波束空间正交频分复用调制系统自适应波束形成方法 【技术领域】
本发明涉及用于数字信息无线传输技术领域，具体涉及一种正交频分复用调制(OFDM)系统自适应天线波束形成方法。
背景技术
正交频分复用调制，即OFDM技术应用于高速数据传输领域，可以有效地对抗频率选择性衰落。在OFDM中应用自适应天线阵，可抑制同信道干扰和延时超出保护间隔的多径干扰，获得最优的信干噪比(SINR)。自适应天线阵按照一定的准则，对各阵元的接收信号进行加权并叠加，自适应地在空间形成波束，从而抑制干扰，提取有用信号。根据波束形成在接受机信号处理流程中的位置，OFDM自适应天线可分为时域(pre-FFT)和频域(post-FFT)两种类型，其区别在于，前者是在OFDM解调之前进行波束形成，而后者在各阵元做OFDM解调之后进行波束形成，时域波束形成具有快速傅氏变换(FFT)单元数量少、训练序列长度短、计算复杂度低的优势。
OFDM自适应天线阵的作用在于抑制同信道干扰和超出保护间隔的多径干扰，M.Budsabathon和S.Hane发表的“On a novel pre-FFT OFDM adaptiveantenna array for delayed signal suppression”(可抑制延迟多径干扰的新型pre-FFT OFDM自适应天线，IEICE Trans.Communications，2003，E86-B(6)：1936-1945)，采用pre-FFT自适应天线波束形成技术，首先利用训练序列对各阵元上信道信息(CSI)进行估计，也就是估计出各阵元接收信号中各个有用多径的时延和幅度相位信息，而后在CSI估计基础上进行波束形成，达到抑制超出保护间隔的多径干扰地目的。该方法的缺点在于其CSI估计的稳健性和精度受到以下两个因素的影响：
1)未考虑强的同信道干扰的存在，从而未考虑强干扰的存在所引起的对于各阵元的CSI估计的影响。当强干扰入射时，由于训练序列长度有限，有用信号信息很难被提取出来，从而使CSI估计的误差大大增加甚至彻底失败。
2)即使不存在强同信道干扰，不同多径分量彼此之间的干扰也会对CSI估计产生影响，降低CSI估计的准确性。
【发明内容】
本发明的目的是针对阵元空间CSI估计在精度和稳健性上的缺陷，提出一种波束空间正交频分复用调制系统自适应波束形成方法，该方法通过将阵元上接收的信号变换至波束空间，使不同方向入射信号投影在不同波束上，减少各多径分量彼此的影响和干扰信号对所需信号的影响，并根据不同波束相关序列的特征进行非信号波束的提取处理，可大大提高OFDM自适应天线的CSI估计(特别是在强同信道干扰存在条件下估计)的精度和稳健性，从而保证波束形成的性能。
本发明是通过以下技术方案实现的，方法步骤如下：
1)通过空域离散傅立叶变换(DFT)将阵元接收信号向量变换至波束空间，波束空间信号向量的每个分量实际上对应一个固定波束形成器的接收信号。
2)波束空间信号向量的每一个分量同已知的训练序列进行相关，得到的相关序列视为该波束信道信息的初步估计。
3)根据给定的判别准则，判断出接收干扰和噪声的波束，并将这些波束的相关序列值置零，以消除强干扰对CSI估计的影响。
4)对各波束相关序列进行多径的提取，得到信道信息矩阵的最终估计。
5)根据最大信干噪比准则得到波束空间的最优权向量。
6)将波束空间的最优权向量变换回阵元空间，得到阵元空间的最优权向量。
以下对本发明的每个步骤作进一步的详细说明：
1、所述步骤1)，具体实现如下：
首先对接收信号进行空间的DFT变换，以r＝[r1，r2，…，rM]T表示阵元空间接收信号，rb(=[r1b,r2b,···,rMb]T)]]>表示变换至波束空间的信号，上标T表示转置，M为天线阵元数，以F=[f0T,f1T,···,fM-1T]T]]>表示DFT变换矩阵(f1=[1,e-j2πtM,···,e-j2πt(M-1)M]T),]]>则变换表达式为：rb＝Fr。
2、所述步骤2)，具体实现如下：
rb的各分量与用于CSI估计的长度为Ltr的训练序列Tr(k)进行相关，以
ci=[ci,0,ci,1,···ci,Lg]T]]>表示第i波束分量对应的相关序列，Lg为OFDM保护间隔长度，相关计算式为
ci,n=1LtrΣk=0Ltr-1rib(k+n)Tr(k),i=1...M,n=0...Lg]]>
3、所述步骤3)，具体实现如下：
按照如下方法对每个波束进行判别和处理：对每个波束对应的ci序列，以该序列最大最小模值的均值ci_th为标准，判断序列中模值大于该标准值的个数，若个数大于预定的阀值Nth，认为该波束为非信号波束，将该相关序列置零，以c′i表示处理后的序列，该过程表示为：
式中Num()表示集合的元素个数。
4、所述步骤4)，具体实现如下：
提取各波束中的多径信息，得到波束空间CSI矩阵的最终估计
提取方法为，对每个波束对应的c′i序列，保留其模值较大的若干值，而对其他值置零，判别阀值通过系数α和c′i中的最大值确定。
5、所述步骤5)，具体实现如下：
通过求解如下的广义特征值方程，得到最大信干噪比准则下的波束空间最优权向量Woptb：
式中E表示时间期望，上标H表示共轭转置，
Sd=[Sd,l,Sd,l-1,···,Sd,l-Lg]T]]>为第l快拍时刻时延小于保护间隔的所需多径信号向量。该期望运算可使用OFDM帧中用于权值生成的训练序列。λmax为最大特征值。
6、所述步骤6)，具体实现如下：
将Woptb变换回阵元空间，得到阵元空间的最优权向量wopt，变换式为：
wopt=FHwoptb]]>
本发明具有如下优点：1)现有的阵元空间方法中，所有方向的信号叠加在各阵元接收信号中，彼此相互影响，在本发明中，不同方向的信号被映射在不同的波束上，彼此之间相互影响被大大降低，CSI估计的精度可以大大提高。2)而通过判别干扰噪声波束，可以将主要只接收干扰和噪声的波束提取出来，同信道干扰和无用多径干扰的影响可以进一步抑制。3)基于以上原因，阵元空间方法在强同信道干扰存在的条件下性能很差甚至无法工作，而本发明所采用的方法仍具有良好的性能。即使在无强同信道干扰时，本方法仍然可以取得较现有方法更好的性能。
【附图说明】
图1为正交频分复用系统时域自适应天线接受机模块图。
图2为波束空间信道信息估计模块图。
图3为采用本方法和采用阵元空间方法的仿真结果比较
图3-a无同信道干扰仿真结果
图3-b有强同信道干扰仿真结果
【具体实施方式】
如图1、图2所示，为更好地理解本发明，以下结合附图和具体实施例对方法的实现作进一步描述，实例参数设置如下：天线阵元数M＝16，OFDM保护间隔长度Lg为16个OFDM采样长度，设有4路多径分量和一路同信道干扰入射，多径分量中一路在保护间隔外，是干扰多径，其他三路为有用多径，各入射信号的波达角是在-90度到90度间均匀分布的独立随机变量，有用多径的时延取为在0～16内均匀分布的独立随机变量，干扰多径的时延取为18，4路多径等功率入射。本实例的具体实现过程如下：
1)首先对16×1接收信号进行空间的离散傅立叶变换(DFT)，将阵元空间的接收信号r变换至波束空间的接收信号rb(=[r1b,r2b,···,r16b]T),]]>以F表示16×16DFT变换矩阵，有rb＝Fr。
2)rb的各分量与用于CSI估计的长度为Ltr＝80的训练序列Tr(k)进行相关，以ci＝[ci，0，ci，2，…ci，16]T表示第i波束分量对应的相关序列，有
ci,n=180Σk=080-1rib(k+n)Tr(k),i=1...16,n=0...16]]>
3)对每个cl序列，以该序列最大最小模值的均值ci_th为标准，判断序列中模值大于该标准值的个数，若个数大于预定的阀值Nth，这里取为4，则认为该波束为非信号波束，将该相关序列置零，以c′i表示处理后的序列，该过程表示为：
4)提取各波束中的多径信息，得到16×17波束空间CSI矩阵的估计
提取公式如下，对每个波束对应的c′i序列，保留其模值较大的若干值，而对其他值置零，判别阀值通过系数α和c′i中的最大值确定，这里α取0.5。
5)求解如下的广义特征值方程，得到最大信干噪比准则下的波束空间最优权向量Woptb：
其中Sd＝[Sd，l，Sd，l-1，…，Sd，l-16]T为第l快拍时刻时延小于保护间隔的所需多径信号向量。
6)将Woptb变换回阵元空间，得到阵元空间的最优权向量：
wopt=FHwoptb]]>
图3给出了采用本方法和采用阵元空间方法得到的误码率Monte Carlo仿真结果，仿真次数为1000次。同时给出的是理想信道信息估计条件下的结果作为参考，图3-a中同信道干扰设为0，而图3-b中分别给出同信道干扰较有用信号电平高10dB和20dB条件下的结果。从图中可以看到，在没有强干扰的条件下，本方法比阵元空间方法有相当的性能提升，而在强干扰条件下，阵元空间方法性能很差，甚至失败，而本方法仍可正常工作。