本发明涉及单相交流感应电动机的速度控制系统，特别是涉及在负载变化状态下能使电动机保持在所要求速度的系统。 单相交流感应电动机被广泛地用于驱动各种类型的设备，从小的家用电冰箱到调节气温控制系统的通风机。在负载变化的条件下往往需要能控制电动机的速度并保持一个所要求的速度。
目前已有各种类型的电动机速度控制系统，其中的一类是变频型的，这类系统是通过改变供给电动机电源的频率而控制其速度，它是借助把输入交流功率转换成直流功率后以便提供一个所需频率交流方波的中间步骤完成的。这种系统的缺点之一是设备的成本相当高和交流方波要产生比普通的正弦波大的热和噪声。另一种普通的速度控制系统采用降低电压的原理，这个系统通过降低电动机的电压使转子在其同步速度下滑行，这种控制系统虽然成本低，但这个系统在电动机上产生废热和严重的电动机噪声或轰鸣声。此外，电动机在负载发生小变化时就可能失速。
因此，本发明的主要目地是提供一种单相交流感应电动机的速度控制系统。
本发明的另一目的是提供一个不受上述任何不利因素影响的电动机控制系统。
为了能够起动单相感应电动机或使其以不同于其同步速度地运行，就必须移相。为此，通常是在电动机主绕组之外提供一个辅助绕组，使主绕组的轴线同辅助绕组的轴线有一空间移位。为了使这两个绕组的电流之间产生适当的时间-相位位移通常是采用在辅助绕组上串联电容器的方式。常常使辅助绕组和主绕组相互连接后再同一个控制器相连接。而根据本发明的原理，辅助绕组同主绕组是分开的，以及为了维持转子的磁化状态对辅助绕组进行连续激磁，有一个可控开关同主绕组相串联。当该开关断开时，可检测到由磁化的转子在主绕组中引起的反电动势，这个反电动势是电动机速度的度量。再将这个反电动势同一个代表该电动机的所需要速度的参考信号相比较。电动机的负载确定了开关保持断开的时间用以保持速度不变，大负载时开关保持断开的时间比小负载时短。如此，在变化负载的条件下，只要向电动机提供足够的功率就可以保持电动机在所需要的速度下运行。
为了更清楚地说明本发明，下面结合附图说明本发明，在不同的附图中相同的元件用同一个标号表示。
图1为用于理解本发明的一个单相交流感应电动机的示意图。
图2A和2B分别示出了通过图1中电动机的主绕组和辅助绕组的电流波形。
图3是一个具体化本发明原理的单相交流感应电动机速度控制系统的方框图。
图4是一个类似于图3的可选实施例的方框图。
图5是说明图3中所示的方框图部件的详细的方框图。
图6是速度检测器的另一实施例的简图。
图7示出一个本发明的带有微处理器的实施例。
图8A、8B和8C是为理解本发明操作的延迟时间同所需要的电动机速度的关系曲线。
图1示出一个用标号10代表的单相交流感应电动机，该电动机由一个定子12和一个转子14构成。该定子12通常是由硅钢片形成的叠层构成，在所讨论的情况下，它由四个磁极16、18、20和22构成。转子14通常也是由硅钢片的叠层构成，它被安装在一对轴承（未示出）上以便可以自转。电动机10装有两组绕组，一个主绕组24和一个辅助绕组26，主绕组24绕在磁极18和22上，辅助绕组16绕在磁极16和20上。如图1所示，主绕组24和辅助绕组26并联并跨接在单相交流电源28上，在辅助绕组26上串联有一个电容器30。
显然，如果主绕组24和辅助绕组26被顺次激励，则磁极16、18、20和22将按周围的顺序被磁化，而使转子14自转，转子14保持由这些绕组感应的磁化状态和磁极极性。通过参考2A和2B再结合图1可以更清楚地说明上述的工作原理。
当在t0时刻将电源加到电动机10上，主绕组24的电流为零，而同时辅助绕组26的电流达到峰值。需要注意的是，通过主绕组24和辅助绕组26的电流的相移为90°，这是由于电容器30引起的。因此在t0时刻转子14将同辅助绕组26联合起作用，箭头32将指向磁极16，由辅助绕组26在转子14中感生的磁化状态保持在转子14中。在t1时刻，主绕组24的电流达到峰值，辅助绕组26的电流为零。转子14将同主要绕组24联合起作用，由于在转子14中保持磁化状态，转子14将转动而箭头32指向磁极18。转子14从箭头32指向磁极22的位置上被排斥开。
在t2时刻，主绕组24的电流将为零，而通过辅助绕组26的电流将达到负峰值。转子将转动而箭头指向磁极20。在t3时刻，主绕组24的电流达到其负峰值，通过辅助绕组26的电流变为零。转子14将自转而箭头32指向磁极22。在时刻t4，通过主绕组24的电流变为零，而通过辅助绕组26的电流达到其负峰值。转子14将自转而箭头32再一次指向磁极16。
可见在交流电源的一个完整的循环周期内转子14完成一个完整的转动周期。因此转子14同电源同步，每秒运转60转，即每分3600转。这是熟知的同步转动，而本发明则是涉及非同步转动。
在一个不在同步速度下运行的交流电动机中，主绕组和辅助绕组的通电的定时是严格的。因此对主绕组24和辅助绕组26必须在正确的时间和适合极性的电流下激磁。一个最明显的例子是防止转子14被机械地转动。如果锁定状态是如图1所示，箭头32指向磁极22，并接通电源时，则主绕组24将使转子14磁化，而辅助绕组26将试图使转子14在顺时针方向移出该位置。顺时针磁能脉冲串将在每个循环发生四次。每个磁脉冲将一个顺时针方向旋转能量加到转子14上，在说明时将该能量称为“脉冲”。如果转子14处在任何位置并保持在那里，它将在交流电源的每个周期内始终接收四个脉冲。假设转子14以一给定速度转动并耦合到一个负载上，则负载消耗转子的某些能量。如果这些脉冲的幅度是可控的，以便由这些脉冲将一定的能量加到转子14上，这个能量等于负载所用的能量，则负载将以这个速度转动。如果使这些脉冲幅度减小，则这个负载速度将降低，直到进入转子的脉冲能量等于被负载消耗的转子的能量。根据本发明，这种脉冲的幅度是可控的。
单相电动机的音频噪声的峰值频率通常为240赫（输入电源频率为60赫），这相应于每个循环内有四个能量脉冲不断地撞击到电动机的传声部件上。通过使输入电动机的脉冲能量的幅度限制到最小，可以降低总的噪声。
现在参考图3，根据本发明的方案，将一个可控的开关34同主绕组24串连，以便可选择地提供交流电源28至主绕组24的传导通路，同时使电源28连续地通过辅助绕组26供电。辅助绕组26的通路上包括一个电容器30。由于电容器30的存在使通过辅助绕组26的电流的相位同交流电源28差90°。如果开关34不在闭合状态，转子14（图1）将不旋转（但是，如果转子14正在旋转而开关34断开，这个旋转的转子的惯性将使其继续旋转，尽管在负载状态下其速度在变慢。）
如果磁化的转子14正在旋转，在主绕组24上将感应一个电压，这个电压通常被称为电动机反电动势。这个反电动势是被辅助绕组26储存在转子14中的磁场产生的，这个反电动势的大小正比于转子的转速。因此通过测量反电动势可以提供一种确定电动机的速度的方法。但是，如果开关34闭合，这个反电动势信号将被交流电源28的电压所掩盖住。正如下面所详细描述的那样，按照本发明的方案，开关34可选择地闭合，以便向电动机供电使其转动;当开关34断开时，检测跨接在主绕组24两端的反电动势，以测量电动机的速度。
只要通过该主绕组24的电流为零，开关34就断开。当该主绕组24正有电流流过而要断开该开关34时，则该主绕组24的磁场将会消失并感生一个掩盖反电动势的电压。本发明根据驱动该负载在要求的速度下运行所需要的脉冲幅度准确地控制开关34的定时闭合。开关的闭合是通过从零电流点定时而与电源28的正弦波同步。在闭合之前的一个短时间的延迟将引起一个大的脉冲，而在闭合之前的一个长时间的延迟将引起一个小的脉冲。
电动机10的速度由反电动势检测器36检测，该检测器36同开关34相连接，并在开关34断开时工作。检测器36包括一个电压变换器361，将电源的线电压降低为可以使用的电平后经一个全波整流器363整流。因为通常反电动势的电压是一个正弦变化信号，采样和保持电路38将一信号提供速度伺服装置40，该信号代表全波整流器363的输出的最大绝对值。速度伺服装置40的另一个输入是来自速度选择器42，速度选择器42提供一个代表所要求的电动机10的速度信号。伺服装置40向比较器44提供一个输出，比较器44的另一个输入来自斜波发生器46，斜波发生器46在开关34断开时（即在电流达到零的时刻）开始产生一个单调增加斜波电压。通过同反电动势检测器36相连接的过零检测器48检测这个电流过零点。比较器44将从速度伺服装置40收到的信号同来自斜波发生器46的信号进行比较，根据比较结果向开关控制器50提供一个适合的信号，以使开关44闭合。整个电路的电源由电源52供给，电源52同交流电源28耦合并将交流电流28的功率变换成这个电路所需要的形式。
图4示出一个同图3类似的电路方框图，其中的电路方框经过了重新安排。例如，电压变换器361跨接在主绕组24上而不是跨接在开关34上，在此情况下，电动机10的反电动势被直接测量，而不是象在图3所示的系统中那样要从电源的电压中扣除，另外，在图4中的过零检测器48跨接在开关34上，并将一个信号提供给采样保持电路38，以使开关34一断开，采样保持电路38就准时提供一个表示反电动势的信号给速度伺服装置40。
现在参考图5，电源52包括变压器54、全波二极管整流桥56和电容器58。发光二极管60在电源接通时通过降压电阻62供电。
作为一个说明的例子，具有一个控制极66的三端双向可控硅元件起一个开关的作用，三端双向可控硅元件64的固有特性是当通过其上面的电流降到一个预定的维持电流以下时，三端双向可控硅元件64就断开，并在其控制极66收到一个触发信号之前一直保持这个断开状态。
反电动势检测器（速度检测器）36包括为了使电源的线电压降低到可用电压而构成分压器的电阻68和70。因此，电阻68和70作为一个降压器361，当三端双向可控硅64处在导通状态时，电阻68和70被短路，当三端双向可控硅64断开时，二极管72通过电阻74导通电源28的正半周并馈给运算放大器78的同相输入端76，因为二极管80在正半周期间是断开的，所以运算放大器78的输出端84通过一个电阻86连接到其反相端82，从而起到电压跟随器的作用，因此，上述速度检测器36的输出引线的电压就跟随引线90的输入电压。因此在导线90上的电压等于从电源28的线电压中减去在主绕组24中的反电动势。
在导引线90上的电压处在负半周期间，二极管80是导通的，而二极管72是载止的。在负半周期间的电流通过电阻92供给运算放大器78的反向输入端82。电阻92和86构成具有单位增益的运算放大器78的反馈回路，从而使负半波反向并作为正波形出现在输出端84上。因此速度检测器36起一个全波整流器的作用，对引线90上的信号进行变换。
过零检测器48利用三端双向可控硅64的固有特性-当通过三端双向可控硅64的电流降到预定的维持电流以下时，三端双向可控硅64开始载止，并且保持载止到被控制极66的触发脉冲触发接通为止。将导线88上的速度检测器36的输出在运算放大器96的同相输入端94上同运算放大器96的反向输入端98上的固定电压相比较，在输入端98上的这个固定电压是由跨接在电源52的输出端上的电阻100和102构成的分压器提供的。如果三端双向可控硅64是导通的，则导线88将处在低电位，因此运算放大器96的输出端104处在低电位。当通过三端双向可控硅64的电流降低到预定的维持电流（基本上为零）以下，则跨接在三端双向可控硅64上的电压跃升，从而使导线88上的电压升高，从而又使输出端104的信号电压升高，并保持在高电位状态下，直到三端双向可控硅64再次变为导通为止。在端子104上的信号从低到高的转换的作用是确定了在上述电路场合下的过零点。
当三端双向可控硅64导通时，输出端104为低电位，以保持斜波发生器46的电容器106通过二极管108放电。当三端双向可控硅从过零点开始截止时，输出端104的电位升高，使二极管108断开（反置），因此，电容器106通过电阻110放电在导线112上产生一个从预定电平（稍高于零）开始的斜波电压，并单调增加直到三端双向可控硅64导通或者其电压达到导线114上的电源电压值。
比较器44将加到运算放大器118反相输入端116上的电压，即在导线112上的斜波电压，同经过电阻126加到运算放大器118同相输入端124上的电压，即在导线122上的伺服电压相比较。因此在导线112上的斜波电压不能达到零，电阻126和128保证在导线122上的伺服电压不可能降到低于斜波电压的最小值。如果运算放大器118的同相输入端124上的伺服电压降到斜波电压以下，则运算放大器118的输出130将降低。正如下面将要说明的那样，这将引起三端双向可控硅64导通，并再次产生斜波电压，输出130又升高。在导线122上的伺服电压越低，比较器44在电源周波上触发就越提前。在零电流和三端双向可控硅64导通之间的时间间隔同加到主绕组24上的电源功率的大小成反比。
通过控制器50完成对三端向可控硅64的触发。当运算放大器118的输出130降低时，这个转变经电容器132耦合到晶体管136的基极134上。电阻138使基极134的电位始终保持高电位。晶体管136的集电极140同三端双向可控硅64的控制极66相连。当基极134降低到使晶体管136导通时，集电极140升高提供一个触发脉冲给控制极66而使三端双向可控硅64导通。控制极66的电流由晶体管136的增益和其基极电流限定。
现在再回到所描述系统的速度检测方面，来自导线88上的速度检测器36的输出提供给采样和保持电路38。在导线88上的信号经二极管142对电容144充电。电容器144保持峰值电压，而电阻146同时提供一个缓慢的放电通路。因此，在导线148上的电压是速度检测器136输出的最大绝对值。
速度选择器42包括一个保持选择速度设定电压不变的电压调解器150。电位器152通过调整调解电压调整器150的电压输出而调整最小速度。电阻154和156控制电位器152的调整范围。使电位器158可通过将电位器160设定到最大速度位置上提供该所需要的速度设定。
速度伺服装置40将在导线162上的电位器158的速度设定点同在导线148上的采样和保持电路38的输出相比较。速度伺服装置40包括一个其输出端同导线122相连的运算放大器164，导线122通向比较器44，运算放大器164的同相端同导线162相连接。运算放大器164的反相输入端168同电阻170和172的节点相连。电阻170和172构成一个交流增益近似为1的反馈电路，这个运算放大器能响应快速变化的信号，电容器174起积分器的作用，积分器响应缓慢的变化以便提供一个基本上无限的直流增益。
图6示出速度检测器36的另一个实施例，电阻176和178将跨接主绕组24两端的电压降低到更合适的值，运算放大器180作为一个电压跟随器，它的负载不接入电阻176和178之上，因此不影响反电动势的读数。开关182和184是场效应电子开关，它们分别由各自的栅极186和188控制（通过来自未示出的逻辑信号），以便使开关182在三端双向可控硅64断开0.2毫秒时间的正半周后接通约0.2毫秒，这将使正半周的反电动势储存在电容器190中。开关184在三端双向可控硅64断开0.2毫秒时间的负半周后接通约0.2毫秒，这将使负半周的反电势存储在电容器192中。运算放大器198将导线194上的电压从导线196上的电压相减后作为电动势输出给导线88。
图7示出一种用编程的微处理器200完成图3所示的电路框图的主要功能的电路布置。如图7所示，电压变换器202起隔离作用，并将主绕组24两端的电压降低后供给模/数变换器204。电压变换器202可以是分级降压变压器。模/数变换器204将降低的主绕组电压转换成数字量供给微处理器200。当通过主绕组24的电流为零时，过零检测器206向微处理器200提供一个信号，以便使微处理器断开开关34。微处理器200在开关34断开后0.2毫秒后正半周期间出现的电压存储在第一存储位置中。微处理器将开关断开0.2毫秒后负半周期间出现的电压存储在第二存储位置中，这两存储数值相减的数字相应于反电动势，这个数值被存储在第三存储位置中，以便用于同上述的速度检测器28所提供的设定点数值相比较，从而确定开关34闭合的时刻。
在图7中所示的数字伺服装置和在图5中所示的模拟伺服装置两者都利用递进逼近的方法精确地确定三端双向可控硅64接通的时刻。图8A-8C对递进逼近的方法的原理进行了说明。假设电源28的一个半周持续8毫秒，显然，如果要使电动机所需要的速度达到全速度，在三端双向可控硅64接通过零后的延迟时间为零毫秒。反之，如果电动机根本没有运行（零速度）则三端双向可控硅64的导通延迟时间为整个8毫秒，因此可以绘出如图8A所示的延迟时间同速度的关系曲线。图8A中所示的直线是一个好的逼近。假设要求电动机以半速运行，根据图8A中开始选取的延迟时间为4毫秒，紧跟检测反向电动势之后改变这个延迟时间。假设检测的速度为全速的25%，则绘出如图8B所示一个新的曲线。为了获得那条直线，已知全速度零延迟时间是固定的，而25%速度的延迟时间4毫秒已经测量出来。因此为了获得50%的速度，新的逼近延迟时间应选为2.7毫秒。假设下一次测量的反电动势表明电动机正在以45%全速运行，于是获得在图8C中所示的直线。则对于延迟时间的下一个近似值为2.45毫秒，这样的逼近可以继续进行下去。
对微处理器200进行编程以便获得曲线并进行逼近，而在图5中所示的伺服装置40不具有这个功能。
在上面已经描述了一种改进的单相交流电动机速度控制系统。所描述的实施例是作为举例用的，显然，本专业的普通技术人员可以作出各种改型，本发明的保护范围只由权利要求来限定。