述第二增益调节放大器的输出信号被输入至所述开关混频器的第二输入节点，所述开关混频器通过来自所述驱动电路的同步信号，而实施对于差动的所述第一增益调节放大器的输出信号和所述第二增益调节放大器的输出信号的同步检波，并向第一输出节点输出作为差动信号的、第一输出信号和第二输出信号中的所述第一输出信号，而向第二输出节点输出所述第二输出信号；
第一滤波器，其被输入有来自所述开关混频器的所述第一输出节点的所述第一输出信号；
第二滤波器，其被输入有来自所述开关混频器的所述第二输出节点的所述第二输出信号；
A/D转换电路，其接收来自所述第一滤波器的输出信号和来自所述第二滤波器的输出信号，并实施差动的A/D转换。

13.  一种传感器，其特征在于，包括：
权利要求1或11所记载的检测装置；
所述振子。

14.  一种电子设备，其特征在于，
包括权利要求1或11所记载的检测装置。

15.  一种移动体，其特征在于，
包括权利要求1或11所记载的检测装置。

检测装置、传感器、电子设备以及移动体
技术领域
本发明涉及一种检测装置、传感器、电子设备以及移动体等。
背景技术
在数码照相机、摄像机、移动电话、汽车导航系统等的电子设备中，安装有用于对因外部的因素而发生变化的物理量进行检测的陀螺传感器。这种陀螺传感器对角速度等的物理量进行检测，并被用于所谓的手抖补正、姿态控制、GPS自主导航等中。
作为这种陀螺传感器的一种，已知水晶压电振动陀螺传感器等的振动陀螺传感器。在振动陀螺传感器中，对与因旋转而产生的科里奥利力相对应的物理量进行检测。作为这种振动陀螺传感器的检测装置，例如已知在专利文献1中所公开的现有技术。
在该专利文献1的现有技术中，通过矩形波的驱动信号而对振子进行驱动。这是由于，即使通过矩形波的驱动信号而对振子进行驱动，但由于振子本身所具有的频率滤波器的作用，也能够减少无用的谐波，从而获得所期望的共振频率的驱动信号。
但是，在通过这种驱动信号而对振子进行驱动时，明确可知，用于安装振子的TAB（Tape-automated bonding）安装用的基板和封装材等周边部件将与驱动信号的谐波成分发生共振，由于该共振会对振子造成影响，因而容易使检测信号中出现无用信号。另外，从低功耗的观点来看，在振子成为平稳振动状态之后，继续持续地对振子进行驱动可能会成为无用的驱动。
专利文献1：日本特开2009-31007号公报
发明内容
根据本发明的的几个方式，能够提供一种可实现低噪声性能和低功耗等的检测装置、传感器、电子设备以及移动体等。
本发明的一个方式涉及一种检测装置，包括：驱动电路和其对振子进行驱动；检测电路，其接收来自所述振子的检测信号，并实施从所述检测信号中检测出与物理量相对应的物理量信号的检测处理，所述驱动电路实施在驱动期间内对所述振子进行驱动，而在非驱动期间不对振子进行驱动的间歇驱动，所述检测电路在所述间歇驱动中的所述非驱动期间，实施所述物理量信号的所述检测处理。
根据本发明的一个方式，驱动电路而实施间歇性地对振子进行驱动的间歇驱动。并且，检测电路接收来自以这种方式被驱动的振子的检测信号，并在间歇驱动的非驱动期间内，实施物理量信号的检测处理。如果采用这种方式，则能够在被设想处于低噪声状态下的非驱动期间内实施物理量信号的检测处理。此外，通过间歇驱动还能够降低消耗电力。因此，能够提供一种能够通过间歇驱动而实现低噪声性能和低耗电化等的检测装置。
此外，在本发明的一个方式中，可以采用如下方式，即，所述驱动电路包括向所述振子输出驱动信号的驱动信号输出电路，所述驱动信号输出电路包括在所述非驱动期间内，输出固定电压的电路、和将所述驱动信号输出电路的输出节点设定为高阻抗状态的电路中的至少一种电路。
如此，通过驱动信号输出电路输出固定电压、或者使其输出节点成为高阻抗状态，从而能够实现间歇驱动的非驱动期间内的驱动电路的非驱动状态。并且，即使驱动电路以这种方式成为非驱动状态，通过继续进行振子的振荡，从而能够实现非驱动期间内的检测电路的检测处理。
此外，在本发明的一个方式中，可以采用如下方式，即，所述驱动信号输出电路在所述振子的所述驱动期间内输出矩形波的所述驱动信号。
如此，即使以矩形波来进行驱动，通过振子的频率滤波器的作用，也能够减少无用的谐波，从而实现预期的驱动频率的驱动。
此外，在本发明的一个方式中，可以采用如下方式，即，所述检测电路包括实施同步检波的同步检波电路、和实施所述检测信号的A/D转换的A/D转换电路中的至少一种电路，在所述驱动期间内，所述同步检波电路的同步检波动作和所述A/D转换电路的A/D转换动作中的至少一个动作停止。
如此，在驱动期间内，通过停止同步检波动作或A/D转换动作，从而能够降低消耗电力。此外，即使在驱动期间内停止同步检波动作或A/D转换动 作，通过在非驱动期间内使检测电路实施检测处理，从而也能够实现物理量信号的适当的检测处理。
此外，在本发明的一个方式中，可以采用如下方式，即，所述驱动电路包括：放大电路，其对来自所述振子的所述检测信号进行放大；增益控制电路，其根据所述放大电路的输出信号而实施增益控制，在所述非驱动期间内，所述放大电路的动作不停止，而所述增益控制电路中的至少一部分电路的动作停止。
如此，通过在非驱动期间内，停止增益控制电路中的一部分电路的动作，从而能够实现低耗电化。此外，通过在非驱动期间内将放大电路的动作设为不停止，从而能够使驱动电路向检测电路输出同步信号，并且检测电路使用该同步信号而执行检测处理。
此外，在本发明的一个方式中，可以采用如下方式，即，所述检测电路具有低通滤波器，所述低通滤波器具有使与所述物理量相对应的物理量信号通过并衰减无用信号的频率特性，在将所述低通滤波器的截止频率设定为fc，将所述驱动期间、所述非驱动期间的长度分别设定为T1、T2时，1/（T1＋T2）＞fc。
如果采用这种方式，则能够抑制因间歇驱动的驱动期间和非驱动期间的反复频率而导致物理量信号的检测性能劣化的情况等。
此外，在本发明的一个方式中，可以采用如下方式，即，所述检测电路在所述驱动期间内不实施所述物理量信号的所述检测处理，而在所述非驱动期间内实施所述物理量信号的所述检测处理。
如此，通过使检测电路在驱动期间内不实施检测处理，从而能够抑制在驱动期间所产生的无用信号等对检测电路的检测性能造成恶劣影响的情况。
此外，在本发明的一个方式中，可以采用如下方式，即，所述驱动电路实施使所述振子的所述驱动期间和所述非驱动期间反复交替的所述间歇驱动。
如此，通过反复交替驱动期间和非驱动期间，从而即使非驱动期间内驱动电路成为非驱动状态，也能够继续进行振子的振荡动作。
此外，在本发明的一个方式中，可以采用如下方式，即，所述检测装置包括模式切换寄存器，所述模式切换寄存器实施在实施所述间歇驱动的间歇驱动模式、和连续地实施驱动的通常驱动模式之间的切换的设定。
如果采用这种方式，则能够根据各种情况来切换间歇驱动模式和通常驱动模式，从而能够提高便利性。
此外，在本发明的一个方式中，可以采用如下方式，即，所述检测装置包括期间设定寄存器，所述期间设定寄存器用于设定所述驱动期间、所述非驱动期间的长度。
如果采用这种方式，则能够根据优先考虑灵敏度的情况或优先考虑检测效率的情况等各种情况来设定驱动期间和非驱动期间的长度。
此外，本发明的另一方式涉及一种检测装置，包括驱动电路，其对振子进行驱动；检测电路，其接收来自所述振子的检测信号，并实施从所述检测信号中检测出与物理量相对应的物理量信号的检测处理，所述驱动电路实施使所述振子的所述驱动期间和所述非驱动期间反复交替的间歇驱动，所述驱动电路包括向所述振子输出驱动信号的驱动信号输出电路，所述驱动信号输出电路包括在所述间歇驱动的所述驱动期间和所述非驱动期间中的所述非驱动期间内，输出固定电压的电路、和将所述驱动信号输出电路的输出节点设定为高阻抗状态的电路中的至少一种电路。
根据本发明的一个方式，通过驱动电路来实施行反复交替振子的驱动期间和非驱动期间的间歇驱动。并且，驱动电路的驱动信号输出电路在间歇驱动的非驱动期间内，输出固定电压、或者将其输出节点设定为高阻抗状态。如此，如果反复交替驱动期间和非驱动期间，并在非驱动期间内，输出固定电压或者将输出节点设定为高阻抗状态，则即使驱动电路在非驱动期间内成为非驱动状态，也能够继续进行振子的振荡动作。因此，能够抑制无谓的电力消耗，从而实现由间歇驱动而形成的低耗电化等。
此外，在本发明的一个方式以及另一方式中，可以采用如下方式，即，所述检测电路包括：第一电流-电压转换电路，其被输入有第一检测信号；第二电流-电压转换电路，其被输入有第二检测信号；第一增益调节放大器，其对所述第一电流-电压转换电路的输出信号进行增益调节并进行放大；第二增益调节放大器，其对所述第二电流-电压转换电路的输出信号进行增益调节并进行放大；开关混频器，所述第一增益调节放大器的输出信号被输入至所述开关混频器的第一输入节点，所述第二增益调节放大器的输出信号被输入至所述开关混频器的第二输入节点，所述开关混频器通过来自所述驱动电路的同步信号，而实施对于差动的所述第一增益调节放大器的输出信号和所述第 二增益调节放大器的输出信号的同步检波，并向第一输出节点输出作为差动信号的、第一输出信号和第二输出信号中的所述第一输出信号，而向第二输出节点输出所述第二输出信号；第一滤波器，其被输入有来自所述开关混频器的所述第一输出节点的所述第一输出信号；第二滤波器，其被输入有来自所述开关混频器的所述第二输出节点的所述第二输出信号；A/D转换电路，其接收来自所述第一滤波器的输出信号和来自所述第二滤波器的输出信号，并实施差动的A/D转换。
根据这种结构的检测电路，与模拟同步检波方式的检测电路相比，能够减少电路模块数量，并且能够通过开关混频器的频率转换和第一、第二滤波器的滤波器特性降低或去除在第一、第二的电流-电压转换电路或第一、第二的增益调节放大器中所产生的噪声等。因此，能够在抑制电路的大规模化的同时实现低噪声下的检测处理。此外，来自振子的差动的信号以保持差动信号的状态被实施增益调节、同步检波处理、滤波处理，并被输入至A/D转换电路而实施A/D转换。因此，与以单端信号的状态被实施滤波处理、同步检波处理、增益调节处理等的电路结构相比，在降低噪声这一点上成为有利的结构。
此外，本发明的另一方式涉及一种传感器，包括：上述任一方式所记载的检测装置；所述振子。
此外，本发明的另一方式涉及一种电子设备，包括上述任一方式所记载的检测装置。
本发明的另一方式涉及一种移动体，包括上述任一方式所记载的检测装置。
附图说明
图1为电子设备、陀螺传感器的结构例。
图2为检测装置的结构例。
图3为本实施方式的间歇驱动的方法的说明图。
图4为驱动电路的详细结构和动作的说明图。
图5为驱动电路的详细结构和动作的说明图。
图6（A）～图6（C）为比长仪的输出部的结构和动作的说明图。
图7（A）、图7（B）为全差分开关混频方式的检测电路的结构和动作的说明图。
图8为全差分开关混频方式的检测电路的结构和动作的说明图。
图9（A）～图9（C）为直接采样方式的检测电路的结构和动作的说明图。
图10（A）、图10（B）为模拟陀螺仪方式的检测电路的结构和动作的说明图。
图11为模拟陀螺仪方式的检测电路的结构和动作的说明图。
图12为全差分开关混频方式的检测电路的详细的第一结构例。
图13为检测电路的各个信号的信号波形例。
图14为全差分开关混频方式的检测电路的详细的第二结构例。
图15（A）、图15（B）为噪声电压的频率特性图。
图16为简要地表示作为移动体的一个具体示例的汽车的结构的示意图。
具体实施方式
以下，对本发明的优选的实施方式进行详细说明。另外，以下所说明的本实施方式并非对权利要求书中所记载的本发明的内容进行不当限定的方式，并且在本实施方式中所说明的全部结构未必都是作为本发明的解决方案所必需的。例如，以下，虽然以物理量转换器为压电型的振子（振动陀螺仪），传感器为陀螺传感器的情况为例来进行说明，但是本发明并不限定于此。例如，本发明也可以应用于由硅基板等形成的静电电容检测方式的振子（振动陀螺仪）、用于对与角速度信息相对应的物理量或角速度信息以外的物理量进行检测的物理量转换器、传感器等。
1.电子设备、陀螺传感器
在图1中，图示了本实施方式的包括检测装置20的陀螺传感器510（广义而言为传感器）、和包括陀螺传感器510的电子设备500的结构例。另外，电子设备500、陀螺传感器510并不限定于图1的结构，可以进行如下的各种改变来实施，即，省略电子设备500、陀螺传感器510的构成要素的一部分、或者追加其他的构成要素等。此外，作为本实施方式的电子设备500，可以假定为数码照相机、摄像机、移动电话、汽车导航系统、机器人、游戏机、时钟、健身器材、或者便携式信息终端等各种设备。
电子设备500包括陀螺传感器510和处理部520。此外，还可以包括存储器530、操作部540、显示部550。处理部520（CPU（Central ProcessingUnit：中央处理器）、MPU（Micro Processing Unit：微处理器）等）实施陀螺传感器510等的控制以及电子设备500的整体控制。此外，处理部520根据由陀螺传感器510检测出的角速度信息（广义而言为物理量）来进行处理。例如，根据角速度信息来实施用于手抖补正、姿态控制、GPS自主导航等的处理。存储器530（ROM（Read Only Memory：只读存储器）、RAM（Random AccessMemory：随机存取存储器））对控制程序和各种信息进行存储，或者作为工作区域和数据存储区域而发挥功能。操作部540为用于供用户对电子设备500进行操作的构件，显示部550向用户显示各种信息。
陀螺传感器510包括振子10和检测装置20。图1的振子10（广义而言为物理量转换器）为，由水晶等的压电材料的薄板形成的音叉型的压电振子，并具有驱动用振子11、12和检测用振子16、17。在驱动用振子11、12上设置有驱动端子2、4，在检测用振子16、17上设置有检测端子6、8。
检测装置20所包含的驱动电路30输出驱动信号（驱动电压）来驱动振子10。并且，该驱动电路30从振子10接收反馈信号，由此激励振子10。检测电路60从通过驱动信号而被驱动的振子10接收检测信号（检测电流、电荷），并从检测信号中检测（提取）出与作为物理量信号的预期信号（科里奥利力信号）。
具体而言，来自驱动电路30的交流的驱动信号（驱动电压）被施加给驱动用振子11的驱动端子2。于是，驱动用振子11因逆电压效应而开始振动，并且驱动用振子12也由于音叉振动而开始振动。此时，因驱动用振子12的压电效应而产生的电流（电荷）作为反馈信号从驱动端子4被反馈至驱动电路30。由此，形成了包括振子10在内的振荡回路。
当驱动用振子11、12进行振动时，检测用振子16、17在图1所示方向上以振动速度v进行振动。于是，因检测用振子16、17的压电效应而产生的电流（电荷）作为检测信号（第一、第二检测信号）而从检测端子6、8被输出。于是，检测电路60接收来自该振子10的检测信号，并且对与科里奥利力相对应的信号、即预期信号（预期波）进行检测。即，当振子10（陀螺传感器）以检测轴线19为中心而进行旋转时，将在与振动速度v的振动方向正交的方向上产生有科里奥利力Fc。例如在将以检测轴线19为中心而进行旋 转时的角速度设定为ω，将振子的质量设定为m，将振子的振动速度设定为v时，科里奥利力被表示为，Fc＝2m·v·ω。因此，检测电路60通过对与科里奥利力相对应的信号、即预期信号进行检测，从而能够求出陀螺传感器的旋转角速度ω。并且，通过利用所求出的角速度ω，从而处理部520能够实施用于手抖补正、姿态控制或GPS自主导航等的各种处理。
另外，虽然在图1中，图示了振子10为音叉型时的示例，但是，本实施方式的振子10并不限定于这种结构。例如，也可以为T字型或双T字型等。此外，振子10的压电材料也可以为水晶以外的材料。
2.检测装置
在图2中，图示了本实施方式的检测装置20的结构例。检测装置20包括：驱动电路30，其对振子10（物理量转换器）进行驱动；检测电路60，其接收来自振子10的第一、第二的检测信号IQ1、IQ2，并实施对预期信号进行检测的检测处理。
驱动电路30包括：放大电路32，其被输入来自振子10的信号DI；增益控制电路40（AGC：Automatic Gain Control），其实施自动增益控制；驱动信号输出电路50，其向振子10输出驱动信号DQ；同步信号输出电路52，其向检测电路60输出同步信号SYC。另外，驱动电路30的结构并不限定于图2，能够进行如下的各种改变来实施，即，省略这些构成要素的一部分、或者追加其他的构成要素等。
放大电路32（I/V转换电路）将来自振子10的电流的信号DI转换成电压的信号DV后输出。该放大电路32能够通过电容器、电阻元件、运算放大器等来实现。
增益控制电路40（AGC）对信号DV进行监视，并对振荡回路的增益进行控制。具体而言，向驱动信号输出电路50输出用于对振荡回路的增益进行控制的控制电压DS。例如，在驱动电路30中，为了将陀螺传感器的灵敏度保持固定，需要将向振子10（驱动用振子）供给的驱动电压的振幅保持固定。因此，在驱动振动系统的振荡回路内，设置用于对增益进行自动调节的增益控制电路40。增益控制电路40以可变的方式对增益进行自动调节，以使从振子10反馈回来的信号DI的振幅（振子的振动速度v）固定。此外，在振荡启动时，为了能够实现高速的振荡启动，振荡回路的增益被设定为大于1的增益。该增益控制电路40可以包括全波整流电路和积分器等，其中，所述 全波整流电路用于将来自放大电路32的交流的信号DV转换成直流信号，所述积分器输出与来自全波整流电路的直流信号的电压和基准电压之间的差分相对应的控制电压DS。
驱动信号输出电路50从放大电路32接收信号DV，并向振子10输出驱动信号DQ。具体而言，输出与来自增益控制电路40的控制电压DS相对应的振幅的驱动信号DQ。例如，输出矩形波的驱动信号。该驱动信号输出电路50能够通过比较仪等来实现。
同步信号输出电路52从放大电路32接收信号DV，并向检测电路60输出同步信号SYC（参考信号）。该同步信号输出电路52能够通过比较仪或相位调节电路（移相器）等来实现，其中，所述比较仪实施正弦波（交流）的信号DV的二值化处理并生成矩形波的同步信号SYC，所述相位调节电路实施同步信号SYC的相位调节。
检测电路60包括放大电路61、同步检波电路81及A/D转换电路100。放大电路61接收来自振子10的第一、第二的检测信号IQ1、IQ2，并实施信号放大以及电荷-电压转换。同步检波电路81根据来自驱动电路30的同步信号SYC而实施同步检波。A/D转换电路100实施同步检波后的信号的A/D转换。另外，作为检测电路60的结构，可以采用后述所示的各种方式中的结构。关于这些结构，后文会进行详细说明。
检测电路20还可以包括寄存器部150。寄存器部150具有模式切换寄存器152、期间设定寄存器154等各种寄存器。模式切换寄存器152为，用于实施间歇驱动模式和通常驱动模式的切换的设定构件，其中，在所述间歇驱动模式下实施间歇驱动，在所述通常驱动模式下不实施间歇驱动而实施通常驱动。另外，通常驱动模式为，连续地对振子10进行驱动的模式。期间设定寄存器154为，用于设定间歇驱动的驱动期间、非驱动期间的长度的构件。对寄存器部150的各个寄存器的缓存值的设定处理通过未图示的控制部来实施。
3.间歇驱动
在本实施方式中，驱动电路30实施间歇性地对振子10进行驱动的间歇驱动。具体而言，驱动电路30实施反复交替振子10的驱动期间和非驱动期间的间歇驱动。
此处，间歇驱动的驱动期间为，通过基于从振子10反馈回来的信号DI的驱动信号DQ而对振子10进行驱动的期间。例如，在驱动期间内，通过增益控制电路40来实施增益控制，以使振荡回路的增益、即回路增益成为1。驱动电路30的驱动信号输出电路50在驱动期间从实施这种控制的增益控制电路40接收控制电压DS，并向振子10输出被控制为使回路增益成为1的驱动信号DQ。
另一方面，间歇驱动的非驱动期间为，基于从振子10反馈回来的信号DI的驱动信号DQ（被控制为使回路增益成为1的驱动信号）未从驱动电路30被输出的期间。具体而言，在该非驱动期间内，驱动信号输出电路50输出固定电压、或者将其输出节点设定为高阻抗状态。即，在非驱动期间内，驱动信号输出电路50不输出矩形波（或者正弦波）的驱动信号DQ。
并且，检测电路60在间歇驱动的振子10的驱动期间和非驱动期间中的非驱动期间内，实施作为物理量信号的预期信号（科里奥利信号）的检测处理。具体而言，检测电路60在间歇驱动的驱动期间内，不实施预期信号的检测处理，而在间歇驱动的非驱动期间内，实施预期信号的检测处理。
此外，如图2所示，驱动电路30包括：放大电路32，其对来自振子的检测信号DI进行放大；增益控制电路40，其根据放大电路32的输出信号DV来实施增益控制。并且，可以采用如下方式，即，在间歇驱动的非驱动期间内，放大电路32的动作为非停止，而增益控制电路40的至少一部分电路（例如积分器）的动作停止。例如，增益控制电路40的至少一部分电路可以被设定为动作禁止状态（例如停止动作电流）。
另一方面，检测电路60包括实施同步检波的同步检波电路81和实施检测信号的A/D转换的A/D转换电路100中的至少一方。并且，在驱动期间内，同步检波电路81的同步检波动作和A/D转换电路100的A/D转换动作中的至少一方停止。例如，停止向同步检波电路81供给同步信号SYC，从而停止同步检波动作。或者，A/D转换电路100停止输入信号的采样动作，从而停止A/D转换动作。
在图3中图示了驱动电路30的各个信号的信号波形例。在图3中，实施驱动期间和非驱动期间反复交替的间歇驱动。例如，驱动电路30在驱动期间内输出矩形波的驱动信号DQ，而在非驱动期间内将其输出节点设定为高阻抗状态。
如图3所示，即使在因间歇驱动而存在驱动电路30的非驱动期间的情况下，振子10的振动动作也不会停止，而是持续进行振荡动作。例如，即使驱动电路30在非驱动期间将其输出节点设定为高阻抗状态，振子10的振荡动作也不会停止而是持续进行。因此，在驱动信号DQ的节点处会出现正弦波的信号。并且，不仅在驱动期间而且在非驱动期间内，也不会停止输出来自同步信号输出电路52的同步信号SYC。此外，对于放大电路32的输出信号DV而言，虽然表现出以非驱动期间为主要原因的振幅的衰减，但仍会成为表示振荡状态的信号。
如此，如果实施反复驱动期间和非驱动期间的间歇驱动，由于降低了非驱动期间内的消耗电流，因此能够实现低功耗。并且，由于即使在以这种方式通过间歇驱动而实现低功耗的情况下，振子10的振荡动作也不会停止，而能够向检测电路60输出同步信号SYC，因此能够适当地执行由检测电路60实施的检测处理。即，能够同时实现低功耗和适当的检测处理。
此外，例如在驱动电路30通过矩形波的驱动信号DQ而对振子10进行驱动时，在驱动信号DQ中不仅包含驱动频率的频率成分还包含谐波成分。并且，由于安装振子10的TAB及封装材等的周边部件会与该谐波成分发生共振等原因，因此有可能产生无用信号。即，当周边部件的共振频率与驱动信号DQ的谐波成分的频率一致时，将会产生暂时的共振现象，从而在检测信号中产生无用信号。因此，可能会因该无用信号而使检测信号的S/N比（信号与噪声之比）劣化，从而导致检测电路60的检测性能降低。
因此，在本实施方式中，检测电路60在间歇驱动的驱动期间内不实施预期信号的检测处理，而在非驱动期间内，实施预期信号的检测处理。即，如图3所示，着眼于即使在间歇驱动的非驱动期间内振荡动作也不会停止，并且同步信号SYC照常被输出至检测电路60的情况，从而利用该同步信号SYC在非驱动期间内实施检测处理。
即，在驱动信号DQ的驱动频率中，振子10的Q值较高，而上述周边部件的Q值较低。因此，在非驱动期间内由驱动信号DQ产生的驱动停止的情况下，虽然Q值较高的振子10的振荡动作持续进行，但是Q值较低的周边部件的暂时的共振动作将会停止。因此，在费驱动期间内，去除了因周边部件的暂时的共振动作而产生的无用信号。因此，通过使检测电路60在去除了无用 信号的非驱动期间内实施检测处理，从而能够对S/N比较高的检测信号实施检测处理，由此能够提高检测电路60的检测性能。
另外，在间歇驱动的非驱动期间内，只需在从非驱动期间的开始时间点起，例如经过了驱动频率（例如50～150KHz）的时钟中的至少一个时钟后，使检测电路60开始实施检测处理即可。例如，在非驱动期间的开始时间点处，上述周边部件的共振动作可能还未停止。但是，可以假定驱动频率中的周边部件的Q值非常低。因此，如果在从非驱动期间的开始时间点起经过至少一个时钟期间后实施检测动作，则能够实现避免了因周边部件的共振动作而产生的无用信号的检测处理。
此外，当在间歇驱动的非驱动期间内实施检测动作时，在驱动期间内使检测电路60进行动作将会造成电力的无谓消耗。因此，在驱动期间，使同步检波电路81的同步检波动作和A/D转换电路100的A/D转换动作停止。如果采用这种方式，则通过在不实施检测动作的驱动期间内，停止同步检波电路81和A/D转换电路100的动作，从而抑制了电力的无谓消耗，进而实现了低功耗。并且，如果在驱动期间后的非驱动期间内，使同步检波电路81和A/D转换电路100进行动作并实施检测处理，则能够实现对预期信号的适当的检测处理。
此外，在间歇驱动的非驱动期间内不需要维持振荡回路，用于形成振荡回路的电路中的电力消耗为无谓的电力消耗。因此，在非驱动期间内，停止增益控制电路40的至少一部分电路（例如积分器等）的动作。此外，还停止驱动信号输出电路50的驱动。另一方面，在非驱动期间内，对于放大电路32的动作设为非停止。
如此，通过在非驱动期间内，停止增益控制电路40的动作，从而能够防止无谓的电力消耗。此外，当增益控制电路40的动作停止时，虽然AGC回路的路径被切断，但是由于在非驱动期间不需要维持AGC回路，因此不会产生问题。另一方面，由于在非驱动期间内检测电路60以上述方式实施检测处理，因此需要同步信号SYC的供给。因此，在非驱动期间内，对于放大电路32而言并不停止而进行动作，从而向同步信号输出电路52输出来自放大电路32的信号DV。由此，同步信号输出电路52能够向检测电路60供给通过对信号DV进行二值化而得到的同步信号SYC。因此，检测电路60能够使用该同步信号SYC而在非驱动期间内执行检测处理。
此外，在图3中，在将驱动期间、非驱动期间的长度分别设定为T1、T2的情况下，例如以T1＝T2的方式实施间歇驱动。这些驱动期间、非驱动期间的长度T1、T2可以使用图2中的期间设定寄存器154而设定为任意的长度。
例如，当实施间歇驱动时，由于实际的驱动时间变短，因此预期信号的检测的灵敏度可能会降低。另一方面，当检测电路60在驱动期间内不实施检测动作，而仅在非驱动期间内实施检测动作时，检测效率可能会降低。尤其是，在作为A/D转换电路100而采用ΔΣ方式时，由于检测时间的减少而导致检测效率降低。如图3所示，如果将驱动期间、非驱动期间的长度T1、T2设定为T1＝T2，则能够去除灵敏度的降低和检测效率的降低之间的偏颇，而保持两者之间的平衡。
另一方面，在与检测效率相比而优先考虑灵敏度的情况下，只需设定为T1＞T2即可，在与灵敏度相比而优先考虑检测效率的情况下，只需设定为T1＜T2即可。如果设置如图2所示这种期间设定寄存器154，由于能够任意地设定T1、T2，因此能够应对上述各种情况。
此外，在图2中，设置有模式切换寄存器152，通过该模式切换寄存器152的设定，从而能够实施实施间歇驱动的间歇驱动模式和实施通常驱动的通常驱动模式之间的切换。通常驱动为，不存在非驱动期间而持续驱动期间的驱动。例如，在TAB及封装件的共振的影响较小、或者不优选降低灵敏度或降低检测效率的这种情况下，只需通过模式切换寄存器152而将驱动模式设定为通常驱动模式即可。另一方面，在与灵敏度的降低及检测效率的降低相比而优先考虑无用信号等的减少及低功耗的情况下，只需通过模式切换寄存器152而将驱动模式设定为间歇驱动模式即可。如此能够应对各种情况。
此外，当实施图3所示的这种间歇驱动时，存在驱动期间和非驱动期间的重复频率的信号被看成检测信号的调制信号，从而在检测电路60中检测出该调制信号的可能性。例如，当驱动期间和非驱动期间的重复频率为数十Hz的频率时，该重复频率将与预期信号的频带重叠，从而导致预期信号的检测性能劣化。
例如，在检测电路60上设置有低通滤波器（例如，被设置在A/D转换电路的前段的滤波器及DSP部的数字滤波器），所述低通滤波器具有使预期信号通过而使无用信号衰减（截断）的频率特性。并且，当驱动期间和非驱动期 间的重复频率与预期信号的频带重叠时，将无法通过该低通滤波器而将预期信号与该重复频率的信号分离，从而导致预期信号的检测性能劣化。
因此，在将该低通滤波器的截止频率设定为fc，将驱动期间、非驱动期间的长度分别设定为T1、T2时，优选为，设定为1/（T1＋T2）＞fc。即，将驱动期间和非驱动期间的重复频率设定为与低通滤波器的截止频率相比非常高的频率。例如，在低通滤波器的截止频率fc为10Hz～数十Hz的情况下，将通过1/（T1＋T2）而表示的重复频率设定为例如1KHz～数十KHz左右。如此，能够抑制因间歇驱动中的驱动期间和非驱动期间的重复频率而导致预期信号的检测性能劣化的情况。
4.驱动电路的详细结构和动作
图4、图5为，对驱动电路30的详细结构和动作进行说明的图。
在图4中，放大电路32为，具有低通滤波器特性的积分型的电流-电压转换电路，并具有运算放大器OPE、电容器CE、以及电阻元件RE。运算放大器OPE的非反相输入端子（第一输入端子）被设定为预定电位（例如AGND），来自振子10的信号DI被输入至该运算放大器OPE的反转输入端子（第二输入端子）输入。电容器CE和电子元件RE被设置在放大电路32的输出节点和运算放大器OPE的反转输入端子的节点之间。
增益控制电路40（AGC）为，在振荡稳定状态下对增益进行自动调节，以使回路增益成为1的电路，并具有全波整流器42和积分器44。另外，也可以使增益控制电路40包括对振荡状态进行检测的振荡检测器。
全波整流器42为，对放大电路320的输出信号DV进行全波整流的电路，并具有运算放大器OPF、电阻元件RF1、RF2、比较仪CP3、开关元件SF1、SF2、以及逆变器电路INV。
电阻元件RF1被设置在信号DV的节点和运算放大器OPF的反转输入端子的节点之间，电阻元件RF2被设置在运算放大器OPE的输出节点和反相输入端子的节点之间。
开关元件SF1被设置在运算放大器OPF的输出节点和积分器44的输入节点之间，开关元件SF2被设置在信号DV的节点和积分器44的输入节点之间。并且，开关元件SF1、SF2根据对信号DV和预定电位的电压进行比较的比较仪CP3的输出信号，而排他性地被导通/断开控制。由此，信号DR成为对信号DV进行了全波整流的信号。
积分器44为，实施由全波整流器42进行了全波整流的信号DR的积分处理的电路，并具有运算放大器OPG、电阻元件RG、以及电容器CG。运算放大器OPG的非反相输入端子被设定为预定电压VR3。电阻元件RG被设置在积分器44的输入节点和运算放大器OPG的反相输入端子的节点之间，电容器CG设置在运算放大器OPG的输出节点和反相输入端子的节点之间。增益控制电路40的输出信号即积分器44的输出信号，作为控制信号DS而被供给至驱动信号输出电路50的比较仪CP1。
在构成驱动信号输出电路50的比较仪CP1中，非反相输入端子被设定为预定电位（例如AGND），并且来自放大电路32的信号DV被输入至反相输入端子。并且，该比较仪CP1输出对信号DV进行了二值化而形成的矩形波的驱动信号DQ。即使向振子10输出矩形波的驱动信号DQ，通过振子10所具有的频率滤波器的作用而减少了无用的谐波，从而能够获得预期的频率（共振频率）的驱动信号。该比较仪CP1具有差动部和与差动部相连接的输出部。并且，来自增益控制电路40（积分器）的控制电压DS作为比较仪CP1的输出部的电源电压（高电位侧电源电压）而被供给。由此，比较仪CP1所输出的驱动信号DQ的振幅根据增益控制电路40的控制电压DS而发生变化，从而实现了在振动稳定状态下使回路增益成为1的增益控制。另外，驱动信号输出电路50也可以为不输出矩形波的驱动信号DQ而输出正弦波的驱动信号DQ的电路。
同步信号输出电路52具有比较仪CP2和相位调节电路54（移相器）。在比较仪CP2中，非反相输入端子被设定为预定电位（例如AGND），并且来自放大电路32的信号DV被输入至反相输入端子。并且，该比较仪CP2输出对信号DV进行了二值化而形成的信号SDET。相位调节电路54对信号SDET的相位进行调节，并作为同步信号SYC而向检测电路60的开关混频器80输出，以便适当地实施开关混频器80中的同步检波。
另外，驱动电路30的结构并不限定于图4的结构，而能够实施各种改变。例如，虽然在图4中，驱动信号输出电路50由输出矩形波的驱动信号DQ的比较仪CP1构成，但是也可以由输出正弦波的驱动信号DQ的增益放大器等来构成驱动信号输出电路50。在这种情况下，只需通过基于来自增益控制电路40的控制电压DS而对增益放大器的增益进行控制，从而对驱动信号DQ的振幅进行控制即可。此外，虽然在图4中，驱动信号输出电路50的比较仪CP1 和同步信号输出电路52的比较仪CP2作为分体电路而被图示，但是并不限定于此。例如，也可以使用在比较仪CP1和比较仪CP2中共用了该差动部的复合型比较仪。
图4为，表示间歇驱动的间歇区间内的驱动电路30的状态的图，图5为，表示间歇驱动的非间歇区间内的驱动电路30的状态的图。如图4、图5所示，在积分器44的电阻元件RG的一端和运算放大器OPG的反相输入端子的节点之间设置有开关元件SW。
如图4所示，在驱动期间内，开关元件SW置于导通。由此，形成了由增益控制电路40形成的AGC回路。并且，驱动信号输出电路50的比较仪CP1输出通过增益控制电路40的AGC回路而控制了振幅的矩形波的驱动信号DQ。
另一方面，如图5所示，在非驱动期间内，开关元件SW置于断开，AGC回路被切断。并且，驱动信号输出电路50的比较仪CP1输出固定电压、或者将其输出节点设定为高阻抗状态。由此，实现了如图3所示这种反复驱动期间和非驱动期间的间歇驱动。
另外，虽然在图4、图5中设置开关元件SW，并根据驱动期间或非驱动期间而对该开关元件SW进行导通/断开控制，但是并不一定必需设置该开关元件SW。例如，也可以采用如下方式，即，不设置开关元件SW，在图4的驱动期间内使积分器44进行动作，而在图5的非驱动期间内，通过停止动作电流从而停止积分器44的动作，由此实现间歇驱动。
此外，如图4所示，在驱动期间内，放大电路32、增益控制电路40、驱动信号输出电路50、以及同步信号输出电路52被设定为动作状态。另一方面，如图5所示，在非驱动期间内，放大电路32被设定为动作状态，而作为增益控制电路40的一部分电路的积分器44被设定为停止状态。
此外，虽然在图5的非驱动期间内，驱动信号输出电路50停止矩形波的驱动信号DQ的输出，但是同步信号输出电路52被设定为动作状态，并向检测电路60输出矩形波的同步信号SYC。另外，虽然在图5中，全波整流器42被设定为动作状态，但是也可以设定为停止状态。
图6（A）～图6（C）为，对驱动信号输出电路50的比较仪CP1的输出部的结构和动作进行说明的图。比较仪CP1具有被输入信号DV和预定电位（AGND）的差动部、和与差动部相连接的输出部。如图6（A）～图6（C）所 示，该输出部具有P型的晶体管TA1及N型的晶体管TA2、和开关元件SA1～SA5。
晶体管TA1、TA2被串联连接在控制电压DS的供给节点和预定电位（AGND）的供给节点之间。开关元件SA1被设置在比较仪CP1的差动部的输出信号DFQ的输入节点和晶体管TA1的栅极节点之间。开关元件SA2被设置在差动部的输出信号DFQ的输入节点和晶体管TA2的栅极节点之间。开关元件SA3被设置在控制电压DS的供给节点和晶体管TA1的栅极节点之间。开关元件SA4被设置在预定电位的供给节点和晶体管TA2的栅极节点之间。开关元件SA5被设置在输出部的驱动信号DQ的输出节点和预定电位的供给节点之间。
在如图4的驱动期间这种通常状态时，如图6中（A）所示，开关元件SA1、SA2置于导通，开关元件SA3、SA4、SA5置于断开。由此，来自差动部的输出信号DFQ通过输出部而被缓冲，从而输出矩形波的驱动信号DQ。
另一方面，在非驱动期间内输出固定电压的情况下，如图6（B）所示，开关元件SA1、SA2置于断开，开关元件SA3、SA4、SA5置于导通。通过开关元件SA3、SA4置于导通，从而使晶体管TA1、TA2置于断开。此外，通过开关元件SA5置于导通，从而使输出部的输出节点被设定为固定电位（例如AGND），从而驱动信号输出电路50输出固定电压。
此外，在非驱动期间内设定为高阻抗状态的情况下，如图6（C）所示，开关元件SA1、SA2、SA5置于断开，开关元件SA3、SA4置于导通。通过开关元件SA3、SA4置于导通，从而使晶体管TA1、TA2置于断开。由此，驱动信号输出电路50的输出节点、即输出部的节点被设定为高阻抗状态。
5.各种检测方式的检测电路的结构和动作
接下来，对各种检测方式的检测电路60的结构和动作进行说明。图7（A）、图7（B）、图8为全差动开关混频方式的检测电路60的结构和动作的说明图。
如图7（A）所示，全差动开关混频方式的检测电路60包括第一、第二Q/V转换电路62、64、第一、第二的增益调节放大器72、74、开关混频器80、第一、第二的滤波器92、94、A/D转换电路100、DSP部110（数字信号处理部）。
来自振子10的差动的第一、第二的检测信号IQ1、IQ2被输入至作为电流-电压转换电路的一个示例的Q/V转换电路62、64（电荷-电压转换电路）。并且，Q/V转换电路62、64将在振子10中所产生的电荷（电流）转换成电 压。这些Q/V转换电路62、64为，具有反馈电阻的连续型的电荷-电压转换电路。
增益调节放大器72、74对Q/V转换电路62、64的输出信号QA1、QA2进行增益调节并进行放大。增益调节放大器72、74为所谓的可编程增益放大器，并以由未图示的控制电路所设定的增益来对信号QA1、QA2进行放大。例如，放大为适合于A/D转换电路100的电压转换范围的振幅的信号。
开关混频器80为，根据来自驱动电路30的同步信号SYC而实施差动的同步检波的混频器。具体而言，在开关混频器80中，增益调节放大器72的输出信号QB1被输入至第一输入节点NI1，增益调节放大器72的输出信号QB2被输入至第二输入节点NI2。并且，根据来自驱动电路30的同步信号SYC来实施差动的同步检波，并向第一、第二的输出节点NQ1、NQ2输出差动的第一、第二的输出信号QC1、QC2。通过该开关混频器80，从而前段的电路（Q/V转换电路、增益调节放大器）所产生的噪声（1/f噪声）等的无用信号被频率转换为高频带。此外，作为与科里奥利力相对应的信号的预期信号适用于直流信号。
来自开关混频器80的第一输出节点NQ1的第一输出信号QC1被输入至滤波器92。来自开关混频器80的第二输出节点NQ2的第二输出信号QC2被输入至滤波器94。这些滤波器92、94为，例如具有去除（衰减）无用信号而使预期信号通过的频率特性的低通滤波器。例如，通过开关混频器80而被频率转换为高频带的1/f噪声等的无用信号被滤波器92、94去除。此外，滤波器92、94为，例如由无源元件构成的无源滤波器。即，作为滤波器92、94，可以不使用运算放大器，而采用由电阻元件或电容器等无源元件构成的无源滤波器。
A/D转换电路100接收来自滤波器92的输出信号QD1和来自滤波器94的输出信号QD2，并实施差动的A/D转换。具体而言，A/D转换电路100将滤波器92、94作为抗混叠用的滤波器（前置滤波器），实施输出信号QD1、QD2的采样并实施A/D转换。并且，在本实施方式中，来自滤波器92的输出信号QD1和来自滤波器94的输出信号QD2未经由有源元件而被输入至A/D转换电路100。
作为A/D转换电路100，例如可以采用ΔΣ型或逐次比较型等各种方式的A/D转换电路。在采用ΔΣ型的A/D转换电路的情况下，具有例如用于降 低1/f噪声的CDS（Correlated double sampling：相关双采样）或断路器的功能等，可以使用例如由二次ΔΣ调制器等构成的A/D转换电路。此外，在采用逐次比较型的A/D转换电路的情况下，具有例如能够抑制因DAC的元件误差而产生的S/N比的劣化的DEM（Dynamic Element Matching：动态元件匹配）的功能等，可以使用由电容DAC和逐次比较控制逻辑构成的A/D转换电路。
DSP（Digital Signal Processing：数字式信号处理）部110实施各种数字信号处理。例如DSP部110实施与预期信号的应用相对应的频带限制的数字滤波处理、以及去除由A/D转换电路100等产生的噪声的数字滤波处理。此外，还实施增益补正（灵敏度调节）、偏移补正等数字补正处理。
在该图7（A）的检测电路60中，采用了全差动开关混频方式。即，来自振子10的差动的检测信号IQ1、IQ2通过Q/V转换电路62、64、增益调节放大器72、74而被实施了信号放大及增益调节，并作为差动的信号QB1、QB2而被输入至开关混频器80。并且，对于这些差动的信号QB1、QB2，通过开关混频器80而实施将无用信号频率转换为高频带的同步检波处理。并且，通过滤波器92、94而去除被频率转换为高频带的无用信号，并作为差动的信号QD1、QD2而被输入至A/D转换电路100，并且实施差动的A/D转换。
根据这种全差动开关混频方式的检测电路60，在Q/V转换电路62、64和增益调节放大器72、74中所产生的1/f噪声等通过开关混频器80中的频率转换和由滤波器92、94所产生的低通滤波器特性而被去除。并且，采用如下的结构，即，在增益调节放大器72、74和A/D转换器100之间，设置有虽然增益不发挥作用但产生的噪声较少（不产生1/f噪声）的开关混频器80、和由低噪声的无源元件构成的滤波器92、94。因此，由于去除了在Q/V转换电路62、64和增益调节放大器72、74中所产生的噪声，并且开关混频器80和滤波器92、94所产生的噪声也被抑制为最小值，因此能够向A/D转换电路100输入低噪声状态的信号QD1、QD2并进行A/D转换。并且，由于能够将信号QD1、QD2作为差动信号来进行A/D转换，因此与通过单端信号来进行A/D转换的情况相比，能够进一步提高S/N比。
并且，如前文所述，在本实施方式中，在间歇驱动的非驱动期间内检测电路60实施检测处理，而在驱动期间内，检测电路60的至少一部分电路的动作停止。由此，能够实现低功耗。
例如，在图7（A）所示的全停止方式中，在间歇驱动的驱动期间内，检测电路60的全部电路停止。即，Q/V转换电路62、64、增益调节放大器72、74、开关混频器80、A/D转换电路100、DSP部110均停止。根据该全停止方式，驱动期间内的检测电路60的电力消耗成为最小值，从而消耗电力的降低效果变得最大。另外，电路动作的停止例如可以通过停止供给时钟、或者使模拟电路的动作电流断开等方式来实现。
另一方面，在图7（B）的ADC停止方式中，在间歇驱动的驱动期间内停止A/D转换电路100和DSP部110的动作。并且，Q/V转换电路62、64、增益调节放大器72、74、开关混频器80在驱动期间继续进行动作。例如，当作为模拟电路的Q/V转换电路62、64、增益调节放大器72、74暂时停止动作时，有时恢复至稳定的动作状态为止需要较长的时间。因此，在这种情况下，虽然与图7（A）所示的全停止方式相比消耗电力的降低效果较小，但是优选图7（B）的方式。即，由于在从驱动期间切换为非驱动期间，检测电路60开始进行检测处理时，Q/V转换电路62、64等的模拟电路处于稳定动作状态，因此能够马上开始进行检测处理。另外，在图7（B）中，也可以停止开关混频器80的动作。
此外，在图8所示的检波停止方式中，在间歇驱动的驱动期间内，仅开关混频器80停止动作。例如，通过在驱动期间内，停止向开关混频器80供给同步信号SYC（将同步信号SYC的电压电平固定为L电平），从而停止该开关混频器80的动作。并且，Q/V转换电路62、64、增益调节放大器72、74、A/D转换电路100及DSP部100在驱动期间内继续进行动作。如果采用这种方式，则即使在A/D转换电路100和DSP部100从动作停止起到恢复至稳定的动作状态为止需要较长时间的情况下，也能够进行应对。即，由于在从驱动期间切换为非驱动期间，检测电路60开始进行检测处理时，A/D转换电路100等处于稳定动作状态，因此能够马上开始进行检测处理。另一方面，开关混频器80如后文所述为由开关元件构成的构件，并不具有如运算放大器这种模拟电路。因此，在从驱动期间切换为非驱动期间，检测电路60开始进行检测处理时，开关混频器80能够马上开始进行稳定的同步检波动作。
图9（A）～图9（C）为，直接采样方式的检测电路60的结构和动作的说明图。
直接采样方式的检测电路60具有离散型Q/V转换电路260、A/D转换电路270、以及DSP部280。在电路的小规模化的方面，该直接采样方式成为最优选的结构。但是，由于在A/D转换电路270的前段未配置有抗混叠滤波器，因此存在无法避免由折叠噪声引起的性能劣化的课题。此外，当为了离散型Q/V转换电路260的低噪声化而增大消耗电流时，会出现频带延伸，折叠噪声增加的结果，从而存在难以实现低噪声化的课题。对此，在图7（A）的全差动的开关混频方式中，由于Q/V转换电路62、64被设为具有反馈电阻元件的连续型的电荷-电压转换电路，因此能够防止因在直接采样方式中所产生的折叠噪声而导致性能劣化的问题，从而具有能够以小规模的电路结构来实施低噪声下的检测处理的优点。
并且，作为该直接采样方式的检测电路的停止方式，也存在图9（A）的全停止方式、图9（B）的ADC停止方式、以及图9（C）的检波停止方式。
例如，在图9（A）的全停止方式中，在间歇驱动的驱动期间内，离散型Q/V转换电路260、A/D转换电路270、DSP部280全部停止。由此，驱动期间内的检测电路60的电力消耗成为最小值，从而消耗电力的降低效果变得最大。
另一方面，在图9（B）的ADC停止方式中，在间歇驱动的驱动期间内，A/D转换电路270和DSP部280的动作停止，而离散型Q/V转换电路260持续动作状态。由此，由于在从驱动期间切换为非驱动期间，检测电路60开始进行检测处理时，离散型Q/V转换电路260处于稳定动作状态，因此能够马上开始进行检测处理。
此外，在图9（C）的检波停止方式中，在间歇驱动的驱动期间内，仅离散型Q/V转换电路260停止动作。并且，在驱动期间内，A/D转换电路270和DSP部280持续动作状态。如果采用这种方式，则即使在A/D转换电路270和DSP部280从停止动作起到恢复至稳定的动作状态为止需要较长的时间的情况下，也能够进行应对。
图10（A）、图10（B）、图11为，模拟同步检波方式的检测电路60的结构和动作的说明图。
模拟同步检波方式的检测电路60具有：Q/V转换电路362、364、差动放大电路366、高通滤波器367、AC放大器368、偏移调节电路370、同步检波电路380、低通滤波器382、增益调节放大器384、DC放大器386、SCF388（开 关电容滤波器）。此外，例如作为检测装置的外置的电路，设置有A/D转换电路390和DSP部392（数字滤波器）。
在该模拟同步检波方式中，例如通过增大检测电路60中的信号的增益，从而具有能够提高增益特性的优点。但由于电路模块数量较多，使电路大规模化、或较多地消耗电流的模拟的电路模块较多，因此存在电力被无谓地消耗，导致消耗电力过大的课题。对此，图7（A）的全差动的开关混频方式与模拟同步检波方式相比电路模块较少，因而具有容易实现电路的小规模化以及消耗电力的降低化的优点。此外，在全差动的开关混频方式中，来自振子10的差动的信号IQ1、IQ2在保持差动信号的状态下，被实施增益调节、同步检波处理、滤波处理，并被输入至A/D转换器100而实施A/D转换。因此，与在单端信号的状态下实施滤波处理、同步检波处理、增益调节处理等的模拟同步检波方式相比，在降低噪声这一点上该全差动的开关混频方式成为有利的结构。例如，在模拟同步检波方式中，在同步检波电路380的前段，通过反相放大器而将来自AC放大器368的一端的第一信号反相从而生成第二信号，并且利用上述第一信号、第二信号来实施同步检波。因此，第一信号的噪声和第二信号的噪声并不相等，即使实施了由同步检波电路380进行的频率转换，仍会残留有上述反相放大器的噪声等。对此，在全差动开关混频方式中，由于不会产生这种反相放大器的残留噪声等，因此能够提高S/N比。
并且，作为该模拟同步检波方式的检测电路60的停止方式，也具有图10（A）的全停止方式、图10（B）的ADC停止方式、图11的检波停止方式。
例如，在图10（A）的全停止方式中，在间歇驱动的驱动期间内，检测电路60的全部电路均停止。由此，驱动期间内的检测电路60的电力消耗成为最小值，消耗电力的降低效果变得最大。
另一方面，在图10（B）的ADC停止方式中，在间歇驱动的驱动期间内，A/D转换电路390和DSP部392的动作停止，而其他的模拟电路持续动作状态。由此，由于在从驱动期间切换为非驱动期间，检测电路60开始进行检测处理时，这些模拟电路处于稳定动作状态，因此能够马上开始进行检测处理。另外，也可以在驱动期间内使同步检波电路380之后的电路全部停止。
此外，在图11的停止方式中，在间歇驱动的驱动期间内，仅同步检波电路380停止动作。例如，通过在驱动期间内，停止向同步检波电路380供给同步信号SYC，从而停止该同步检波电路380的动作。并且，在驱动期间内， 其他电路持续动作状态。如果采用这种方式，则即使在这些电路从停止动作起到恢复至稳定的动作状态为止需要较长时间的情况下，也能够进行应对。
6.检测电路的详细结构例
在图12中，图示了图7（A）所说明的全差动开关混频方式的检测电路60的详细的第一结构例。
Q/V转换电路62具有运算放大器OPA1、电容器CA1、以及电阻元件RA1，Q/V转换电路64具有运算放大器OPA2、电容器CA2、以及电阻元件RA2。
在Q/V转换电路62的运算放大器OPA1中，其非反相输入端子（广义而言为第一输入端子）被设定为预定电位（例如AGND）。电容器CA1和电阻元件RA1被设置在Q/V转换电路62的输出节点和运算放大器OPA1的反相输入端子（广义而言为第二输入端子）的节点之间。
在Q/V转换电路642的运算放大器OPA2中，其非反相输入端子被设定为预定电位（例如AGND）。电容器CA2和电阻元件RA2被设置在Q/V转换电路64的输出节点和运算放大器OPA2的反相输入端子的节点之间。
如此，图12的Q/V转换电路62、64成为具有反馈电阻元件RA1、RA2的连续型的电荷-电压转换电路，与图9（A）所示的直接采样方式的离散型Q/V转换电路260相比，在降低噪声的方面成为有利的结构。
增益调节放大器72具有运算放大器OPB1、第一、第二的电容器CB11、CB12、以及电阻元件RB1。增益调节放大器72具有运算放大器OPB2、第一、第二的电容器CB21、CB22、以及电阻元件RB2。
增益调节放大器72的运算放大器OPB1的非反相输入端子（第一输入端子）被设定为预定电位（AGND）。电容器CB11被设置在增益调节放大器72的输入节点和运算放大器OPB1的反相输入端子（第二输入端子）的节点之间。电容器CB12和电阻元件RB1被设置在增益调节放大器72的输出节点和运算放大器OPB1的反相输入端子的节点之间。
增益调节放大器74的运算放大器OPB2的非反相输入端子被设定为预定电位。电容器CB21被设置在增益调节放大器74的输入节点和运算放大器OPB2的反相输入端子（第二输入端子）的节点之间。电容器CB22和电阻元件RB2被设置在增益调节放大器74的输出节点和运算放大器OPB2的反相输入端子的节点之间。
在增益调节放大器72中，电容器CB11、CB12的至少一方为电容值可变的电容器。在增益调节放大器74中，电容器CB21、CB22的至少一方为电容值可变的电容器。这些电容器的电容值根据未图示的控制电路（寄存器）而被可变地设定。并且，例如当将电容器CB11、CB12的电容值设定为C1、将电容器CB21、CB22的电容值设定为C2时，增益调节放大器72、74的增益根据C1与C2的电容比C2/C1而被设定。
此外，图12的增益调节放大器72、74具有高通滤波器的频率特性。即，由增益调节放大器72的电容器CB11和电阻元件RB1构成了高通滤波器，并由增益调节放大器74的电容器CB21和电阻元件RB2构成了高通滤波器。由此，增益调节放大器72具有降低（去除）Q/V转换电路62的1/f噪声的高通滤波器的频率特性。此外，增益调节放大器74具有降低（去除）Q/V转换电路64的1/f噪声的高通滤波器的频率特性。
开关混频器80具有第一、第二、第3、第4的开关元件SW1、SW2、SW3、SW4。开关元件SW1被设置在开关混频器80的第一输入节点NI1和第一输出节点NQ1之间。开关元件SW2被设置在开关混频器80的第一输入节点NI1和第二输出节点NQ2之间。开关元件SW3被设置在开关混频器80的第二输入节点NI2和第一输出节点NQ1之间。开关元件SW4被设置在第二输入节点NI2和第二输出节点NQ2之间。这些开关元件SW1～SW4例如能够由MOS晶体管（例如NMOS型晶体管或传输门）构成。
并且，根据来自驱动电路30的同步信号SYC，开关元件SW1和SW2被排他性地导通/断开，并且开关元件SW3和SW4排他性地被导通/断开。例如，在同步信号SYC为H电平（第一电平）的情况下，开关元件SW1、SW4置于导通，开关元件SW2、SW3置于断开。另一方面，在同步信号SYC为L电平（第二电平）的情况下，开关元件SW2、SW3置于导通，开关元件SW1、SW4置于断开。由此，来自增益调增放大器72、74的差动的信号QB1、QB2以差动信号的状态而被同步检波，同步检波后的信号作为差动的信号QC1、QC2而被输出。例如，虽然在图10（A）的模拟同步检波方式中，以单端信号的状态而被同步检波，并输出单端的信号，但在图12的全差动开关混频方式中，以差动信号的状态而被同步检波，且作为同步检波后的信号而输出差动的信号。
滤波器92具有电阻元件RD1和电容器CD1。滤波器94具有电阻元件RD2和电容器CD2。
滤波器92的电阻元件RD1被设置在开关混频器80的输出接点NQ1和第一连接节点ND1之间。该第一连接节点ND1为，与A/D转换电路100的第一输入节点相连接的节点。电容器CD1被设置在第一连接节点ND1和预定电位（例如AGND）的节点之间。
滤波器94的电阻元件RD2被设置在开关混频器80的输出接点NQ2和第二连接节点ND2之间。该第二连接节点ND2为，与A/D转换电路100的第二输入节点相连接的节点。电容器CD2被设置在第二连接节点ND2和预定电位（例如AGND）的节点之间。
如此，滤波器92、94成为由电阻元件和电容器等无源元件构成的无源滤波器。并且，来自滤波器92的输出信号QD1和来自滤波器94的输出信号QD2不经由有源元件被输入A/D转换电路100。
在图13中，图示了图12的检测电路的各个信号QA1及QA2、QB1及QB2、QC1及QC2、QD1及QD2的信号波形例。
如图13所示，从Q/V转换电路62、64输出的信号QA1、QA2通过增益调节放大器72、74而被反相放大，并作为信号QB1、QB2而被输出。具体而言，以上述的电容比C2/C1的增益而被放大。
从增益调节放大器72、74输出的信号QB1、QB2通过开关混频器80而被同步检波，并作为信号QC1、QC2而被输出。通过同步检波，从而1/f噪声等无用信号被频率转换成高频带。并且，通过滤波器92、94对这些信号QC1、QC2实施低通滤波处理，从而生成了信号QD1、QD2。在这些信号QD1、QD2中，通过低通滤波处理而去除了被频率转换成高频带的无用信号，从而成为低噪声信号。并且，该低噪声的信号QD1、QD2作为差动信号而被输入至A/D转换电路100，并实施差动的A/D转换。
在图14中图示了全差动开关混频方式的检测电路的详细的第二结构例。
如前文所述，在图12的第一结构例中，增益调节放大器72由电容器CB11、CB12、电阻元件RB1及运算放大器OPB1构成。增益调节放大器74同样也是同样的。并且，增益通过电容比而被设定。此外，增益调节放大器72、74具有高通滤波器的频率特性。
与之相对，在图14的第二结构例中，增益调节放大器72由电阻元件RB11、RB12及运算放大器OPB1构成。增益调节放大器74也是同样的。并且， 增益通过电阻比而被设定。此外，增益调节放大器72、74不具有高通滤波器的频率特性。
图15（A）为，表示图14的第二结构例的噪声电压的频率特性的图。如A1所示，在Q/V转换电路62、64的输出中，在低频带中产生有较大的1/f噪声。该A1的1/f噪声通过由增益调节放大器72、74实施的信号放大而如A2所示增加。并且，虽然通过由开关混频器80实施的频率转换和滤波器92、94的低通滤波器特性而降低了该1/f噪声，但是如A3所示，该降低的程度并不充分。例如，当开关混频器80的时钟的占空比从50%起发生偏离时，1/f噪声将会泄漏，从而导致噪声性能的降低。
图15（B）为，表示图12的第一结构例的噪声电压的频率特性的图。如B1所示，在Q/V转换电路62、64的输出中，在低频带中产生有较大的1/f噪声。该B1的1/f噪声通过增益调节放大器72、74高通滤波器特性，从而与图15（A）的A2相比，如B2所示被较大地降低。并且该1/f噪声通过由开关混频器80实施的频率转换和滤波器92、94的低通滤波器特性，从而与图15（A）的A3相比，如B3所示被充分地降低。例如，即使在开关混频器80的时钟占空比从50%起发生了偏离的情况下，也能将1/f噪声的泄漏抑制为最小值。因此，A/D转换电路100能够对1/f噪声等被充分降低了的信号进行A/D转换，从而能够在抑制电路的大规模化以及消耗电力的增加的同时，实现低噪声下的检测处理。
此外，图14的第二结构例为，由Q/V转换电路62、64实施的偏移通过增益调节放大器72、74而被放大了的结构。因此，从后段的电路（A/D转换电路、DSP部）观察时，根据由增益调节放大器72、74设定的增益而使偏移也成为不同的值。例如，虽然当在考虑在DSP部110等后段的电路中实施偏移调节的情况时，优选为通过一次的检查来执行偏移调节，但是在图14的第二结构中存在需要针对每个由增益调节放大器72、74设定的增益进行偏移调节，从而处理将变得烦琐的问题。
关于这一点，在图12的第一结构例中，Q/V转换电路62、64的偏移通过增益调节放大器72、74的高通滤波器特性而被去除。因此，当从DSP部110等后段的电路观察时，在不依靠增益调节放大器72、74的增益设定的情况下，便能够仅观察到增益调节放大器72、74的偏移。此外，不需要针对由增益调节放大器72、74所设定的每个增益而实施偏移调节，从而能够实现处 理的简化。此外，如前文所述，Q/V转换电路62、64的1/f噪声通过增益调节放大器72、74的高通滤波器特性而被去除，增益调节放大器72、74的1/f噪声通过开关混频器80的频率转换和滤波器92、94的低通滤波器特性而被去除。因此，成为在A/D转换电路100的输入段不会发现由有源电路产生的1/f噪声的结构，并且作为重视低频带中所产生的噪声的检测电路的电路结构而成为优选的结构。
此外，本实施方式的陀螺传感器510（传感器）例如可以被安装在汽车、飞机、摩托车、自行车或者船舶等各种移动体中。移动体为，例如具备发动机或电机等的驱动机构、方向盘或舵等的转向机构、各种电子设备，并在陆地、空中或海上进行移动的设备或装置。图16简要地表示作为移动体的一个具体例的汽车206。在汽车206中安装有具有振子10和检测装置20的陀螺传感器510。陀螺传感器510能够对车身207的姿态进行检测。陀螺传感器510的检测信号能够被供给至车身姿态控制装置208。车身姿态控制装置208例如能够根据车身207的姿态而对悬架的软硬进行控制、或者对每个车轮209的制动进行控制。另外，这种姿态控制也可以被利用于双足机器人、飞行器、直升机等各种移动体。在实现姿态控制时，可以安装陀螺传感器510。
另外，如上所述虽然对本实施方式进行了详细说明，但对于本领域技术人员来说能够很容易地理解出未实际地脱离本发明的创新部分和效果的范围的多种改变。因此，这种改变例也全部包含于本发明的范围内。例如，在说明书或附图中，至少一次与更广义或同义的不同用语（传感器，物理量转换器、物理量、第一输入端子、第二输入端子等）一起记载的用语（陀螺传感器、振子、角速度信息、非反相输入端子、反相输入端子等），在说明书或附图的任何位置处均能够被替换成该不同的用语。此外，检测装置、传感器、电子设备的结构、以及振子的结构等也并不限定于本实施方式中所说明的情况，能够进行各种改变来实施。
符号说明
OPA1、OPA2、OPB1、OPB2运算放大器；CA1、CA2、CB11、CB12、CB21、CB22电容器；RA1、RA2、RB1、RB2电阻元件；SW1、SW2、SW3、SW4开关元件；SYC同步信号；RD1、RD2电阻元件；CD1、CD2电容器；OPE、OPF、OPG运算放大器；CP1、CP2、CP3比较仪；CE、CG电容器；RE、RF1、RF2、RG电 阻元件；SF1、SF2、SW开关元件；10振子；20检测装置；30驱动电路；32放大电路；40增益控制电路；42全波整流器；44积分器；50驱动信号输出电路；52同步信号输出电路；54相位调节电路；60检测电路；61放大电路；62、64Q/V转换电路；72、74增益调节放大器；80开关混频器；81同步检波电路；92、94滤波器；100A/D转换电路；110DSP部；150寄存器部；152模式切换寄存器；154期间设定寄存器；206移动体（汽车）；207车身；208车身姿态控制装置；209车轮；260离散型Q/V转换电路；270A/D转换电路；280DSP部；362、364Q/V转换电路；366差动放大电路；367高通滤波器；368AC放大器；370偏移调节电路；380同步检波电路；382低通滤波器；384增益调节放大器；386DC放大器；388SCF；390A/D转换电路；392DSP部；500电子设备；510陀螺传感器；520处理部；530存储器；540操作部；550显示部。