变换电能的电子电路 本发明涉及法国专利申请FR267971SA1所介绍的形式的用于变换电能的电子电路，以及使用该电子电路的电源装置。
在附图1中以举例方式表示了在该专利申请中介绍的变换器。该变换器在电压源SE和电流源C之间基本包含：一系列的可控开关单元CL1，CL2，…CLn，每个单元具有两个开关T1，T1’；T2，T2’；…Tn，Tn’，两个开关各有一个电极构成为一对上游电板的一部分，以及这两个开关各有另一个电极构成为一对下游电极的一部分，一个上游单元的下游电极对连接到一个下游单元的上游电极对，以及第一单元CL1的上游电极对连接到所述电流源C，而最后单元CLn的下游电极对连接到所述电压源SE，该变换器还包含：用于每个单元的各个电空器C1、C2，…Cn，除去当所述电压源SE适合于起相同的作用而可以省去最后单元的电容器以外，每个电容器连接在构成该单元的下游电极对的两个电极之间；该变换器还具有控制装置(未表示)，该控制装置控制变换器的标称操作，并且按照这样一种方式作用于顺序单元的开关，即任一单元的两个开关总是处于各自，相反的导通状态(例如利用Ic1的控制连锁表示)，这样响应于所述控制装置提供的单元控制信号，在循环重复的变换周期期间，使指定单元中的两个开关中地一个顺序地处于第一导通状态，然后，则处于第二导通状态，以及响应于各相同的但在时间上偏移所述变换周期的一个分数的单元控制信号，顺序单元的开关分别按照相同的方式起作用，但是在时间上偏移所述周期的一个分数。
最好，所述周期的分数等于单元数n的倒数，即2π/n，该周期分数对于在输出端产生的谐波是最佳的，并且能够使变换器的电容器上充有的电压自然平衡。虽然，某些其它偏差是可能的。
在这种变换器中，各顺序电容器C1，C2…Cn各自具有递增的平均充电电压，与每个所述单元相关的电容器平均充电电压等于由所述电压源SE产生的电压VE与在变换器中单元数的倒数和单元的序号的乘积，即当n＝3时，亦即当变换器仅具有3个单元时，为VE/3、2VE/3、VE。
术语“多级变换器”在下文用来指满足以上所述要求的变换器。
本发明的目的是提供这样一种多级变换器，其中，按照上述方式保持每个电容器上的电荷，尽管必然而偏离标称操作条件。
为了更易于分析在如上所述的多级变换器的其中一个电容器上的电荷应当怎样标称变化。参阅图2，该图表示一任选的开关单元CLK，连同它的开关TK和TK’，与该单元相关的电容器CK，以及下一个单元CLK+1和它的开关TK+1和T’K+1。
针对在每个单元内的开关之间的连接方式，即TK和T’K或TK+1和T’K+1之间的连接方式，在图2中所示的两个相邻的单元组CLK和CLK+1具有4和状态：
a)第一状态，其中TK和TK+1，不导通，这样CK上的电荷不变；
b)第二状态，其中TK和TK+1，两者都导通，由于在这种情况下，T’K和T’k+1都不导通，CK上的充电电压也不变；
c)第三状态，其中TK导通而TK+1不导通，在这种情况下，电流源C施加等于I的电流IK流经Tk，而通过T’K的电流I’K为零。TK +1的状态迫使电流IK+1为零，而电流I’K+1等于I，这样通过电容器CK的电流I’CK等于I，以及
d)第四状态，其中TK不导通，TK+1导通，这样电流源C施加等于I的电流I’K+1流经T’K，而通过TK的电流Ik为零。TK+1的状态迫使电流IK+1等于I，而电流I’K+1为零，这样通过电容器CK的电流ICK等于I。
在上述第三和第四状态下，电流I’CK＝I’K+1以及ICK＝IK+1，使得向电容器CK提供相反符号的附加电荷；我们说第一状况是负的，第二状况是正的。由电流源施加与这两种状态对应的电流。假如电流源施加一个严格精确的DC电流，以及其它所有因素维持相等，则在c)和d)的状态期间由电流源提供的电流在TK和TK+1的整个导通周期内(如上所述它们标称相等，并且偏移一定时间)始终都相同并且沿相反的方向。这意味着，CK上的电荷作正变化并且然后按照相等的数量作负变化，这样它就变换器的一个周期而言是不变的。
电流ICK和I’CK由电压源的电压确定。更一般地说，当电流源的阻抗不是无穷大时，通过电流源的电流取决于它的连接端之间的电压，因此取决于电容器上的电压VCK。例如，假如无论什么原因发生充电电压VCK高于它的标称值VEXK/n，则与它们应当具有标称值相比，将导致放电电流I’CK趋于变大，充电电流ICK趋于变小，因此，使电容器CK上的电荷超于复归到它本应当具有的值，这就解释了为什么多级变换器的操作是稳定的并且可以适应于沿任一方向在电压源和电流源两方的幅值的变化。下面解释这种状况不过在动态期间则引超问题。
图3是图1和图2中的多级变换器对于n＝3的状况的操作例子；为了过电流源提供正弦调制的交流电压，施加脉宽调制(PWM)型控制，即在变换器操作过程中的各顺序周期P1、P2、P3…(直线上)期间，在随用于调制输出电压的波形(下文称为“调制波”)变化的各时间间隔期间，开关T1、T2和T3顺序地导通。在每一瞬间，相应的开关T’1、T’2和T’3处于相反的位置。
自然，众所周知，调制开关操作的其它方式也能得到相同的结构。同样很明显，变换器还可以用来对电流源C提供其它波形或经调节的DC电压。
首先分析变换器操作中的周期P1。在这个周期中，当开关T1、T2和T3中任何一个导通时，另外两个不导通。对于每组两个单元和其间的电容器，这对应于上述状态c)和d)，其中该电容器顺序接收附加负电荷和正电荷，电荷的总量标称为零。还应当看出，当相邻的单元CL1和CL2处于状态d)时，相邻的单元CL2和CL3处于状态c)，这样电容器C1接收由向电容C2提供附加负电荷的同一电流所提供的附加正电荷。
图3还以举例的方式表示多级变换器在周期P2、P3等等期间是怎样操作的。在这些周期期间，开关T1、T2、T3的导通时间变短，并且，然后再变长，直到它们超过1/3周期为止，在这种情况下开关导通时间重叠。直线VI表示理想提供到电流源上的电压，特别是，假如电容器的电容量为这样，即所述附加电荷并不明显改变它们连接端之间的电压的情况下，提供到电流源I的电压。电压VI取电压源SE的负极作为电压基准，以电容器SE的电压VE的分数来表示。可以看出，这一电压VI包含两种分量，即按照即为所述变换器频率的斩波频率Fd的大的基波以及按照频率高于斩波频率，易于由低通滤波器消除的较低幅值的谐波。
由于电流是可变的。上述状态c)和d)将不会把相等数量的附加电荷输送到变换器的电容器上，这是由于在上述两种状态之间，电流将随时间变化。只有在开关的操作周期明显大于调制波频率时，这种变化才可被忽略。
还应该预料到，施加到电流源上的AC电压并不是严格正弦的，而是以不对称的方式畸变。同样，控制信号电平的误差或控制信号所产生的信号的误差，或者所包含的各种开关的开关时间的实际差别不可避免地使含得开关导通持续时间在变换器的一个操作周期范围内不相等，或者使开关的导通时段过一定时间移位，或者要么使电容的充放电电流不平衡。因而，通常实际上所述类型的多级变换器不能保证所介绍的标称操作条件将会一开始就得到事实满足。不幸的是附加电荷的持久误差将导致电容器上的电荷沿一个方向或沿另一方向产生误差，因此引起其平均充电电压产生误差，故使传送到电流源的电压以变换器的操作频率产生畸变。
这种影响用图3中的波形VI’来说明。该形与波形VI相似，除了电容器C1(图1)(该电容器假设充到一个小于它的标称充电电压的电压)妨碍变换器提供恒定幅值的脉冲Vi1、Vi2和Vi3以外，代之以当电容C1向电流源C提供它本身的充电电压时，该变换器提供如Vi1那样具有较小幅值的脉冲(比例被放大以便使之更容易看出)，以及当电容C1的电压因提供到电流源C上的电压而减去本身的电压时，则提供如Vi2那样具有较高幅值的脉冲，以及当电容C1没有接在电路中时，最终还提供如Vi3’那样不变幅值的脉冲。因此，很容易看出，这样向信号VI’中引入所述斩波频率的干扰分量。
图4表示在具有7级的变换器中的这种干扰分量的频谱的实例，可以看出有一条按照斩波频率Fd(即变换器频率)的直线，加上按照频率2Fd、3Fd等等的直线。
当电容充到它们各自标称电压时，这些直线不存在。当它们出现时，它们通常是有害的。
然而，首先，开关承受的电压不再基本上等于两个相邻电容器的标称充电电压的差，那电压源电压除以变换器的级数所得的电压。这可能使开关处于危险中。
自然，如上所述，电容器上电荷的误差超于自发重新吸收，但这个过程需要时间。
此外，自发过程是通过电流源形成。因此，当电流源没有施加电流时，它就不会有影响，并且无论如何，当流经电流源的电流很小时，它将放慢速度。
根据上面的观察结果，本发明提出一种多级变换器，其中变换器的每个电容器上的平均电荷较好地维持在它的标称值下。
根据本发明，实现这一结果在于，该多级变换器还包含：与所述电流源并联的滤波电路，它用于至少部分地较好地耗散某一频率的任何分量的能量，该频率处于施加到电流源上的电压的基频到等于所述变换器频率(也称为斩波器频率)的n倍频率的一个频带之中，其中n是变换器的级数，所述两个频率不包含在所述频率带之中。
在一个实施例中，该滤波器电路至少包括一个RLC型串联电路，还可以准备多个与一公用电阻器串联的LC串联电路，然而，还可以准备多个并联的RLC串联电路。
对于所考虑的每个RLC串联电路，最好电阻器的电阻低到足以尽可能快地消耗所述能量，但是要高到足以防止过电流危害变换器的开关。
通过以非限定性例子给出，并参照附图所作的本发明的实施例的如下介绍，会使本发明的各个目的和特征变得更加明显，其中：
图1如上所述是一种已知的多级变换器的电路图；
图2如上所述是在图1的多级变换器中一组两个相邻级的电路图；
图3如上所述是表示图1和图2的多级变换器的操作的波形图，为变换器包含三级的情况；
图4表示在电容器上电荷不平衡的过程中由图1中的变换器输出的电压频谱的例子，适应具有7级的变换器；
图5是图1、图2和图3所示类型的多级变换器按照本发明的第一实施例改进的电路图；
图6是表示图5变换器的一种变更方案的局部电路图；以及
图7是一曲线图，其中各曲线表示调谐到同一频率但是具有不同电容量和电感值的各种RLC电路的阻抗/频率响应(Z/F)。
不再重复介绍多级变换器。图1、图2和图3的电路图对应于在专利文件FR2697715A1中所介绍的类型的变换器，为了更充分地了解细节读者可以参阅该文件。图4提供各种干扰分量的一个实例，本发明提出的解决方案正在于消除这些干扰分量。
图5表示图1中的变换器，其中各种元件指定相同的标号。在变换器的输出端即与电流源相并联，有一个滤波器电路CF附加到该变换器上，以用于适当地至少部分地耗散某一频率任何分量的能量，该频率处在从施加到电流源上的电压的基波频率到等于所述变换器频率(也称为“斩波器”频率)的n倍频率的频带内，其中n是变换器的级数，所述两个频率没有在所述频带内部。
更确切地说，该滤波器电路包含一个或多个RLC型串联电路，每个电路包含电阻器Ra(Rm)、电感器La(Lm)和电容器Ca(Cm)。
在如图6所示的一个变更方案中，与多个串联谐振电路La1，Ca1；La2，Ca2串联有一个公用电阻Rax。与图5所示的解决方案相比较，这个变更方案更便宜，但实际中更难于实现。
理论上，滤波器电路CF应当对于由变换器施加到电流源上的电压的基波频率阻抗为无穷大，对由变换器施加到电流源上的电压的基波频率以上的频率(但不包括对应于开关的操作频率乘以变换器中的单元数的频率nFd)(见图3中的脉冲Vi1、Vi2、Vi3)阻抗为零，以及在更高的频率下，阻抗力无穷大。
为了避免变换器中的开关承受过电流，零阻抗并不是所希望的，电阻器Ra、Rm、Rax的最小电阻根据这样限定：在某些应用场合可以取为一个欧姆的数量级。
在指定范围内阻抗为无穷大、而在其它范围为低阻抗是不可能的。因此本发明提供至少一个串联谐振电路。这种电路的频率响应特性表示在图7中，该图对于全都具有10欧的电阻R以及23微法、2.3微法和0.23微法的电容C的3个RLC电路，给出作为频率(F)的函数的阻抗(Z)的曲线。电感值例如为在每种情况下在3千赫频率下产生谐振所需的数值。
可以看出，在600赫下，电路的阻抗大约10欧、102欧或103欧。在30千赫下数值的分布相似。对于小的电容(0.23微法)和相应高的电感，曲线呈V形。小电容器的优点在于，在包含任何可能的干扰分量的频谱的频带以外，阻抗是高的。而缺点在于，在该频带内部，仅在基波分量处阻抗才是低的。本发明的一种解决方案(如图5所示)设有多个并联的RLC电路，例如对于图4中具有大的幅值的每一直线没有一个RLC电路，其它直线不予考虑。然而，这种解决方案需要很多的RLC电路，而这些电路费用高。体积大、耗费功率。图6所示的解决方案实际上与之相似。
然而，在某些应用场合下(相对低的电压，在这种情况下，耗散的功率可能按比例变得较大，从而干扰了被限制幅值的分量)，因此，本发明也提供选择较大的电容C，这样展宽V形分布特性并且能够减少RLC电路的数量，甚至在极限情况下，能够仅使用一个这样的电路。
很明显，以上提供的介绍仅是通过非限定的实例给出，特别是对于每种应用场合可以改变各种数值。