本发明涉及电源变换器的控制装置，它对电源变换器的输出电压进行控制，为了高度准确地得到直流变换的输出，所述电源变换器带有多个开关元件。 例如，图1示出了现有技术的变换器控制电路的方框连接图，在IEEE工业应用学会年度会议（西雅图，1990年10月7日至12日）的公布第1049-1055页中，该控制电路被描述成使用续流能量储存单元的具有高性能和长寿命的不间断电源。
参见图9，参考标号1表示负载，标号2表示电容器，它对将供给负载1的直流电压进行滤波，标号3表示变换器主电路。如图10a中所示，所述变换器主电路带有开关元件S1-S4的单相全波桥式结构，使用1-2KHZ或更高频率的三角波载波进行脉冲宽度调制。标号4和5分别表示用于滤波器的电抗器和电容器，它们置于交流电源6和上述变换器3之间。标号901表示电流检测装置，它检测变换器电流IA，标号902表示电压控制装置，它检测输入电压VR
图9中，标号800起，表示上述变换器3之控制装置的组件。标号801表示脉冲宽度调制电路（下文称为PWM调制电路），它根据变换器电压指令V＊A发送用于脉冲宽度调制的控制输出信号PWMO对上述变换器进行控制。标号802表示电流控制放大器，它得到变换器电压指令V＊A，该指令V＊A将根据下文将描述的减法器821的输出而加在上述PWM调制电路801上。标号803表示脉冲同步电路，它根据由电压检测装置902检测得的电压来获得交流输入VR的相位Φ。
标号804表示交流正弦波参考振荡电路，用它来获得与交流电源之输入电压VR同相的交流正弦波参考信号sinΦ。标号805表示幅度指令发生电路，它输出幅度指令。标号821为减法器，它用来得到变换器电流指令I＊A与变换器电流IA之间的差值：所述变换器电流指令I＊A由乘法器822得到，该乘法器将由上述交流正弦波参考振荡电路804输出的交流正弦波参考信号sinΦ与由上述振幅指令发生电路805输出的振幅指令相乘;所述变换器电流IA由电流检测装置901检测得到;从而将相当于该差值的信号输至上述电流控制放大器802。这些元件构成了电流控制回路。
下面将对上述结构地工作情况进行描述，由电压检测装置检测来自自交流电源6的输入电压VR，由相位同步电路803检测输入电压VR的相位Φ。为了得到与输入电压Va同相的交流正弦波参考信号sinΦ，将所检测得到的相位输入交流正弦波参考振荡电路804。乘法器822将幅度指令发生电路805的输出与上述交流正弦波参考振荡电路804的输出相乘，从而得到变换器电流指令I＊A
电流控制放大器802和PWM调制电路801控制变换器3的开关动作，从而使变换器电流指令I＊A与变换器电流IA（由电流检测装置901检测得到）相一致，因而形成电流控制回路。这样，在正常条件下，可从交流电源6向负载提供功率因数为1的、正弦波电流形式的电源。
现有技术的电源变换器的控制装置具有上述结构。因此，如果在输入电压中带有甚至微小的畸变，就会由系统中的电抗组件及滤波电容器5引起谐振。这是现有技术中必须解决的问题。此外，电源向负载1输电时，如果控制装置停止工作，储存在系统电抗件内或储存在电抗器或滤波器4中的能量流入滤波电容器5，导致以过电压对电容器5充电。这是将要解决的另一问题。
鉴于现有技术的上述问题，本发明的一个目的在于提供一种用于电源变换器的控制装置，所述控制装置能抑制由系统的电抗组件及滤波电容器所产生的谐振。本发明的另一目的在于提供一种用于电源变换器的控制装置，当装置停止工作时，它能抑制电容器中的过电压。
根据本发明的第一方面，提供了一种电源变换器控制装置，它控制电源变换器，包括：一滤波器，所述滤波器置于交流电源和电源变换器之间，包括一个电抗器和一个电容器;谐振检测装置，它对由交流电源和滤波电容器之间存在的系统电抗成分及滤波器电容引起的谐振成分进行检测;变换器电流检测装置，它对通过滤波器流入电源变换器的变换器电流进行检测;输入电压检测装置，它对由系统电源提供的输入电压进行检测;电流指令值发生装置，它根据由电压检测装置检测得到的电压的幅度指令，得出用于电源变换器的电流指令值;电流指令值控制装置，它根据由谐振检测装置检测得的谐振成分改变来自电流指令值发生装置的电流指令值;电流控制装置，它根据电流指令值和电流值间的差来得出电压指令值，然后根据电压指令值控制电力变换器的开关元件，所述电流指令值由电流指令值控制装置输出，所述电流值由变换器电流检测装置检测得到。
根据本发明的第二方面，提供了一种电源变换器控制装置，对电源变换器进行控制，它包括：滤波器，所述滤波器包括置于交流电源和电源变换器之间的电抗器的电容器;变换器电流检测装置，它对通过滤波器流入电源变换器的变换器电流进行检测;输入电压检测装置，它对由交流电源所提供的输入电压进行检测;电流指令值发生装置，它根据由电压检测装置检测得到的电压和幅度指令来得出用于电源变换器的电流指令值;电流控制装置，它根据电流指令值与电流值间的差得出电压指令值，并随后根据电压指令值来控制电力变换器的开关元件，所述电流指令值由电流指令值发生装置输出，所述电流值由变换器电流检测装置检测得到;停止预告电路，在装置停止工作前，它向电流指令值发生装置输出停止预告信号，并控制用于电源变换器的电流指令值，将该值改变为零。
根据本发明的第三个方面，提供了一种电源变换器控制装置，它对电源变换器进行控制，它包括：滤波器，所述滤波器包括置于交流电源和电力变换器之间的电抗器和电容器;谐振检测电抗器，它置于交流电源和滤波器之间;输入电流检测装置，它检测通过谐振检测电抗器流入滤波器的输入电流;电容器电压检测装置，它对滤波器的电容器电压进行检测;变换器电流检测装置，它对通过滤波器流入电源变换器的变换器电流进行检测;输入电流控制装置，它根据由输入电压检测装置检测得到的电压和幅度指令得出输入电流指令值，并随后得到一输出，在该输出中，为了控制输入电流，从输入电流指令值中减去了由输入电流检测装置检测得到的电流值;电容器电压控制装置，它根据输入电流控制装置的输出得到电容器电压指令值，并随后得到一输出，在该输出中，为了控制电容器电压，从电容器电压指令值中减去了由电容器电压检测装置检测得到的电压值;电流控制装置，它根据电容器电压控制装置的输出得到变换器电流指令值，并随后根据一输出来控制电源变换器的开关元件，在所述输出中，为了控制变换器电流，从变换器电流值中减去了由变换器电流检测装置检测得到的电流值;还包括停止预告电路，在装置停止工作前，它输出停止预告信号至输入电流控制装置，并对用于电源变换器的电流指令值进行控制，从而将该值改变为零。
图1是示出了根据本发明第一实施例，用于电源变换器之控制装置的方框图，
图2是等效电路的示意图，其中用电源来代替图1中所示的变换器3和电抗器4，
图3-8是方框图，它们分别示出了根据本发明的第二-第七实施例、用于电源变换器的控制装置，
图9示出了用于电源变换器的现有技术之控制装置的示意图;
图10a和10b是示出了电源变换器结构之一种实施例的电路图。
下面将描述本发明的第一实施例，图1为根据第一实施例、用于电力变换器之控制装置的结构图。图1中，与图9中所示现有技术之实例中相同的参考标号表示相同的元件。图1中，参考标号1表示负载;标号2表示电容器，它对将供给负载1的直流电压进行滤波;标号3表示变换器主电路;标号4和5分别表示用于滤波器的电抗器和电容器，它们置于交流电源6和上述变换器3之间;标号901表示电流检测装置，它检测变换器电流IA，此外，标号902表示电压检测装置，它检测输入电压VR
在同一图中，800组的标号表示上述变换器3之控制装置的元件。标号801表示PWM调制电路，它输出用于脉冲宽度调制的控制输出信号PWMO，从而根据变换器电压指令I＊A来控制上述变换器3。标号802表示电流控制放大器，为了控制变换器电流，它根据减法器821的输出得出将加至上述PWM调制电路801的变换器电压指令I＊A，所述电法器821将在下文进行描述。标号831表示相位同步电路，它根据由电压检测装置902检测得的电压而得到交流输入VR的相位Φ。
标号804表示交流正弦波参考振荡电路，用它来得到与交流电源之输入电压VR同相的交流正弦波参考信号sinΦ。标号805表示输出幅度指令的幅度指令发生电路。标号821是减法器，用它来得出变换器电流指令I＊A和变换器电流IA间的差值，从而输出代表该差值的信号至上述电流控制放大器802，所述变换器电流指令I＊A由乘法器822得出，该乘法器822将来自上述交流正弦波参考振荡电路804的交流正弦波参考信号sinΦ与来自上述幅度指令发生电路805的幅度指令相乘，所述变换器电流IA由电流检测装置901检测得到。这些器件构成了电流控制回路。
本发明的结构包括下面这些新颖的器件，标号903表示电流检测装置，它置于交流电源6和滤波器之间，所述滤波器包括电抗器4和电容器5，该电流检测器对输入电流IR进行检测。作为控制装置的组件，标号806表示近似微分器，它对由上述电流检测装置903检测得的输入电流IR进行微分，标号807表示带通滤波器，它根据近似微分器806的输出仅允许输入电流IR的谐振频带从中通过。近似微分器806和带通滤波器807形成了用来检测谐振电流成分的检测装置。
标号808表示用来得到输出的比例装置，在所述输出中，带通滤波器807的输出被乘以增益K。标号823表示减法器，用它来得到变换器电流指令I＊A与上述比例装置808之输出间的差值，所述变换器电流指令I＊A通过上述乘法器822得到。减法器823和比例装置808形成了根据谐振电流成分用来改变电流指令值的控制装置。上述装置构成了电流控制回路，它改变输出变换器3的电流指令，从而使减法器823的输出与由电流检测装置901测得的变换器电流IA相一致，或换一种说法，与输入电流IR的谐振成分相对应。
下面将对上述第一实施例的工作情况进行描述。
用电压检测装置902对来自交流电源6的输入电压进行检测，并用相位同步电路803对输入电压VR的相位Φ进行检测。为了得到与输入电压VR同相的交流正弦波参考信号sinΦ将检测得的相位Φ输入至交流正弦波参考振荡电路804。随后，乘法器822将幅度指令发生电路805的输出与上述交流正弦波参考振荡电路804的输出相乘，从而得到变换器电流指令I＊A。
另一方面，通过近似微分器806对由电流检测装置903检测得到的输入电流IR进行微分，且带通滤波器807仅检测谐振频率成分。通过比例装置808将所检测得的输出乘以增益系数K。用减法器823从上述变换器电流指令I＊A中减去比例装置808的输出。此外，电流控制放大器802和PWM调制电路801形成了电流控制回路，该回路用来控制变换器3的开关元件，从而使减法器823的输出与由电流检测装置901检测得的变换器电流IA相一致。
这里，举例来说，假设用电流源代替变换器3和电抗器4。图2示出了这种情况下的结构。图2中，标号7表示电抗器（以下论述中，也称为电抗元件7），它代表了系统的电抗成分，标号8表示电流源，用它代替了上述变换器3和电抗器4。假设电容器5的电压、系统之电抗器7的电感值及电容器5的电容值分别为VC、L和C，若使用传递函数可得到以下所示的表达式（1）、（2）。
L（dIR/dt）＝VR-VC……（1）
c（dVC/dt）＝IR+IA……（2）
根据表达式（1），（2）可得到输入电压VR如下：
VR＝｛LCS2-L（IA/VC）S+1｝VC……（3）
其中S为拉普拉斯算子。
参见图1，用近似微分器806对输入电流IR进行微分，近似微分器806的输出通过带通滤波器807，并随后用比例装置808将它乘以增益系数K。接着，通过减法器823从变换器电流指令I＊A中减去比例装置808的输出。从而，变换器电流IA流通且与减法器823的输出相重合，因此，假设上述带通滤波器807的传递函数为f（s），根据下文所示的表达式（4）所得到变换器电流IA。
IA＝KIRSf（s）＝（K/L）（VR-VC）f（s）……（4）
如果将表达式（4）代入表达式（3），则输入电压VR如下：
VR＝｛LCS2-K（VR/VC）f（s）S+kf（s）S+1｝Vc（5）
上述带通滤波器807仅允许谐振电流成分从中通过。在谐振电流成分的频带上，传递函数f（s）＝1。在其它频带上，f（s）＝0。这样，可将表达式（5）表达如下。
在谐振频带上，建立下列表达式：
VC/VR＝（1+KS）/（LCS2+KS+1）……（6）
在其它频带上，建立下列表达式：
VC/VR＝1+（LCS2+1）……（7）
因此，在谐振频带上，根据表达式（6）、用选择得的K值使功率衰减，从而抑制谐振的发生。
因而，在根据上述第一实施例之电源变换器3的控制装置中，电流控制回路根据通过滤波器流入变换器3之电流的值和电流指令值之间的差值来控制变换器3的开关元件、从而使上述电流值与电流指令值相同。在这个电流控制回路中，由于是根据输入电流的谐振电流成分来改变变换器的电流指令值的，因此可抑制LC谐振。
图3是一结构示图，它示出了根据第二实施例、用于电源变换器的控制装置。图3中，与图1所示之第一实施例中相同的参考标号表示同一组件。因此这里省略了对它们的描述。第二实施例中，与第一实施例所不同之处在于：使用电流检测装置905来代替电流检测装置903，所述电流检测装置905对流入电容器5的电流进行检测，该电容器5构成一滤波器。由电流检测装置905检测得的电容器电流IC被输入微分器806用以检测谐振电流成分。根据谐振电流成分改变电流指令值。其它组件与第一实施例中相同。
接下来，将对第二实施例的工作情况进行描述。图3中，在系统的电抗器件7与滤波器的电容器5之间产生谐振电流，且电流流入电容器5。因此，通过检测电容器电流IC，能够控制系统的电抗组件7与滤波器之电容器5之间的谐振。因此，由电流检测装置905检测电容器电流IC，且由近似微分器806对所测得的电流进行微分。带通滤波器807仅检测谐振频率成分，比例装置将谐振频率成分乘以增益系数K。通过减法器823从变换器电流指令I＊A中减去比例装置808的输出。
由减法器823得到的电流指令被输入减法器821。在电流控制回路中，电流控制放大器802和PWM调制电路801对变换器3之开关元件的切换进行控制，从而使减法器823的输出与变换器电流IA相一致，所述变换器电流IA由电流检测装置901检测得到。
因此，根据第二实施例的结构使它能够通过检测电容器电流IC来控制谐振，所述谐振出现在系统之电抗成分7与滤波器之电容器5之间。因而，能够将电流检测装置905的电流定额降至小于第一实施例的较小值。在所述第一实施例中，通过检测输入电流IC来控制系统之电抗成分7与滤波器之电容器5之间产生的谐振。因此，第二实施例具有这样的效果，即，它具有与第一实施例相同的功效且降低了操作成本。
图4是一结构示图，它示出了根据第三实施例的电源变换器的控制装置。图4中，与图1所示第一实施例中相同的参考标号表示同一组件。因此，这里省略了对它们描述。第三实施例中，与第一实施例不同之处在于：在交流电源6与滤波器之间设置有电抗器9;设置有检测电容器电压VC的电压检测装置904;还设置有一减法器827，它从电压检测装置902检测得到的输入电压VR中减去由上述电压检测装置904检测得到的电容器电压VC，并将减法运算所得到的输出输入带通滤波器807;取消了近似微分器806，还取消了用来检测输入电流IR的电流检测装置903。其它组件与第一实施例中相同。
通常，由于系统的电抗成分7经常是未知的，因而不能确定谐振频率。所以，根据图4所示的结构在装置上增加与系统之电抗成分相比其电感量足够大的电抗器9，并随后采用减法器827从电压检测装置902检测得到的输入电压VR中减去由电压检测装置904检测得到的电容器电压VC从而将电压VL加在电抗器9上。由于加在电抗器9上的VL是经过微分的输入电流IR，可以不用第一实施例中所使用之近似微分器得到输入电流IR经微分的值。
带通滤波器807仅检测减法器827输出中的谐振频率成分，比例装置808将所检测得到的成分乘以增益系数K。随后，采用减法器823从变换器电流指令I＊A中减去比例装置808的输出。电流控制放大器802和PWM调制电路801形成一电流控制回路，在该回路中对变换器3的切换进行控制，从而使减法器823的输出与由电流检测装置检测得到的变换器电流IA相一致。
这样，根据第三实施例的结构使它能通过增加位于交流电源和滤波器之间的电抗器9来限制谐振频率。此外，由于获得加在电抗器9上的电压VL，设置近似微分器的必要性被取消了，从而有利于谐振控制系统的设计。
换句话说，由于根据电抗器电压来检测谐振成分，且根据谐振成分改变变换器电流指令，本实施例具有这样的效果：它在具备第一实施例之功效的同时能方便地构成控制装置。
图5是示出了根据第四实施例之电源变换器控制装置。图5中，与图1所示第一实施例中相同的参考标号表示同一组件。参见图5，参考标号1表示一负载，标号2表示对将加在负载1上的直流电压进行滤波的电容器，标号3表示变换器主电路。标号4、5表示分别用于滤波器的电抗器和电容器，它们置于交流电源和上述变换器3之间。标号901表示电流检测装置，它对变换器电流IA进行检测，标号902表示电压检测装置，它检测输入电压VR。
在同一图中，800组标号表示上述变换器3之控制装置的组件。标号801表示PWM调制电路，它发送用来进行脉冲宽度调制的控制输出信号PWMO，从而根据变换器电压指令I＊A控制上述变换器3。标号802表示电流控制放大器，它根据减法器821的输出得到将加在上述PWM调制电路801的变换器电压指令I＊A，所述减法器将在下文中进行描述，从而对变换器电流进行控制。标号803表示相位同步电路，它根据由电压检测装置902检测得到的电压来得出交流输入VR的相位Φ。
标号804表示交流正弦波参考振荡电路，它用来得到与交流电源之输入电压VR同相的交流正弦波参考信号sinΦ。标号805表示输送幅度指令的幅度指令发生电路。标号821是一减法器，用它来得到变换器电流指令I＊A与变换器电流IA之间的差，其目的是将相应于该差值的信号输至上述电流控制放大器802，所述变换器电流指令I＊A由乘法器822得到，该乘法器将来自上述交流正弦波参考振荡电路804的交流正弦波参考信号sinΦ乘以来自上述幅度指令发生电路805的幅度指令。这些组件构成了电流控制回路。
本发明的结构包括下述新颖的组件。标号815表示停止预告电路1，它在控制装置使变换器电流停止为零之前发送停止告知信号至幅度指令发生电路805，且在变换器3吸收储备在系统的电抗成分7及储存在滤波器之电抗器4中的能量之后，为了避免电容器5载有过电压，所述停止预告电路关断控制装置的工作。
下面将对上述第四实施例的工作情况进行描述。
采用电压检测装置902对来自交流电源6的输入电压VR进行检测，采用相位同步电路803对输入电压VR的相位进行检测。将所述检测得到的相位Φ输入至交流正弦波参考振荡电路804，从而得到与输入电压VR同相的交流正弦波参考信号sinΦ。然后，乘法器822将幅度指令发生电路805的输出乘以上述交流正弦波参考振荡电路804的输出，从而得到变换器电流指令I＊A。
电流控制放大器802和PWM调制电路801形成了电流控制回路，它对变换器3的切换进行控制，从而使变换器电流指令I＊A与电流检测装置901检测得到的变换器电流IA相一致。因此，在正常条件下，可从交流电源6提供功率因数为1的正弦波形式的电能加至负载1上。
当正在向负载1供电而控制装置停止工作时，在装置停止之前停止预告电路815输出停止预告信号至幅度指令发生电路805。因此，幅度指令发生电路805输出为零。当幅度指令发生电路805的输出变为零时，变换器电流指令I＊A变为零。其结果是，变换器电流I＊A变为零，且随后控制装置停止工作。
装置在变换器电流IA变为零之后停止工作时，变换器3吸收储存在系统中电抗成份7和滤波器之电抗器4中的能量，所述能量是在装置停止工作前向负载1输送电能期间储存的。即，在变换器吸收了储存在系统中电抗成份7和滤波器之电抗器4中的能量之后，控制装置停止工作。从而，电能不流入电容器5，因此电容器5上不会载有过电压。
因此，根据第四实施例，在装置停止工作前，停止预告电路815传输停止预告信号至幅度指令发生电路805。其结果为，在变换器电流变为零后装置停止工作，且随后变换器吸收存储在系统中电抗成份7和滤波器之电抗器4中的电能。因而，本实施例具有防止电容器5载有过电压的作用。
图6示出了根据第五实施例之电源变换器的控制装置。图6中，如图5所示第四实施例中相同的标号表示同一组件。因此，省略了对它们的描述。第五实施例中，与第四实施例不同之处在于：在系统中增加了开关10，它使装置从系统上断开;开关检测电路810，用它来检测开关是否已打开;开关811，它由开关检测电路810之输出来接通;输入电压指令发生电路812，它产生输入电压指令V＊R。
此外，第五实施例与第四实施例不同之处还在于：在系统中增加了减法器825，它从输入电压指令V＊R中减去电压，所述电压由电压检测装置902检测得到，所述输入电压指令V＊R由上述输入电压指令发生电路812输入;电压控制放大器809，它根据上述减法器825的输出来输出控制电流，其目的是控制输入电压;加法器824，它将上述电压控制放大器809之输出与乘法器822之输出相加并将结果输入减法器821。
接下来，将对具有上述结构的控制装置进行描述如下。
参见图6，向负载1供电期间控制装置停止工作时，在装置停止之前停止预告电路815输出停止预告信号至幅度指令发生电路805。从而，幅度指令发生电路805输出为零，且变换器电流指令I＊A变为零。其结果为，变换器电流IA变为零，且随后控制装置停止工作。
装置停止时，变换器3吸收存储在系统中电抗成份7中的电能及储存在滤波器之电抗器4中的电能，所述电能是装置停止工作前向负载1供电期间储存的。这时，由于滤波器的电容器5连接至系统，系统对电容器5充电。
开关10打开时，装置从系统中脱开，且开关检测电路810检测出开关10是打开的。从而，由开关检测电路810的输出接通开关811。开关811接通时对电压控制放大器809进行控制，使来自输入电压指令发生电路812的输入电压指令V＊R与由电压检测装置902检测得到的输入电压VR相一致。随后，采用加法器824将上述电压控制放大器809的输出加至由乘法器822输出的变换器电流指令I＊A上，从而得到新的变换器电流指令。
电流控制放大器802和PWM调制电路801形成了电流控制回路，它根据减法器的输出控制变换器3的切换操作，从而使这一新的变换器电流指令与由电流检测装置901检测得到的变换器电流IA相一致。因而，加至电容器5的电压是受到控制的，从而避免电容器5上载有过电压。
因此，根据第五实施例，在装置停止工作之前，停止预告电路815将停止预告信号输至幅度指令发生电路805，从而使变换器电流变为零。在此之后，对加至电容器5的电压进行控制。其结果是，本实施例具有防止电容器5上被载以过电压的功能。
图7示出了根据第六实施例、用于电源变换器之控制装置的结构图。图7中，与图6所示第五实施例中相同的参考标号表示同一组件。因此，这里省略了对它们的描述。第六实施例与第五实施例的不同之处在于，在系统中增加了：电流控制放大器813，用它根据来自上述减法器826的输出来得到输入电压指令V＊R，其目的是控制输入电流;输入电流指令发生电路814，它产生输入电流指令V＊R从而使电流为零;减法器826，它从输入电流指令发生电路814的输入电流指令V＊R中减去由电流检测装置903检测得到的输入电流IR。此外，本实施例与第五实施例的不同之处在于，取消了开关10和开关检测电路810，且在系统中增加了开关811，它根据停止预告电路815的停止预告信号接通。其它结构与第五实施例中相同。
接下来，将对具有上述结构之装置的工作情况描述如下。
参见图7，在装置停止工作之前，根据输自停止预告电路815的停止预告信号接通开关811。开关811接通时，电流控制放大器813控制电源，从而使输入电流指令V＊R与输入电流IR相一致，所述输入电流指令V＊R从输出零电流指令的输入电流指令发生电路814中输出，所述输入电流IR用电流检测装置903检测得到。
然后，减法器825从电流控制放大器813的输出中减去电压检测装置902的输入电压，电压控制放大器809根据输出信号将控制电流输至加法器824。为了得出新的变换器电流指令，加法器824将上述电压控制放大器809的输出与由乘法器822输出的变换器电流指令I＊R相加。
电流控制放大器802和PWM调制电路801形成了电流控制回路，该回路根据减法器821的输出控制变换器3的切换，从而使这一新的变换器电流指令与由电流检测装置901检测得到的变换器电流IA相一致。根据这一系统，装置在输入电流IR为零后停止工作。因此，即使装置未从系统上被分离开，电容器5亦不会被系统充电。装置停止工作时，电容器5上不会加有过电压。
因此，根据上述第六实施例，装置停止工作前，停止预告电路815输送一停止预告信号使输入电流为零，从而停止装置的工作。即使不将装置从系统中脱开，电容器5亦不会被充电。装置停止工作时，电容器5上不会载有过电压。
图8是一结构图，它示出了根据第七实施例用于电源变换器的控制装置。图8中，参考标号1表示负载，标号2表示电容器，它对将供给负载1的直流电压进行滤波，标号3表示变换器主电路。标号4和5分别表示滤波器的电抗器和一电容器，它们置于交流电源6和上述变换器3之间。标号901表示电流检测装置，它检测变换器电流IA，标号902表示电压检测装置，它检测输入电压VR。标号903表示电流检测装置，为了检测输入电流R，将该电流检测装置设置在交流电源6与滤波器之间，所述滤波器由电抗器4和电容器5构成。标号904表示电压检测装置，它检测滤波器的电容器电压。
在同一图中，800组的标号表示上述变换器3之控制装置的组件。标号801表示PWM调制电路，它输送用来进行脉冲宽度调制的控制输出信号PWMO，用以根据变换器电压指令I＊A来控制上述变换器3。标号802表示电流控制放大器，它根据减法器821的输出，得到将加至上述PWM调制电路801的变换器电压指令I＊A，其目的在于控制变换器电流，所述减法器将在下文中进行描述。标号803表示相位同步电路，它根据由电压检测装置902检测得到的电压来得到交流输入VR的相位Φ。
标号804表示交流正弦波参考振荡电路，用它来得到与交流电源之输入电压VR同相的交流正弦波参考信号sinΦ。标号805表示幅度指令发生电路，它输送振幅指令，当得到从停止预告电路815中发出的停止预告信号时，该电路发送出零输出信号，所述停止预告电路815将在下文中进行描述。标号809表示电压控制放大器，它根据下文所述之减法器输出而输出变换器电流指令I＊A，其目的在于控制电容器电压VC。标号813表示电流控制放大器，它根据来自下文所述之减法器的输出来得到电容器电压指令V＊C，其目的在于控制输入电流IR。
标号815表示停止预告电路，它在装置停止工作前，输送停止预告信号至幅值指令发生电路805，从而使输入电流指令V＊R为零。随后，装置停止工作时，防止电容器5上载有过电压。标号821表示减法器，用它得出变换器电流指令I＊A与变换器电流IA之间的差，并将相应于该差值的信号传送至上述电流控制放大器802，所述变换器电流指令I＊A由上述电流控制乘法器809得到，所述变换器电流IA由电流检测装置901检测得到。
标号822表示乘法器，它将来自交流正弦参考振荡电路804的交流正弦波参考信号sinΦ乘以来自幅值发生电路805的幅值指令，以得出输入电流指令V＊R。标号825表示减法器，它从来自电流控制放大器813的电容器电压指令VC中减去由电压检测装置902检测得到的电压值。标号826表示减法器，它从来自乘法器822的输入电流指令IR中减去由电流检测装置903检测得到的输入电流IR。
然后，下面将对根据第七实施例之装置的工作情况进行描述。参见图8，控制装置包括一电流小回路，它控制变换器电流IA;一个电压小回路，它控制电容器电压VC以及一电流控制回路，它控制输入电流IR。电压检测装置902检测输入电压VR，并由相位检测电路803检测输入电压VR的相位Φ。检测得到的相位Φ被输入至交流正弦波参考振荡电路804。其结果是，得到与电压VR同相的交流正弦波参考信号sinΦ。
乘法器822将上述交流正弦波参考振荡电路804的输出乘以幅值指令发生电路805的输出，并输出输入电流指令I＊R。电流控制放大器813根据减法器826的输出进行工作。用减法器813来得到输入电流指令I＊R与输入电流IR间的差，并输出电容器电压指令V＊C，从而使差值为零。由此对输入电流IR进行控制，所述输入电流指令V＊R是上述乘法器822的输出，所述输入电流IR由电流检测装置901检测得到。
将电容器电压指令V＊A输入至减法器825，所述电容器电压指令V＊C得出电容器电压指令V＊C和由电压检测装置904检测得到的电容器电压VC间的差值。减法器825的输出输入至电压控制放大器809。电压控制放大器809输出变换器电流指令I、+＊A，以便电容器电压指令V＊C与电容器电压VC间的差值为零，从而对电容器电压VC进行控制，所述电容器电压指令V＊C为电流控制放大器813的输出，所述电容器电压VC由电压检测装置904检测得到。
变换器电流指令I＊A输入减法器821，该变换器电流指令I＊A是上述电压控制放大器809的输出。用减法器821得到变换器电流指令I＊A和由电流检测装置901检测得的变换器电流指令IA间的差值。减法器821的输出被输入电流控制放大器802。电流控制放大器802输出变换器电压指令I＊A，使变换器电流指令I＊A与变换器电流IA间的差值为零，从而对变换器电流IA进行控制。所述变换器电流指令I＊A是电压控制放大器809的输出，所述变换器电流IA由电流检测装置901检测得到。随后，变换器电压指令V＊A（它是电流控制放大器802的输出）被加至PWM调制电路801，且PWM调制电路801的输出控制变换器3的开关切换。
根据上述第七实施例，在正常条件下，可从交流电源6输出功率因数为1的、正弦波电流形式的电能加至负载1。输入电流指令I＊A为正弦波，且电流控制放大器813能比谐频率更快速地响应。所述谐振频率由电抗器9和电容器5产生。因此，能够对由于电抗器9和电容器5产生的谐振进行控制。
当正在向负载1供电期间控制装置停止工作时，停止预告电路815输出停止预告信号。当停止预告电路815输出停止预告信号时，幅值指令发生电路805输出为零。若幅值指令发生电路805的输出变为零，输入电流批令I＊A变为零。若输入电流指令I＊A变为零，输入电流IR变为零，由此使装置停止工作。由于在输入电流变为零后才使装置停止，即使装置未从系统中脱离，电容器5不会载有过电压。
根据上述第七实施例，根据谐振成分，电流控制回路的电流指令值被改变，所述回路控制流过变换器3的控制电流。所述谐振成分由系统中的电抗成份与滤波器之电容器5产生，且在装置停止工作前控制流过变换器3的电流为零。因此，本实施例能够避免谐振，并进而在装置停止工作时防止滤波器的电容器5载有过电压。
上述各实施例都是关于变换器3的单个一相。这些实施例可适用于图10b所示带有开关元件S5-S10的三相全波桥式结构的变换器。
各个实施例的优点将在下文进行描述。在第一实施例中，根据输入电流的谐振成分来改变变换器电流指令，从而抑制LC谐振。
在第二实施例中，变换器电流指令根据电容器电流的谐振成分而改变。因此，第二实施例除具有第一实施例的功效外，还降低了操作成本。
第三实施例中，变换器电流根据谐振成份由电抗器电压予以改变。因此，除了一实施例的作用外，它还能方便地建立控制电路。
第四实施例中，通过在装置停止工作前使变换器电流为零，在装置停止工作前变换器吸收储存在系统中电抗成份中的能量及储存在滤波器的电容器中的能量。因此，使电容器不致于载有过电压。
第五实施例中，在装置停止工作前将装置与系统分离，由此控制加至电容器的电压。因而，使电容器不致载有过电压。
第六实施例中，在装置停止工作前使输入电流为零。因而，即使不将装置与系统分离开，系统也不会对电容器充电。装置停止工作时，电容器上不载有过电压。
第七实施例中，通过控制输入电流，它能够建立起除了第三及第六实施例所具有的功效之外的电路。