开关电源装置及其驱动方法 【技术领域】
本发明涉及电源装置，具体涉及具有可交流-直流变换且可得高功率因数的特征的开关电源装置及开关电源装置的驱动方法。
背景技术
一般，直流-直流变换器使用与商用交流电源相连接的交流-直流变换电路作为其直流电源。
从交流到直流的变换能够通过组合与交流电源相连接的二极管整流电路和与该整流电路相连接的平滑电容来进行。这种方式的整流与平滑电路中，平滑电容只在正弦波的输入交流电压的峰值及其附近时才被充电，结果，存在功率因数差的缺点。并且，整流与平滑电路还存在不能调整直流输出电压的缺点。
为得到高功率因数而改造交流-直流变换电路的提案并不具新意。例如提出了这样的方案：在整流电路的一对输出端子间经由电感器连接电子开关，且将平滑电容经由二极管并联连接在开关上。上述开关以高于交流电压地频率(例如50Hz)的重复频率(例如20kHz)来驱动。在开关的导通期间，电感器连接在整流电路的一对输出端子之间，结果在电感器上流过电流。流过电感器的电流的峰值与正弦波交流电压的瞬时值成比例地变化。整流电路的输入级中的电流近似于正弦波，且能得到高功率因数。
另外，作为改善交流-直流变换电路的功率因数的结果，在开关断开期间，平滑电容通过整流电路的输出电压和电感器的电压的合成来充电。结果，平滑电容被充电至比整流电路的输出电压高的电压。
但是，由具有功率因数改善功能的交流-直流变换电路和将该交流-直流变换电路用作电源的直流-直流变换电路构成的开关电源装置，还存在未解决的问题。该问题在交流-直流变换电路的平滑电容充电至某一电平时，交流-直流变换电路中的开关和直流-直流变换电路中的开关大致同时被驱动而产生。换言之，在通过交流-直流变换电路的开关的导通/断开动作开始平滑电容的升压充电之前开始直流-直流变换电路的开关的驱动。结果，可能对直流-直流变换电路供给不充分的输入电压。若直流-直流变换电路的输出电压未上升到所要值，则最坏的情况是产生连接到直流-直流变换电路的负载的动作上产生失调的现象。
为缓解上述不良情况，可考虑使交流-直流变换电路的平滑电容的容量充分大。而该解决方案需要高价且大型的产滑电容，存在开关电源装置的尺寸增加且成本提高的问题。
于是，本发明目的在于稳定直流-直流变换电路起动时的电压。
发明的公开
为解决上述课题并达成上述目的，参照表示实施方式的附图的符号说明本发明。再有，这里的参照符号只为帮助理解本发明，对本发明不构成限制。
本发明的能够将交流电压变换为直流电压的开关电源装置中设有：用以供给已知频率的输入交流电压的第一与第二交流输入端子1、2；为了将所述输入交流电压变换为直流电压而连接于所述第一与第二交流输入端子1、2且至少包括第一开关元件13与功率因数改善部件12的交流-直流变换电路3；为了以高于所述输入交流电压的频率的重复频率驱动所述第一开关元件13而连接于所述第一开关元件13的第一开关控制电路44或44a；为了将从所述交流-直流变换电路3输出的直流电压变换为所要的直流电压而连接于所述交流-直流变换电路3且至少包括第二开关元件23的直流-直流变换电路4；为了驱动所述第二开关元件23使由所述直流-直流变换电路4得到的直流输出电压保持在所要直流电压而连接于所述第二开关元件23的第二开关控制电路45或45a；为了检出表示所述交流-直流变换电路4的直流电压输出Eo的电压信号V52而连接于所述交流-直流变换电路4的电压检测电路46；为了判定所述电压检测电路46得到的所述电压信号V52是否高于预定电压值V83而连接于所述电压检测电路46的电压判定电路47或47a；以及在从所述电压检测电路46得到的所述电压信号V52高于所述预定电压值V83时，为开始所述第二开关控制电路45或45a对所述第二开关元件23的驱动而连接于所述电压判定电路47或47a及所述第二开关控制电路45或45a的开始电路48、48a或48b。
所述交流-直流变换电路3最好由以下部分构成：设有与所述第一与第二交流输入端子1、2相连的第一与第二输入端子17、18和用以供给所述输入交流电压的整流电压的第一与第二输出端子19、20的整流电路11；电感器12；在所述整流电路11的第一与第二输出端子19、20之间经由所述电感器12连接的第一开关元件13；整流元件14；以及经由所述整流元件14与所述第一开关元件13并联连接的平滑电容15。从而能够通过电感器12的工作达成功率因数改善和升压这两目的。并且，能够在开始第一开关元件13的导通/断开动作之前经由电感器12给平滑电容15充电。
所述直流-直流变换电路4最好由以下部分构成：有一次绕组和二次绕组的变压器22，经由所述一次绕组连接于所述平滑电容15的一对端子之间的第二开关元件23，以及为供给直流输出电压而连接于所述二次绕组的整流平滑电路24。因此，能够通过变压器22将负载与电源侧绝缘。
所述开关电源装置最好还包括用以对所述第一与第二开关控制电路供电的控制电压发生电路6。
所述控制电压发生电路6最好由以下部分构成：与所述变压器的所述一次绕组和所述二次绕组电磁耦合的三次绕组27，以及与所述三次绕组27相连的整流平滑电路31、32。从而，兼用直流-直流变换电路4的变压器22来构成控制电压发生电路6，因此，能够实现控制电压发生电路6的小型化与低成本化。
所述电压判定电路47或47a最好由发生基准电压V83作为所述预定电压值的基准电压源83和比较器82构成，该比较器82设有与所述电压检测电路46相连的输入端子和与所述基准电压源83相连的输入端子，用以比较从所述电压检测电路46得到的所述电压信号V52和所述基准电压V83，且在所述电压信号V52高于所述基准电压V83时将表示开始所述直流-直流变换电路4的第二开关元件23的驱动的信号供给所述开始电路48、48a或48b。从而能够用比较器82正确地进行交流-直流变换电路4的输出电压的判定。
所述电压判定电路47最好还设有保持表示从所述电压检测电路46得到的所述电压信号V52高于所述基准电压V83的所述比较器82的输出的保持部件84。从而，由于保持部件84保持电压判定结果，直流-直流变换电路4一旦成为工作状态，该工作状态就得以维持。
所述电压判定电路47最好还设有在对所述交流-直流变换电路3交流电压的供给开始时复位所述保持部件84的部件85。
所述开始电路48、48a或48b最好由连接于所述控制电压发生电路6和所述第二开关控制电路45之间的开始开关48’、92或48b’构成，以在由所述电压检测电路46得到的所述电压信号V52高于所述预定电压值V83时开始从所述控制电压发生电路6到所述第二开关控制电路45的供电。
所述开始开关48b’最好具有在对表示所述电压检测电路的输出电压高于所述预定电压值的所述电压判定电路的输出作出响应而导通后，接着保持该导通状态的功能。从而能够通过具有保持功能的所述开始开关48b’来继续对第二开关控制电路45的供电，并继续直流-直流变换电路4的工作。
所述第一开关控制电路44或44a最好为使所述第二开关控制电路45或45a在开始所述第二开关元件23的驱动信号的形成的时刻之前开始所述第一开关元件13的驱动信号的形成而构成。从而能够很好地防止直流-直流变换电路4起动时输入电压的不足。
所述第一开关控制电路44或44a最好包含用以将所述交流-直流变换电路3的输出电压保持一定的电压控制部件64、65，所述电压控制部件与所述电压检测电路46相连。这样，由于用以检出交流-直流变换电路3的输出电压的电压检测电路46既用于将交流-直流变换电路3的输出电压控制为一定又用于开始直流-直流变换电路4的动作，因此，实现了控制电路5的小型化与低成本化。
所述第一开关控制电路44最好由以下部分构成：发生基准电压V65的基准电压源65；为得到表示所述基准电压V65和从所述电压检测电路46得到的电压信号V52之差的输出而设有与所述电压检测电路46相连的输入端子和与所述基准电压源65相连的输入端子的误差放大器64；与所述整流电路11的输入端子或输出端子相连的电压检测部件35；为了将由电压检测部件35检出的电压V11和所述误差放大器64的输出进行乘法运算而连接于所述电压检测部件35和所述误差放大器64的乘法器66；用以获得表示流过所述第一开关元件13的电流大小的输出电压的电流检测部件16；为了提供表示所述电流检测部件16的输出电压达到所述乘法器66的输出电压的时刻的输出而连接于所述电流检测部件16与所述乘法器66的比较器67；与所述电感器12耦合的电感器电压检测部件21；在所述电感器电压检测部件21的输出表示所述电感器12的能量释放的结束时刻时，为提供表示所述第一开关元件13的导通的开始时刻的输出而连接于所述电感器电压检测部件21的开关导通开始电路68；以及为了形成用以控制所述第一开关元件13的导通/断开的开关脉冲串而连接于所述比较器67和所述导通开始电路68的开关脉冲发生部件69，该开关脉冲发生部件69为使所述开关脉冲能够从所述电感器12的蓄积能量的释放结束时刻持续到所述电流检测部件16的输出电压达到所述乘法器66的输出的时刻为止而构成。从而，基于电感器电压检测部件12的输出确定第一开关元件13的导通开始时刻，因此，无需使用特别的振荡器就能控制第一开关元件13的导通/断开，电路结构可得以简化。
所述第一开关控制电路44a可由以下部分构成：发生基准电压V65的基准电压源65；为得到表示所述基准电压V65和从所述电压检测电路46得到的电压信号V52之差的输出而设有与所述电压检测电路46相连的输入端子和与所述基准电压源65相连的输入端子的误差放大器64；与所述整流电路11的输入端子或输出端子相连的电压检测部件35；为了将电压检测部件35的电压V11和所述误差放大器64的输出进行乘法运算而连接于所述电压检测部件35和所述误差放大器64的乘法器66；用以检出表示与所述整流电路11关联的电流即输入或输出电流大小的电压信号的电流检测部件16、37；为了提供表示所述乘法器66的输出和所述电流检测部件16的输出之差的输出而连接于所述乘法器66和所述电流检测部件16的减法器67a；发生其频率高于所述输入交流电压的重复频率的周期性波形的周期性波形发生器94；以及为了通过所述减法器67a的输出和所述周期性波形的比较生成用以控制所述第一开关元件13的导通/断开的开关脉冲串而连接于所述减法器67a和所述周期性波形发生器94的比较器95。从而，按照周期性波形发生器94的输出频率使第一开关元件13的导通/断开频率成为恒定。因此，能够容易构成用以消除基于第一开关元件13的导通/断开而产生的高频成分的滤波器。
所述第二开关控制电路45最好由以下部分构成：为了检出表示所述整流平滑电路24的输出电压Vo的电压信号V81而与所述整流平滑电路24连接的输出电压检测部件49、75；发生周期性波形的周期性波形发生电路77；以及为了基于所述输出电压检测部件49、75的所述电压信号V81和所述周期性波形V77的比较生成用以控制所述第二开关元件23的导通/断开的开关脉冲串，连接于所述输出电压检测部件49、75和周期性波形发生器77的比较器76。从而能够容易地形成第二开关元件23的控制信号。
在设有为将输入交流电压变换为直流电压而至少包括第一开关元件13与功率因数改善部件12的交流-直流变换电路3、用以比所述输入交流电压的频率高的重复频率来控制所述第一开关元件13的导通/断开的第一开关控制电路44、为将所述交流-直流变换电路3的输出电压变换为所要值的直流电压而至少设有第二开关元件23的直流-直流变换电路4以及控制所述第二开关元件23的导通/断开使所述直流-直流变换电路4的输出电压保持于所要值的第二开关控制电路等的开关电源装置的驱动方法中，最好检出所述交流-直流变换电路3的输出电压，比较所述交流-直流变换电路3的被检出的输出电压和预定值，由所述第一开关控制电路44开始所述第一开关元件13的导通/断开控制，并在所述交流-直流变换电路3的所述被检出的输出电压高于所述预定值时开始所述第二开关控制电路45或45a的所述第二开关元件23的导通/断开控制。
本发明的开关电源装置的所述开始电路48、48a或48b为了在所述电压检测电路46的所述电压输出高于所述预定电压值时开始所述第二开关控制电路45或45a的所述第二开关元件23的驱动而连接于所述电压判定电路47或47a和所述第二开关控制电路45或45a。因此，直流-直流变换电路4在来自交流-直流变换电路3的电压发生供给不足的起动期间之后，开始生成稳定的直流电压。从而使直流-直流变换电路4的起动电压稳定。
附图的简单说明
图1是表示本发明实施例1的开关电源装置的方框图。
图2是详细表示图1的开关电源装置的电路图。
图3是详细表示图2的控制电路的方框图。
图4是详细表示图3的第一控制电路的方框图。
图5是详细表示图3的第二控制电路、电压判定电路及起动开关电路的方框图。
图6是表示图2与图5的各部分的状态的波形图。
图7是表示图2与图4的各部分的状态的波形图。
图8是表示实施例2的控制电路的方框图。
图9是详细表示图8的起动开关电路的电路图。
图10是表示图8的第二控制电路、电压判定电路及起动开关电路的方框图。
图11是表示实施例3的第一开关控制电路的方框图。
图12是表示实施例4的电压判定电路和起动开关电路的电路图。
本发明的最佳实施方式
实施例1
参照图1～图7，说明本发明实施例1的具有功率因数改善功能的开关电源装置。
如图1所示，该开关电源装置大体由第一与第二交流输入端子1、2，交流-直流变换电路3，直流-直流变换电路4，控制电路5，以及控制电源电路6构成。
交流-直流变换电路3为了将供给第一与第二交流输入端子的例如50Hz的交流电压Vac变换为直流电压Eo而连接于第一与第二交流输入端子1、2。
直流-直流变换电路4为了将交流-直流变换电路3的输出电压Eo变换为所要直流输出电压而连接于交流-直流变换电路3。在直流-直流变换电路4的一对输出端子7、8之间连接了负载9。
控制电路5具有如下功能。
(1)控制交流-直流变换电路3的功能。
(2)控制直流-直流变换电路4的功能。
(3)根据本发明判定表示交流-直流变换电路3的输出电压Eo的大小的信号的检测值上升到预定电压值的情况，并根据该判定结果使直流-直流变换电路4开始工作的功能。
控制电压发生电路6基于交流-直流变换电路3的输出电压Eo和从直流-直流变换电路4中包含的变压器得到的电压这两个电压，生成所要的控制电压并供给控制电路5。
图2中，详细示出了图1的交流-直流变换电路3、直流-直流变换电路4与控制电源电路6。
交流-直流变换电路3由以下部分构成：高频成分除去滤波器10、整流电路11、电感器12、作为交流-直流变换开关的第一开关元件13、由二极管构成的整流元件14、平滑电容15以及电流检测电阻16。
滤波器10为了除去因第一开关元件13的导通/断开而产生的高频成分，连接于第一与第二交流输入端子1、2和整流电路11之间。该滤波器10是由电感器和电容构成的已知的电路。若高频成分对于比第一与第二交流输入端子1、2更靠近电源侧的电路不构成问题时就可省去滤波器10。另外，也可以在整流电路11和第一开关元件13之间设置具有与滤波器10相同功能的部件。
整流电路11是将4个二极管桥接的全波整流电路，设有第一与第二输入端子17、18和第一与第二输出端子19、20。第一与第二输入端子17、18经由滤波器10与第一与第二交流输入端子1、2相连。在第一与第二输出端子19、20之间，可得到正弦波交流电压的全波整流输出。
由电感绕组构成的电感器12的一端与整流电路11的第一输出端子19相连。作为电感器电压检测部件的电压检测绕组21与电感器12电磁耦合。
由绝缘栅型场效应晶体管构成的第一开关元件13的一个主端子即漏极与电感器12的另一端相连。第一开关元件13的另一主端子即源极经由电流检测电阻16与整流电路11的第二输出端子20相连。
平滑电容15经由二极管构成的整流元件14和电流检测电阻16与第一开关元件13并联连接。该平滑电容15基于整流电路11的输出和电感器12的蓄积能量而被充电。该平滑电容15的电压Eo成为交流-直流变换电路3的输出电压并作为直流-直流变换电路4的输入电压。
直流-直流变换电路4由变压器22、作为直流-直流变换开关的第二开关元件23以及整流平滑电路24构成。
变压器22由一次绕组25、二次绕组26、三次绕组27以及磁芯28构成。一次、二次及三次绕组25、26、27通过磁芯28相互电磁耦合，且相互电绝缘。另外，将一次、二次及三次绕组25、26、27的极性用黑圆点表示。
有漏电感的一次绕组25的一端与平滑电容15的一端相连。作为由绝缘栅型场效应晶体管构成的第二开关元件23的第一主端子的漏极与一次绕组25的另一端相连。作为第二开关元件23的第二主端子的源极与平滑电容15的另一端相连。因此，一次绕组25经由第二开关元件23与平滑电容15并联连接。
如黑圆点所示，二次绕组26具有与一次绕组25相反的极性。整流平滑电路24由二极管构成的整流元件29和平滑电容30构成。平滑电容30经由整流元件29与二次绕组26并联连接。二极管即整流元件24通过在第二开关元件23的断开期间由二次绕组26得到的电压而成为导通状态。因此，直流-直流变换电路4形成为逆程(flyback)型。一对直流输出端子7、8与平滑电容30相连。
作为控制电压发生电路的控制电源电路6由变压器22的三次绕组27、由二极管构成的整流元件31、平滑电容32以及起动电阻33构成。平滑电容32经由整流元件31与三次绕组27并联连接。整流元件31通过在第二开关元件23的断开期间由三次绕组27得到的电压而成为导通状态。平滑电容32经由起动电阻33与交流-直流变换电路3的平滑电容15并联连接。因此，能够在开始直流-直流变换电路4工作之前经由起动电阻33对平滑电容32充电。平滑电容32的一端通过导线34与控制电路5的电源端子相连。
为供给正弦波交流电压Vac整流后的电压，整流电路11的第一输出端子19通过导线35连接到控制电路5。设有作为基于电感器12的电压来检出电感器12的蓄积能量的释放结束时刻的电感器电压检测部件的电压检测绕组21。该电压检测绕组21与电感器12电磁耦合。电压检测绕组21的一端通过导线36连接到控制电路5。电压检测绕组21的另一端与整流电路11的第二输出端子20即接地端相连。作为电流检测部件的电流检测电阻16和第一开关元件13之间的相互连接点通过导线37连接到控制电路5。为了供给平滑电容15的电压Eo，平滑电容15的一端与另一端分别通过导线38、39连接到控制电路5。为了对第一开关元件13供给控制信号，控制电路5通过导线40与第一开关元件13的控制端子即栅极相连。
为了检出直流输出电压Vo，第一与第二直流输出端子7、8通过导线41、42连接到控制电路5。为了对第二开关元件23供给控制信号，控制电路5通过导线43与第二开关元件23的控制端子即栅极相连。
如图3所示，控制电路5由以下部分构成：用以控制第一开关元件13的第一开关控制电路44，用以控制第二开关元件23的第二开关控制电路45，用以检出表示平滑电容15的电压Eo的信号V52的电压检测电路46，电压判定电路47，用以开始直流-直流变换动作的开始电路48，以及用以检出表示直流输出电压Vo大小的信号的输出电压检测电路49。
电压检测电路46由用以检出交流-直流变换电路3的输出电压Eo的第一与第二电阻50、51构成，且通过导线38、39与图2的平滑电容15相连。在该电压检测电路46的第一与第二电阻50、51的相互连接点52上，如图6(C)所示，得到具有将图6(A)所示的平滑电容15的电压Eo即交流-直流变换电路3的输出电压由第一与第二电阻50、51分压的值的电压信号V52。连接点52通过导线53连接到第一控制电路44，并且，通过导线54连接到电压判定电路47。因此，电压检测电路46由第一控制电路44和电压判定电路47共用。
电压判定电路47判定由电压检测电路46检出的电压信号V52是否成为预定值以上，当检出的电压信号V52成为预定值以上时，将开始电路48控制成导通状态。对于该电压判定电路47在后面进行详细说明。用以开始直流-直流变换动作的开始电路48将控制电源线34有选择地连接到第二开关控制电路45上。控制电源线34通过导线55连接到第一开关控制电路44的电源端子，并通过导线56连接到开始电路48，且通过导线57连接到电压判定电路47的电源端子。
输出电压检测电路49用以检出表示直流-直流变换电路4的直流输出电压Vo的信号，它由两个电阻58、59、由差动放大器构成的误差放大器60、基准电压源61以及发光二极管62构成。在一对导线41、42间连接的两个电阻58、59对输出电压Vo进行分压，并供给误差放大器60的正输入端子。基准电压源61与误差放大器60的负输入端子相连。因此，从误差放大器60得到对应于两个输入之差的电压。发光二极管62在误差放大器60的输出端子和导线42之间连接。发光二极管62的光输出强度与输出电压Vo成比例。发光二极管62与在第二开关控制电路45中包含的光敏晶体管63光耦合。也可以将电压检测电路49构成为取得电输出而不是光输出。但是，在要求电隔离图2的变压器22的一次侧和二次侧时，最好使输出电压检测电路49和第二控制电路45光耦合。再有，可考虑将输出电压检测电路49作为第二开关控制电路45的一部分。
图4详细表示图3的控制电路5中的第一开关控制电路44。该第一开关控制电路44也可以称为用以将平滑电容15的电压Eo控制为恒定的电压控制部件，由误差放大器64、电压控制用基准电压源65、乘法器66、比较器67、导通开始电路68、RS触发器69以及电压调整电路70构成。
误差放大器64的负输入端子与检测电压V52的导线53相连，正输入端子与电压控制用基准电压源65相连。因此，从误差放大器64得到从基准电压源65的基准电压V65减去表示平滑电容15的电压Eo的检测电压V52的值Ve＝V65-V52。该误差放大器64的输出Ve表示平滑电容15的电压Eo的校正指令值。
乘法器66被供给误差放大器64的输出Ve，且也被供给将图7(A)所示的交流输入端子1、2间的正弦波交流电压Vac用整流电路11进行全波整流后的输出电压V11。但是，可以与图4所示的不同地、对乘法器66供给将整流输出电压V11分压后的值，作为取代。
并且，可以代替图4的导线35而在一对交流输入端子1、2和乘法器66之间连接其它整流电路，并将由该其它整流电路得到的输出供给乘法器66，以代替整流电路11。图4中导线35为电压检测部件。
如图7(C)所示，乘法器66的输出电压V66具有正弦波的全波整流波形。该乘法器66的输出电压V66表示流过图2的第一开关元件13的电流的目标值。
比较器67的正输入端子与电流检测线37相连，负输入端子与乘法器66相连。因此，如图7(C)所示，在比较器67中比较按正弦波变化的乘法器66的输出电压V66和电流检测电阻16的两端子间电压V16，得到图7(D)所示的输出V67。如图7(B)所示，电感器12的电流IL随着第一开关元件13的导通/断开而变化。该电流IL在第一开关元件13的导通期间(例如t1～t2)以一定斜度增大，在第一开关元件13的断开期间(例如t2～t3)以一定斜度减少。即，第一开关元件13导通期间平滑电容15的蓄积能量释放。因此，平滑电容15在第一开关元件13的断开期间，通过整流电路11、电感器12与整流元件14的线路被充电。由于流过电感器12的电流IL的峰值追随正弦波，因此流过交流输入端子1、2的交流电流近似于正弦波，且功率因数被改善。
流过电流检测电阻16的电流为第一开关元件13的导通期间(例如t1～t2)的电流，按锯齿波形变化。因此，通过导线37向图4的第一开关控制44的比较器67供给的电压V16，如图7(C)所示，在第一开关元件13的导通期间以一定斜度增大。若作为该电流检测信号的电压V16比乘法器66的输出电压V66高，则图7(D)所示的比较器67的输出V67从低电平转换成高电平。
比较器67的输出端子与触发器69的复位端子R相连。触发器69的非反相输出端子Q为了供给第一开关控制信号Vg1而通过导线40连接到第一开关元件13的栅极。如图7(H)所示，触发器69在比较器67的输出V67转换为高电平时复位，如图7(G)所示，触发器69的输出即第一开关控制信号Vg1成为低电平。第一开关元件13的电流在图7的t2时刻中断。
图4的导通开始电路68用以形成表示第一开关元件13的导通开始时刻的信号，它由比较器71、基准电压源72、NOT电路73以及触发电路74构成。比较器71的正输入端子通过导线36与图2的电压检测绕组21相连。电压检测绕组21的电压V21与电感器12的电压对应地变化。电感器12的电压随着流过电感器12的电流IL变化。即，第一开关元件13的导通期间的电感器12的电压方向成为第一方向。在第一开关元件13的断开期间，基于电感器12的蓄积能量的释放，使电流流过的期间的电感器12的电压方向成为第一方向的逆方向的第二方向。若电感器12的蓄积能量的释放结束，则电感器12的电压成为零。电压检测绕组21的电压V21在电感器12的蓄积能量的持续释放期间上为正，在结束释放时成为零或以下。
与图4的比较器71的负输入端子相连的基准电压源72，发生零或接近零的电压电平的基准电压。因此，比较器71的输出V71在图7(B)所示的电流IL慢慢地减少而成为零或接近零时，如图7(E)所示，从高电平转换为低电平。如图7(F)所示，与比较器71相连的NOT电路73的输出V73是图7(E)的波形的相位反相波形。与NOT电路73相连的触发电路74由单稳态多谐振荡器或微分电路构成，且如图7(G)所示，输出包含与图7(F)的NOT电路73的输出脉冲的前边沿同步的触发脉冲的输出V74。触发电路74与触发器69的置位输入端子S相连。因此，如图7(H)所示，触发器69响应图7(G)的触发脉冲在t0、t1、t3等时刻成为置位状态，且输出第一开关控制信号Vg1。
用以形成第一开关控制信号Vg1的第一开关控制电路44不含特殊的振荡器。该第一开关控制信号Vg1以比输入交流电压的频率(50Hz)高的例如20～100kHz的重复频率来进行第一开关元件13的导通/断开控制。
图4的电压调整电路70通过导线55连接到图2的控制电源线34。该电压调整电路70通过电源线(未作图示)，对第一开关控制电路44中包含的基准电压源65、72、误差放大器64、乘法器66、比较器67、71、触发器69、NOT电路73以及触发电路74供给所需的电压。当各电路不需要电压调整电路70时将导线55的电压V32直接供给各电路。
第一开关控制电路44中包含的各电路，在控制电源线55的电压V32或电压调整电路70的输出电压达到各电路的动作开始阈值时开始工作。图6中，在t1时刻第一开关控制电路44开始正常工作，第一开关元件13开始导通/断开。因此，平滑电容15的电压Eo从t1时刻急剧上升。但是，由于从t1时刻第一开关控制电路44开始动作，因此，在t1～t2期间电容32的电压V32如图6(B)所示稍有下降。
图5详细表示图3的第二开关控制电路45、电压判定电路47与开始电路48。第二开关控制电路45用以将直流-直流变换电路4的输出电压Vo控制为恒定，它由电压控制信号形成电路75、比较器76、周期性波形发生器77以及电压调整电路78构成。该第二开关控制电路45在开始电路48导通状态时正常工作。
第二开关控制电路45的电压控制信号形成电路75由图3中说明的光敏晶体管63和电阻79的串联电路构成。光敏晶体管63的一端与第二开关控制电路45的电源端子80相连，其另一端通过电阻79与接地端相连。开始电路48的开关48’导通状态时的、电阻79和光敏晶体管63之间的相互连接点81的电位按照光敏晶体管63的光输入变化而变化。例如，因输出电压Vo的增大而光输入增大时，光敏晶体管63的电阻值减少，连接点81的电位升高。连接点81的电位即电阻79的两端子间电压V81用作对输出电压Vo进行反馈控制的反馈控制信号。电压控制信号形成电路75具有作为电压检测电路或反馈控制信号形成电路的一部分的功能。再有，不需要光耦合时，能够将图3的误差放大器60的输出端连接到图5的比较器76的输入端子。
图5的比较器76的负输入端子与电压控制信号形成电路75的连接点81相连，其正输入端子与周期性波形发生器77相连。周期性波形发生器77以高于交流电压Vac的频率的重复频率(例如20～100kHz)发生图6(H)所示的锯齿波电压V77。周期性波形发生器77也可以发生三角波等周期性波形，以取代锯齿波。锯齿波电压V77的振幅这样确定，使它在直流-直流变换电路4正常工作时能横切在电压控制信号形成电路75的连接点81和接地端之间得到的指令电压V81。在图6的t2时刻以后，若对第二开关控制电路45供给了电压，则从比较器76得到图6(I)所示的第二开关控制信号Vg2。第二开关控制信号Vg2通过导线43供给第二开关元件23的控制端子。再有，在导线43上根据需要插入众所周知的驱动电路。第二开关元件23在图6(I)所示的开关控制信号Vg2的t2～t3、t4～t5等高电平期间成为导通状态。
第二开关控制电路45中的电压调整电路78与电源端子80相连，调整从这里供给的电压，然后供给比较器76与周期性波形发生器77的电源端子。另外，在不需要电压调整时，能够将电源端子80直接连接到比较器76与周期性波形发生器77的电源端子。
直流-直流变换电路4的输出电压Vo高于所要值时，图6(I)所示的第二控制信号Vg2的脉冲变窄，输出电压Vo回到所要值。相反地，输出电压Vo低于目标值时，图6(I)的第二控制信号Vg2的脉宽增大，输出电压Vo回到所要值。
图5的电压判定电路47为了判定平滑电容15的电压Eo是否达到预定值，包括以下部分：比较器82、基准电压源83、保持部件或作为闩锁电路的RS触发器84以及复位电路85。比较器82的正输入端子通过导线54连接到图3的电压检测电路46，其负输入端子与基准电压源83相连。因此，如图6(C)所示，比较器82判定对平滑电容15的电压Eo成比例地变化的导线54检出的电压V52是否高于基准电压源83的预定电压值V83，发生图6(D)所示的二值的输出。图6的例中，在t2时刻检出的电压V52被预定电压值V83横切，比较器84的输出从低电平转换到高电平。本实施例的预定电压值V83在平滑电容15的电压Eo稍微低于其正常值即额定值时，被设定成与电压检测电路46的连接点52上得到电压相一致。再有，所述平滑电容15的电压Eo比其正常值即额定值稍微低的值是电压Eo的正常值即额定值的例如35～95％，例如为200～400V范围内的值。
触发器84的置位端子S与比较器82相连，其复位端子R与复位电路85相连，其相位反相输出端子Q-通过导线86连接到开关电路48的开关元件的控制端子。若图6(D)所示的比较器82的输出V82在t2时刻转换为高电平，则触发器84响应该转换情况成为置位状态，如图6(F)所示，其相位反相输出V84在t2时刻成为低电平。触发器84的置位状态一直保持到被复位。
图5的与电源线56相连的开始电路48的开关48’由可控制的半导体开关或与其类似的开关构成，并设有控制端子。该开关48’的控制端子与触发器84相连。该开关48’被供给低电平的控制信号时，该开关48’成为导通状态。因此，如图6(F)所示，若触发器84的反相输出V84在t2时刻成为低电平，则开关48’成为导通状态，第二控制电路45的电源端子80的电压V80如图6(G)所示，在t2时刻大致上升为正常值。结果，从t2时刻起第二开关控制电路45正常工作，直流-直流变换电路4的输出电压Vo如图6(J)所示，t2时刻起慢慢地升高，随后成为所要值。再有，可改变开始电路48的开关48’，以使之响应正的控制电压而成为导通状态。这时，触发器84的非反相输出端子连接到开始电路48。
在图5的电压判定电路47中包含的复位电路85与供给控制电压V32的导线56相连。如图6(B)所示，控制电压V32通过在t0时刻开始对第一与第二交流输入端子1、2的供电，或将交流输入端子1和电感器12之间任意位置上连接的电源开关(未作图示)接通，慢慢地增大。即，若从整流电路11的供电开始，则通过由整流电路11、电感器12、整流元件14以及平滑电容15构成的电路来充电平滑电容15，如图6(A)所示，该电压Eo随时间增大。与平滑电容15的充电一起，控制电源电路6的平滑电容32经由起动电阻33慢慢地被充电，如图6(B)所示，该电压V32以一定斜度增大。图5的复位电路85在控制电源电路6的平滑电容32的电压V32横切了图6(B)所示的阈值Vth时，发生由图6(E)所示的脉冲构成的复位信号V85。从而，在t1时刻触发器84可靠成为复位状态。
也可将图6(E)的复位信号V85用于第一开关控制电路44的动作开始时的复位。这时，对第一开关控制电路44的第一开关元件13从t1时刻开始供给第一控制信号Vg1。
由图1至图2所示的本发明最佳的实施例1得到的效果如下所述。
(1)由于设有用以检测平滑电容15的电压Eo的电压检测电路46，用以判定由该电压检测电路46检出的电压信号V52是否高于预定电压值V83的电压判定电路47，以及用以根据该电压判定电路47的判定结果使直流-直流变换电路4的动作开始的开始电路48，因此，直流-直流变换电路4在适当的时刻开始工作。因此，作为直流-直流变换电路4的输入电压的平滑电容15的电压Eo已高于预定电压值V83时，直流-直流变换电路4的动作开始。从而，起动时的直流-直流变换电路4的输出电压Vo不会不稳定。
(2)若不要求改善起动时直流输出电压Vo的稳定性，则可使用比平滑电容15的容量小的小型且低成本的电容，以取代平滑电容15。在本发明的开关电源装置中，当平滑电容15的电压Eo上升到一定程度时，直流-直流变换电路4就开始动作。因此，即使使用容量小的平滑电容也能确保直流-直流变换电路4的起动时的直流输出电压Vo的稳定性。
(3)第一开关元件13不与整流电路11和平滑电容15之间的电源线串联连接。因此，能够在第一开关元件13的导通/断开动作开始前给平滑电容15充电。
(4)电压判定电路47的比较器82的输出V82由作为保持部件的触发器84保持。因此，即使平滑电容15的电压Eo变动，也能防止直流-直流变换电路4工作中断。
(5)在驱动第二开关元件23之前开始第一开关元件13的驱动。结果，不发生直流-直流变换电路4起动时的输入电压的不足。
(6)电压检测电路46由第一开关控制电路44和电压判定电路47共用，使控制电路5的构成简单。另外，能够减少用以检出控制电路5的电压的端子数。控制电路5的电压检测电路46、电压判定电路47、开始电路48、第一开关控制电路44以及第二开关控制电路45的大部分由集成电路构成。在集成电路上端子数越少越易实现集成电路的小型化与低成本化。
(7)在由电感器电压检测绕组21确定的时刻，第一开关元件13导通。因此，第一开关控制电路44不具振荡器。从而减小第一开关控制电路44的尺寸并降低成本。
(8)由于用变压器22供给控制电路5所需的控制电压，因此，可减小控制电源电路6的尺寸并降低成本。
实施例2
参照图8～图10说明实施例2的开关电源装置。实施例2的开关电源装置设有将图1与图2所示的开关电源装置的控制电路5作了更改的控制电路5a，其它部分与图1和图2的相同。因此，在实施例2的说明中，控制电路5a以外的部分参照图1与图2。另外，在图8～图10中凡与图3及图5共同的部分上均附上同一符号，省略其说明。
在图8所示的实施例2的控制电路5a中，将图3的控制电路5的开始电路48改为开始电路48a，为驱动第二开关控制电路45而布置两个电源线56、56a，并设置经更改的第二开关控制电路45a，其它部分与图3相同。第一电源线56不经起动开关开始电路48a而连接到第二开关控制电路45a。第二电源线56a经由开始电路48a与第二开关控制电路45a相连。开始电路48a通过导线87向第二开关控制电路45a的一部分供给预定偏流。
图9详细表示图8的开始电路48a。该开始电路48a由一个场效应晶体管88、两个npn型晶体管89、90、两个pnp型晶体管91、92以及一个电流源93构成。场效应晶体管88的栅极与电压判定电路47的输出线86相连。该场效应晶体管88的漏极与npn型晶体管89的集电极相连，其源极与接地端相连。npn型晶体管89的集电极经由电流源93与电源线56a相连，其发射极与接地端相连，其基极与该集电极相连。npn型晶体管90的基极与npn型晶体管89的基极相连，其发射极与接地端相连，其集电极经由pnp型晶体管91与电源线56a相连。pnp型晶体管91的发射极与电源线56a相连，其集电极与npn型晶体管90的集电极相连，其基极与该集电极相连。pnp型晶体管92的基极与npn型晶体管90的集电极相连，其发射极与电源线56a相连，其集电极通过导线87与图10所示的第二开关控制电路45a的周期性波形发生器77相连。
若开关电源装置的电源成为导通状态，且图2的平滑电容15的电压上升，则电压判定电路47的输出线86成为低电平。结果，场效应晶体管88成为截止状态。若场效应晶体管88成为截止状态，则两个npn型晶体管89、90与两个pnp型晶体管91、92全部成为导通状态。从而能够从导线87向第二开关控制电路45a供给电流。
图10所示的第二开关控制电路45a中，对周期性波形发生器77的供电方法与图5不同，而其它与图5相同。周期性波形发生器77通过电容的充电与放电形成锯齿波电压。开始电路48a的输出线87供给对锯齿波发生用的电容的充电电流。因此，开始电路48a成为导通状态后发生图6(H)所示的锯齿波电压V77。比较器76在锯齿波电压V77发生后产生脉冲。
实施例2具有与实施例1相同的效果，而且，实施例2的开始电路48a只对第二开关控制电路45a的一部分供电，因此，能够减小开始电路48a的电流负载。
实施例3
图11表示实施例3的开关电源装置中的经更改的第一开关控制电路44a。实施例3的开关电源装置不具图2所示的电感器12的电压检测绕组21。因此，图11的第一开关控制电路44a设有周期性波形发生器94，以取代图4的第一开关控制电路44的导通开始信号形成电路68。该周期性波形发生器94以高于交流电压Vac的频率(例如50Hz)的重复频率(例如20kHz)周期性地发生锯齿波或三角波电压。
图11中，除了减法器67a、周期性波形发生器94、比较器95与滤波器96外的部分实质上与图4相同。因此，图11中实质上与图4相同的部分上用相同符号，省略其说明。
在电流检测线37上得到表示整流电路11的输入侧的电流或输出侧的电流大小的电压信号。连接在电流检测线37的滤波器96用以除去电流检测信号V16的高频成分。因此，在滤波器96的输出线上得到相当于图7(C)的电流检测信号V16的包络线的波形。
图11的减法器67a由取代图4的比较器67而设置的差动放大器构成。该减法器67a的负输入端子与滤波器96相连，其正输入端子与乘法器66相连。因此，减法器67a的输出V67a成为表示从乘法器66得到的正弦波的输出V66和从滤波器96得到的近似正弦波的输出之差的信号。
比较器95的正输入端子与减法器67a相连，其负输入端子与周期性波形发生器94相连。因此，在与从周期性波形发生器94发生的锯齿波电压相比减法器67a的输出V67a高的期间，从比较器95发生高电平的脉冲。比较器95的输出脉冲串成为第一开关元件13的控制信号Vg1。
图11的第一控制电路44a具有能够以一定频率导通/断开第一开关元件13的特征。
实施例4
图12表示实施例4的开关电源装置的电压判定电路47a和开始电路48b。实施例4的开关电源装置除了图12的部分外其结构与实施例1相同。
图12的开始电路48b是图5的开始电路48的改形，其结构中包括可控硅整流器(thyristor)即具有导通状态保持功能的控制整流元件48b’。具有保持功能的开始电路48b的控制端子与电压判定电路47a相连。电压判定电路47a相当于从图5的电压判定电路47中省去了触发器84和复位电路85的结构。电压判定电路47a的比较器82与开始电路48b的控制端子相连。再有，在比较器82和开始电路48b之间能够连接触发电路。
图12的开始电路48b具有图5的触发器84和开始电路48这两方的功能。因此，实施例4有与实施例1相同的效果。
变形例
本发明并不限于上述实施例，例如可进行以下的变形。
(1)可用变流器或磁电变换装置等置换图2的电流检测电阻16。
(2)可检出电感器12的电流IL或交流输入端子1、2和整流电路11之间的交流侧的电流，以取代检出第一开关元件13的电流。在检出交流侧的电流时，电流检测信号整流后传送到控制电路5或5a。
(3)可将导线35的连接部位改到整流电路11的输入侧，检测交流电压。这时，对检出的交流电压进行整流，然后传送到控制电路5或5a。
(4)第一与第二开关元件13、23可为晶体管、IGBT(绝缘栅型双极性晶体管)等的半导体开关元件。
(5) 交流-直流变换电路3并不限于图2所示的电路，只要能够改善功率因数的电路即可。
(6)直流-直流变换电路4并不限于图2所示的电路，只要能进行直流-直流变换的电路即可。例如，可为在直流-直流变换电路4的第二开关元件23的导通期间使二次侧的整流元件29导通的正向方式的直流-直流变换器。
(7)可将图3与图5的第二开关控制电路45改形为检出变压器22的蓄积能量的释放结束时刻而确定第二开关元件23的导通时刻的众所周知的自激式控制电路。
(8)可用只在输入电压信号V52大于预定阈值时发生高电平输出的逻辑电路或驱动电路，以取代图5的电压判定电路47中的比较器82和基准电压源83。此时，阈值代替成为基准电压源83的基准值。
(9)可用减法器来取代乘法器66。
工业上的可利用性
由上述可知本发明的直流-直流变换器可用作电气装置的电源电路。