电动机控制装置 【技术领域】
本发明涉及一种频率控制无刷DC电动机的电动机控制装置。
背景技术
以往，作为转速控制无刷DC电动机的电动机控制装置，有120°通电方式和正弦波180°通电方式。
120°通电方式是直接检测感应电压的零交叉信号的方式，为了检测出该信号，是进行逆变器相电压与基准电压的比较而得到的。根据该零交叉信号，改变换流信号。该零交叉信号在电动机的1次旋转中产生12次，每机械角30°、即电角60°产生1次(例如参照专利文献1)。
180°通电方式是通过将电动机绕线的中性点电位与相对三相的逆变器输出电压三相Y连接的电阻的中性点电位之差分电压放大，并将其输入积分电路，比较该积分电路的输出信号和利用滤波电路处理该输出信号而直流截止的低通信号，从而得到与感应电压对应的位置检测信号。该位置检测信号在电动机的1次旋转中产生12次，每机械角30°、即电角60°产生1次。在该方式中，由于通过积分电路，故必须进行相位补偿控制(例如参照专利文献2及专利文献3)。
专利文献1：特许第2642357号公报；
专利文献2：特开平7-245982号公报；
专利文献3：特开平7-337079号公报。
然而，在以往的构成中具有以下问题。
图7是以往的120°通电方式的电动机控制装置的控制框图。该通电方式，由于进行感应电压部分的零交叉信号的比较，故若发生电动机负载急变、电源电压急变的状态，则有时感应电压的零交叉信号隐藏在逆变器输出电压区域内，无法检测。若成为这种状态，则首先产生失调现象，逆变器系统停止。另外，在该通电方式中，虽然每相感应电压可以连续电角60°进行确认，但若想减少电动机运转时地声音、振动，将导通角设定为150°左右并使其运转，则有只能连续电角30°进行确认，即使在通常的运转时逆变器再生电压的影响而失调的危险性也增加，再有，存在易于产生过调等不稳定现象的倾向。还有，有时不能进行相近于180°的通电的运转。图8(a)是120°通电方式的相电流波形与感应电压波形的关系图。在通常运转时，相对感应电压10设定相电流20的位置，在使最高转速增加时，虽然必须使相电流20超前角，但临界点早，且高速旋转性能劣化。
图8(b)是180°通电方式的相电流波形与感应电压波形的关系图。
180°通电方式，由于通过积分电路，故不能在绝对值上正确地把握感应电压的零交叉位置，另外，由于根据运转状态的不同，零交叉位置与位置检测信号的相位差变大，故必须进行相位补偿等复杂的控制，该相位补偿调整困难，且控制运算复杂化。再有，由于电动机内必须有中性点输出端子，并利用感应电压波形的3次高次谐波成分，故在使用了正弦波磁化磁铁的电动机中，存在不能使用的问题。
此外，在利用电流反馈方式的无传感器正弦波180°通电驱动控制中，由于根据电动机电流与电动机电常数来推断运算电动机的磁极位置，故存在运算误差增大，电动机电流的超前角控制的临界点早，且最高转速也远不及附带位置传感器的控制。
【发明内容】
本发明为了解决上述问题，其目的在于，提供一种利用不需机械的电磁拾取传感器的感应电压反馈控制的新方式，实现与附带位置传感器的正弦波180°通电同等级别的高速性能，在任何运转负载区域内都可以使失调临界转矩进一步提高，低价且可靠性高的电动机控制装置。
为了解决上述课题，本发明的电动机控制装置，包括：直流交流变换机构，含有多个开关元件，利用该开关元件的开闭，根据PWM信号，将直流电压变换为交流电压，并向三相无刷DC电动机供给；感应电压检测机构，检测上述无刷DC电动机的感应电压；磁极位置检测机构，由该感应电压检测上述无刷DC电动机的磁极位置；电压控制机构，根据从该磁极位置检测机构输出的磁极位置，输出电压波形；和PWM控制机构，将该电压波形变换为上述PWM信号，还具有：检测上述感应电压内所含再生电压的再生电压检测机构；和根据检测出的该再生电压及上述感应电压，判断上述磁极位置的磁极位置检测机构。
另外，本发明的电动机控制装置，其中，上述再生电压检测机构对感应电压进行1点或多次电压采样。
再有，本发明的电动机控制装置，其中，上述再生电压检测机构具有给定基准电压，并通过比较该基准电压与上述感应电压，从而判断再生电压。
此外，本发明的电动机控制装置，其中，上述基准电压用上述直流电压的电压值×再生电压系数计算出。
还有，本发明的电动机控制装置，其中，上述再生电压系数为满足0≤再生电压系数≤1的实数。
再有，本发明的电动机控制装置，其中，上述再生电压检测机构，在上述感应电压的时间微分值为正时，若感应电压≥基准电压，则判断为再生电压，在上述感应电压的时间微分值为负时，若感应电压≤基准电压，则判断为再生电压。
此外，本发明的电动机控制装置，其中，上述磁极位置检测机构在上述再生电压检测机构的输出判断为再生电压的时间区域不检测感应电压，在判定上述再生电压检测机构的输出为非再生电压的时间区域，检测上述感应电压，并在给定条件成立时辨识磁极位置。
根据以上构成，可以提供一种不但实现与附带位置传感器的正弦波180°通电同等级别的高速性能，使失调临界转矩进一步提高，低价且可靠性高的电动机控制装置。
【附图说明】
图1是本发明实施方式的电动机控制装置的控制框图。
图2(a)是直流交流变换机构的构成图，(b)是三相无刷DC电动机的励磁感应电压波形关系图。
图3是本发明的再生电压检测机构的动作说明图(1)。
图4是本发明的再生电压检测机构的动作说明图(2)。
图5是本发明的再生电压检测机构的动作说明图(3)。
图6是本发明的三相无刷DC电动机的等效电路图。
图7是以往的电动机控制装置的控制框图。
图8是以往的相电流波形与感应电压波形的关系图。
图中：1-感应电压检测机构，2-段磁极位置检测机构，3-电压控制机构，4-直流电压，5-PWM控制机构，6-直流交流变换机构，7-无刷DC电动机(BLM)，8-再生电压检测机构，9-相电流，10-感应电压，11-正零交叉信号，12-负零交叉信号，13-再生电压，14-再生电压，15-再生检测点，16-再生检测点，17-再生判断基准电压，18-再生判断基准电压，19-再生电压结束点，22-再生电压结束点，20-相电流，21-相电流，30-再生检测点，31-再生检测时间间隔。
【具体实施方式】
以下，参照附图说明本发明的电动机控制装置的实施方式。图1是本实施方式的电动机控制装置的控制框图。本实施方式的电动机控制装置表示的是转速控制三相无刷DC电动机7的电动机控制装置。在该图中，电动机控制装置包括：直流交流变换机构6，其将直流电压4变换为交流电压，并向三相无刷DC电动机(以下简称为BLM)7输出；感应电压检测机构1，其检测BLM7的感应电压；磁极位置检测机构2，其根据感应电压检测无刷DC电动机的磁极位置；电压控制机构3，其根据从磁极位置检测机构2输出的磁极位置，输出电压波形；PWM控制机构5，其将电压波形变换为PWM信号；再生电压检测机构8，其检测感应电压所含的再生电压；和磁极位置检测机构2，其根据检测出的再生电压与感应电压，判断磁极位置。
PWM控制机构5输出用来转速控制BLM7的施加电压、频率、控制相位的PWM信号。直流交流变换机构6由高速开闭的6个开关元件{图2(a)}构成。
首先，在图1中，顺次说明感应电压检测机构1、磁极位置检测机构2及电压控制机构3、PWM控制机构5的任务。该部分与图7以往的电动机控制装置的控制框图的动作同样。
在图1中，感应电压检测机构1使BLM7的感应电压下降，在磁极位置检测机构2中检测出感应电压零交叉信号，将感应电压零交叉信号作为磁极位置输出到电压控制机构3。电压控制机构3根据该磁极位置，运算使BLM7驱动用的电压波形并向PWM控制机构5输出。根据电压波形，PWM控制机构5将PWM信号输出到直流交流变换机构6。在这样构成的电动机控制装置中，通过改变从直流交流变换机构6输出的交流电压的频率与相位(以下称为“逆变器频率”)，从而控制BLM7的转速。
在为120°通电方式时，PWM控制机构5输出开闭直流交流变换机构6的开关元件的6种PWM信号，通过利用这六种PWM信号开闭开关元件，从而控制从直流交流变换机构6输出的逆变器频率。
说明6种PWM信号。所谓的6种PWM信号是指用来驱动直流交流变换机构6的开关元件的脉冲信号。PWM信号在逆变器电角1周期内具有6个基本的图案PTN1～PTN6，PWM信号1个周期的倒数为逆变器频率。实际上，改变BLM7的转速的方法为，PMW控制机构5一边使直流交流变换机构6的逆变器频率变化，一边转速控制BLM7。
如图2(a)所示，直流交流变换机构6具有6个开关元件，对于U相、V相、W相，分别在其上臂上备有1个开关元件，在其下臂上备有1个开关元件。
在PTN1中，U相上臂开关元件Tu与V相下臂开关元件Ty通电。
在PTN2中，U相上臂开关元件Tu与W相下臂开关元件Tz通电。
在PTN3中，V相上臂开关元件Tv与W相下臂开关元件Tz通电。
在PTN4中，V相上臂开关元件Tv与U相下臂开关元件Tx通电。
在PTN5中，W相上臂开关元件Tw与U相下臂开关元件Tx通电。
在PTN6中，W相上臂开关元件Tw与V相下臂开关元件Ty通电。
PWM信号的换流切换根据电压控制机构3的电压波形输出来进行。
利用图2(b)及图3、图4说明磁极位置检测机构2的详细动作。BLM7的感应电压零交叉信号在电角的1个周期中产生6次。图3(a)记载有每相的感应电压零交叉信号。图3(a)是相电流波形与相感应电压波形的关系图，示出感应电压10及相电流9与正零交叉信号11相反的反零交叉信号12。正零交叉信号11在电角0°处产生，反零交叉信号12在电角180°处产生。磁极位置检测机构2实际可以观测的感应电压，若设直流电压4的负侧为GND电位，则成为图3(b)的感应电压10a、图4(b)的10b，虽然观测BLM7的线电压，但若考虑零交叉信号附近的感应电压，则成为在感应电压10的电压波形上重叠了PWM电压成分的波形。
基本上而言，若为直流电压VDC的一半(＝VDC/2)与感应电压10a(10b)的交点，再有直流交流变换机构6的上臂元件与下臂元件各导通起弧1个的期间(图3、图4中的TON部分)，则可以检测出正零交叉信号11(反零交叉信号12)。
磁极位置检测机构2，检测图中的正零交叉信号11及反零交叉信号12，并将其作为磁极位置输出至电压控制机构3。根据该零交叉信号，电压控制机构3运算与相电流9大致相似形状的电压波形，在PWM控制机构5中，根据该电压波形，创出各电角对应的PWM信号的基体PTN。图3的电角X1～X2、图4的电角X3～X4是电流截止区间。另外，电压控制机构3可以创出120°～180°通电波形的电压波形。可是，为了观测感应电压，必须使该导通角不满180°。
在导通角＞120°时，在120°通电方式中所说明的6种PWM信号上，追加三相正弦波驱动用PWM信号。基本而言，在三相中的任何1相中，在成为电流OFF的区间(＝电流截止区间)内，使用120°通电方式用的PWM信号。在三相中都流着相电流的区间内，使用三相正弦波驱动用PWM信号。对于该PWM信号，由于作为三相正弦波PWM控制，全部为公知技术，故在这里省略详细的说明。
而且，虽然电压控制机构3输出的电压波形与相电流9基本相似，但相位差相对相电流9多少有所超前。在本实施例中，为了简化，而设该相位差为零，进行说明。即，定义为电压波形≡相电流9。
图6是BLM7的等效电路图。R1是绕组的初级电阻，Lu、Lv、Lw为各相的电感，Eu、Ev、Ew为各相的励磁感应电压。在这里，所谓的励磁感应电压是指BLM7在无通电状态下旋转时，只由磁铁(励磁)产生的感应电压。图2(b)是三相无刷DC电动机的励磁感应电压波形关系图。图中的U1表示Eu的正零交叉位置，U2表示反零交叉位置。同样，其他相也这样表述，零交叉位置的间隔理想上为每隔60°，在电角的1个周期内产生6次。将这些零交叉位置命名为BLM7的真磁极位置。
BLM7的真磁极位置由于是感应电压10的零交叉信号，故不能利用电枢反作用的影响来直接确定，两者之间产生相位差。此外，由于该相位差依赖于运转负载，故从感应电压零交叉信号特定真的磁极位置是困难的。可是，即使不能特定真的磁极位置，也能仅根据感应电压零交叉信号充分地转速控制BLM7，当然优选利用感应电压控制。在本实施例中设该相位差为零，进行说明。即，真磁极位置≡感应电压零交叉位置。
即，若图3(a)的感应电压10与U相对应，则
零交叉U1≡正零交叉信号11
零交叉U2≡反零交叉信号12。
而且，Eu≠感应电压10。
上式是由于电枢反作用的影响导致两者的电压波形振幅不同而发生。接着，利用图3、图4及图5，说明再生电压检测机构8的详细动作。一般，作为再生电压的产生条件，是在截止BLM7的相电流的瞬间内给定时间连续产生，之后产生原来的感应电压。感应电压检测机构1的输出包括该再生电压与感应电压双方，有必要进行双方的判断。若该判断错误，则将再生电压部分误检测为感应电压的零交叉信号，产生过调、失调等异常现象。
在图3(b)与图4(b)中示出再生电压与感应电压的关系图。图3是表示作为感应电压10，时间微分值为正时的情况，图4是表示作为感应电压10，时间微分值为负时的情况。在图中，再生电压13、再生电压14在截止相电流9的瞬间内产生，一直持续到再生电压结束点19、再生电压结束点22为止。作为确定正零交叉信号11的必要条件之一，
感应电压10a≥VDC/2。
另外，作为确定反零交叉信号12的必要条件之一，
感应电压10b≤VDC/2。
然而，在检测正零交叉信号11之前，由于再生电压13的电压值为VDC，故全部满足上式的关系，导致误检测。为了防止这种现象，在图中的位置检测中，若在再生电压结束点19以前忽略位置检测结果，由再生电压结束点19后开始位置检测的判断，则将再生电压13作为正零交叉信号11，没有误检测的情况。
反零交叉信号12时也同样，再生电压4的电压值为0V，或全部满足上式的关系，从而误检测。为了防止这种情况，由再生电压结束点22后开始判断图中的位置检测区间。这样，再生电压检测机构8将再生电压结束点19、再生电压结束点22作为再生结束信号，向磁极位置检测机构2输出，磁极位置检测机构2忽略再生电压13、再生电压14的位置检测，直到接受该信号。而且，由于只有接受该信号才开始进行位置检测的判断，故可以确定原来的正零交叉信号11及反零交叉信号12。
在再生电压检测机构8中，在内部具备VTH1再生判断基准电压17、VTH2再生判断基准电压18，通过比较该值与再生电压13、再生电压14，从而进行判断。具体地讲：
VTH1再生判定基准电压17＝再生电压系数*VDC
VTH2再生判定基准电压18＝再生电压系数*VDC，
再生电压系数为满足0≤再生电压系数≤1的实数。
如上所述，只要适当设定再生电压系数即可。另外，在再生电压检测机构8中采样再生电压13、再生电压14的电压。即，为再生检测点15与再生检测点16。再生电压检测机构8由作为电流截止开始点的电角X1、X3开始进行电压采样，求得再生检测电15与再生检测电16的电压Vij。利用图5说明该电压Vij。
图5是说明再生电压检测机构8的电压采样动作的图。图中的T＝0相当于电流截止开始点的电角X1、X3。再生电压检测机构8由T＝0开始采样感应电压检测机构1的感应电压(在该时刻仍为再生电压)，在再生电压结束的再生电压结束点19、再生电压结束点22向磁极位置检测机构2输出再生结束信号。由T＝0开始，以时间Tij31的间隔取得作为再生电压的取入的Vij再生检测点30，在每个V0j、V1j、V2j、…、Vij处进行再生电压的判断。在这里，i、j为任意自然数。在进行再生电压的判断时，
Vi＝Σ(Vip)/(j+1)；求得p＝0→j，比较上述Vi与VTH1或VTH2，判断再生电压。即，若在图3中Vi≥VTH1，在图4中Vi≤VTH2，则将Vi视为再生电压。在上式的条件成立时，磁极位置检测机构2将位置检测结果全部忽略。而且，在上式条件不成立的时刻，再生电压检测机构8向磁极位置检测机构2送出再生结束信号，磁极位置检测机构2接受该信号，开始位置检测的判断。作为磁极位置检测机构2，在接受了该再生结束信号的时刻，用之前已说明的以往的判断基准，求得正零交叉信号11、反零交叉信号12。若该位置确定结束，则在图3、图4的等待时间经过后的电角X2处结束电流截止，进行相位换流(基体PTN的切换)。
以上，本实施例虽然以三相无刷DC电动机为例进行了说明，但对于单相无刷DC电动机的适用，其想法相同，另外，在不脱离本发明的主旨、概念、权利要求书的范围内能够适当地进行实施例的变更、追加、删除。
(发明的效果)
如上所述，根据本发明的电动机控制装置，其中包括：直流交流变换机构，含有多个开关元件，利用该开关元件的开闭，根据PWM信号，将直流电压变换为交流电压，并向三相无刷DC电动机供给；感应电压检测机构，检测上述无刷DC电动机的感应电压；磁极位置检测机构，由该感应电压检测上述无刷DC电动机的磁极位置；电压控制机构，根据从该磁极位置检测机构输出的磁极位置，输出电压波形；和PWM控制机构，将该电压波形变换为上述PWM信号，还具有：检测上述感应电压内所含再生电压的再生电压检测机构；和根据检测出的该再生电压及上述感应电压，判断上述磁极位置的磁极位置检测机构。由此，可以提供一种避免了再生电压产生的失调现象的电动机控制装置，可以构筑对应于宽范围的运转负载的逆变器系统。
另外，根据本发明的电动机控制装置，其中，上述再生电压检测机构1点或多次电压采样上述感应电压。由此，可以构筑相对被动噪音不进行误动作，抗干扰强的电动机控制装置，且提高动作可靠性。
再有，根据本发明的电动机控制装置，其中，上述再生电压检测机构具有给定基准电压，并通过比较该基准电压与上述感应电压，从而判断再生电压。由此，可以正确地判断再生电压，可以构筑稳定性更优越的电动机控制装置。
此外，根据本发明的电动机控制装置，其中，上述基准电压用上述直流电压的电压值×再生电压系数计算出来。由此，即使在直流电压变动大的情况下，也可以正确地判断再生电压，可以构筑相对电压变化可靠性非常高的电动机控制装置。
还有，根据本发明的电动机控制装置，其中，上述再生电压系数为满足0≤再生电压系数≤1的实数。由此，由于可以正确地判断再生电压，故不稳定的举动全都没有，可以提供没有异常声音、异常振动、异常发热的电动机控制装置。
再有，根据本发明的电动机控制装置，其中，上述再生电压检测机构，在上述感应电压的时间微分值为正时，若感应电压＞基准电压，则判断为再生电压，在上述感应电压的时间微分值为负时，若感应电压＜基准电压，则判断为再生电压。由此，由于可以准确且高精度地抽出再生电压，故可以构筑即使针对负载变动、电压变动、温度变换也更稳定的电动机控制装置。
此外，根据本发明的电动机控制装置，其中，上述磁极位置检测机构针对上述再生电压检测机构的输出判断为再生电压的时间区域不检测感应电压，针对判定上述再生电压检测机构的输出为非再生电压的时间区域，检测上述感应电压，并在所定条件成立时辨识磁极位置。由此，由于可以准确地检测磁极位置，故可以构筑稳定性、应答性、可靠性、适应性优越的电动机控制装置。