Sigma-delta A/D转换器 【技术领域】
本发明涉及具有最小参考电压源电流负载的Sigma-delta A/D转换器。
背景技术
图1示出现有技术Sigma-delta A/D转换器的电路方框图。Sigma-deltaA/D转换器在输入端E接收模拟输入信号，该模拟输入信号被馈送到减法单元S。在减法单元S中，多位D/A转换器的输出信号从模拟输入信号中被减去，并被馈送到积分器。积分器积分输入信号并将积分的信号输出到数字转换器。数字转换器是具有低分辨率的模/数转换器，它将数字化的输出信号输出到Sigma-delta A/D转换器的输出端A。数字化的输出信号通过反馈线连接到多-位D/A转换器的输入端。数字转换器的数字化输出信号由多-位D/A转换器转换成为模拟信号，并在减法单元S中从输入端E上的输入信号中被减去。
图2示出采用SC电路的Sigma-delta A/D转换器的实施例(SC转换电容：可转换的电容器)。图2示出的现有技术Sigma-delta A/D转换器是具有信号输入VINA和VINB的全微分Sigma-delta A/D转换器。同样，所提供的是参考电压源VREFP和VREFN，该电压源由可控制的开关器件连接到电容器C1A、C2A...CLA以及电容器C1B、C2B...CLB。电容器还可由开关器件连接到模拟信号输入VINA、VINB。
在输出端，电容器C1A、C2A...CLA以及C1B、C2B...CLB由开关器件n和共用地线连接到地VGND或到积分器。
在图2所示的Sigma-delta A/D转换器中，积分器包括具有一个反相和一个同相输入端以及两条输出线的运算放大器，积分电容器CINT连接在运算放大器的信号输入端和信号输出端之间。接在积分器下游的是数字转换器，用于运算放大器的两条输出线之间电压的模/数转换。呈现在数字转换器输出端的数字信号通过反馈线被馈送到控制逻辑单元，控制逻辑单元供给控制转换器件地控制信号。
在采样阶段PH11期间，电容器C1A、C2A...CLA的一端由开关连接到第一模拟输入线VINA，另一端连接到地VGND。在采样阶段PHL1期间，电容器C1B、C2B...CLB的一端由开关器件连接到第二模拟输入线VINB，另一端连接到地VGND。在采样阶段期间，所有图2中“PHL1”所示的开关闭合。
完成采样阶段PHL1时，由图2中“PHL1”所示的开关被打开，电容器C1A、C2A…CLA由PHL2所示的开关连接到运算放大器的同相输入端(+)和用于充电转换的第一积分电容器CintA。与此同时，由PHL2所示的开关将电容器C1R、C2R...CLB转换到运算放大器的反相输入端(-)并转换到用于充电转换的第二积分电容器CintB。同时，(每种情况下的)电容器C1A、C2A...CLA和C1B、C2B...CLB的左边电容器板按照控制逻辑元件产生的控制指令分别连接到参考电压源VREFP或参考电压源VREFN。
完成积分阶段PHL2时，输出电压VOUTP(i)呈现在积分器的输出端，即呈现在操作放大器的两条输出线之间，该输出电压VOUTP(i)依赖于前面的值VOUTP(i-1)、模拟输入电压VINA(i-1/2)、积分阶段期间，左边电容器板连接到正参考电压源VREFP的电容器CJA的数量、积分阶段期间，左边电容器板连接到负参考电压源VREFN的电容器CJA的数量n(i)。
在此，使用下列方程得到输出电压VOUTP(i)：
VOUTP(i)=VOUTP(i-1)+VINA(i-1/2)·L·CjACint-p(i)·|VREFP|·CjACint+n(i)·CjACint=]]>
=VOUTP(i-1)+VINA(i-1/2)·L·CjACint-(p(i)-n(i))·VREF·CjACintwithVREF=|VREFP|=|VREFN|;----(1)]]>
在此，使用下列方程得到积分阶段左边电容器板连接到正参考电压源VREFP的电容器CJA的数量：
p(i)=round[L/2·(1+VDIG(i)VREF)]<=L forVDIG(i)>=0;----(2)]]>
其中，VDIG是数字转换器的输出信号。
使用下列方程得到积分阶段电容器板连接到负参考电压源VREFN的电容器CJA的数量：
n(i)=round[L/2·(1-VDIG(i)VREF)]<=L forVDIG(i)<=0;----(3)]]>
其中，VDIG是数字转换器的输出信号。积分阶段左边电容器板连接到正参考电压源的电容和积分阶段左边电容器板连接到负参考电压源的电容的总数在此是一个常数。
p(i)+n(i)＝L＝const.，
(4)
其中，L是电容器的总数。
所以，总电荷被全部地积分，积分阶段，所有电容器连接到操作放大器的输入端。
具有图2所示的现有技术Sigma-delta A/D转换器参考电压源VREFN的负载通常依赖于信号。
因为VDIG(i)～VINA(i)，VINA(i)＞0，使用下列方程计算由模拟输入信号VINA(i)引起的正参考电压源上的电荷转换：
|dq_VREFP(i)|=p(i)·(VREFP-VINA(i))·CjA=round[L/2+L/2·VDIG(i)VREF]·(VREFP-VINA(i))·CjA]]>
-(L/2·VREF-L/2·VINA(i)+L/2·VDIG(i)-L/2·VINA(i)·VDIG(i)VREF)·CjA~]]>
L/2·CjA·VREF·(1-VINA(i)2VREF);----(5)]]>
使用下列方程得到负参考电压源上的电荷转换：
|dq_VREFN(i)|=n(i)·(|VREFN|+VINA(i))·CjA=(L-round[L/2+L/2·VDIG(i)VREF])·(|VREFN|+VINA(i))·C]]>
-(L/2·VREF+L/2·VINA(i)-L/2·VDIG(i)-L/2·VINA(i)·VDIG(i)VREF)·Cj~]]>
L/2·CjA·VREF·(1-VINA(i)2VREF2);----(6)]]>
如果既包括模拟信号输入VINA(i)又包括模拟信号VINB(i)，则参考电压源的值和有效电流负载被加倍。
那么，如图2所示，现有技术Sigma-delta A/D转换器的参考电压源的有效电流负载由下式得到：
CeffVREF(i)=L·Cj·(1-VINA(i)2VREF2);----(7)]]>
在VINA(i)～0时获得的参考电压源的最大有效负载是：
Ceff_max_VREF＝L·Cj；
(8)
对于值VINA(i)～VREF时获得的参考电压源的有效负载的最小值是：
Ceff_min_VREF＝0.
(9)
从上述方程可以看出，如图2所示，现有技术Sigma-delta A/D转换器的参考电压源的有效电流负载依赖于模拟输入信号。参考电压源的信号依赖负载导致非线性失真并限制了现有技术Sigma-delta A/D转换器的分辨率。
【发明内容】
因此，本发明的目的是提供一种参考电压源的电流负载是最小的Sigma-delta A/D转换器。
本发明创建一种Sigma-delta A/D转换器，包括：至少一个模拟信号输入端，用于供给模拟信号输入，具有多个电容器的减法单元，用于在采样阶段采样输入信号，能够在积分阶段把电容器切换到依赖于控制信号的参考电压源，积分器，用于在积分阶段积分减法单元的输出信号，数字转换器，用于摸/数转换积分器的输出信号，并把数字化的输出信号输出到数字信号输出端，并包括控制逻辑单元，用于产生控制信号，以这种方式，在积分阶段最小化了参考电压源的电流负载。
按照本发明Sigma-delta A/D转换器的一种有益的改进，第一开关器件由控制逻辑单元的控制信号切换，以便在积分阶段把参考电压源连接到电容器。
按照本发明Sigma-delta A/D转换器的另一个有益的改进，第二开关器件由控制逻辑单元的控制信号切换，以便在采样阶段把电容器连接到模拟信号输入端。
按照本发明Sigma-delta A/D转换器的另一个有益的改进，第三开关器件由控制逻辑单元的控制信号切换，以便在积分阶段把电容器连接到积分器。
最好根据数字转换器的数字化输出信号、参考电压源与多个电容器之间的电位差产生所述控制信号)。
在本发明Sigma-delta A/D转换器的优选实施例中，各电容器具有相同的电容值。
最好提供三个参考电压源。
在本发明Sigma-delta A/D转换器的优选实施例中，第一参考电压源具有参考电位，第二参考电压源具有正电位，第三参考电压源具有负电位。
第三参考电压源的负电位和第二参考电压源的正电位最好是与第一参考电压源的参考电位平衡的。
本发明Sigma-delta A/D转换器最好是一种两个模拟信号输入的微分设计。
最好将一低通滤波器连到数字信号输出端的下游。
在本发明Sigma-delta A/D转换器的优选实施例中，积分器具有运算放大器和至少一个积分电容器。
与本发明Sigma-delta A/D转换器的信号分辨率相比较，数字转换器最好具有较低的信号分辨率。
积分器内的运算放大器最好具有高阻信号输出。
【附图说明】
下面参考显示本发明关键特征的附图描述本发明Sigma-delta A/D转换器的优选实施例，其中，
图1是常规Sigma-delta A/D转换器的电路方框图；
图2是采用现有技术SC电路的Sigma-delta A/D转换器的电路图；
图3是本发明Sigma-delta A/D转换器的电路方框图；
图4是本发明Sigma-delta A/D转换器的优选实施例的电路图；
图5是本发明Sigma-delta A/D转换器的参考电压源的电流负载与常规Sigma-delta A/D转换器的参考电压源的电流负载进行比较的时序图；
图6是本发明Sigma-delta A/D转换器的电路方框图。
【具体实施方式】
本发明的Sigma-delta A/D转换器包括至少两个模拟信号输入端1、2，用于供给模拟信号到减法单元或减法电路3，减法电路3包括多个在采样阶段采样模拟输入信号的电容器。积分阶段，包括在减法单元3中的电容器通过连线4、5、6被切换到依赖控制信号的参考电压源7、8、9。本发明的Sigma-delta A/D转换器也包括积分器10，其一端通过线11连接到减法单元3。积分器在积分阶段暂时地积分减法单元3输出的输出信号，并通过线12输出积分的信号到数字转换器13。数字转换器13执行积分器10的输出信号的模/数转换，以便将数字化的输出信号输出到数字信号输出14。本发明的Sigma-delta A/D转换器的输出14通过反馈线15被反馈到控制逻辑单元16的输入端。控制逻辑单元通过控制线17控制减法单元3内的开关器件。
在图3所示的本发明Sigma-delta A/D转换器的优选实施例中，提供了三个参考电压源7、8、9。参考电压源7最好是具有正电位的正参考电压源，第二参考电压源8具有参考电位，第三参考电压源9最好是具有负电位的负参考电压源。正参考电压源7的正电位和负参考电压源9的负电位最好与参考电压源8的参考电位平衡。例如，参考电位是地电位。
图4示出与图3电路方框图一样的本发明Sigma-delta A/D转换器的优选实施例的电路图。
减法单元3包括多个在采样阶段存储电荷的电容器20。第一组电容器20-1A、20-2A...20-LA由开关器件21-1A、21-2A...21-LA切换到第一模拟信号输入1，在该点呈现了模拟信号VINA。第二组电容器20-1B、20-2B...20-LB由开关器件21-1B、21-2B...21-LB切换到第二模拟信号输入2，在该点呈现了第二模拟信号VINB。
减法单元3的电容器的输入端通过导线4由可控制的开关器件22-1A、22-2A...22-LA和22-1B、22-2B...22-LB连接到依赖于控制逻辑单元16的控制信号的正参考电压源7。
电容器通过导线5可由开关器件23-1A、23-2A...23-LA和23-1B、23-2B...23-LB切换到第二参考电压源8。
电容器通过导线6也可由开关器件24-1A、24-2A...24-LA和24-1B、24-2B...24-LB切换到负参考电压源9。
在输出端，减法单元3的电容器可由开关器件25-1A、25-2A...25-LA和25-1B、25-2B...25-LB切换到共用地线26。
减法单元3的电容器20的第一组20-1A、20-2A...20-LA通过导线11A由开关器件27-1A、27-2A...27-LA连接到积分器10内的操作放大器29的同相输入端28。第二组20-1B、20-2B...20-LB通过导线11B由开关器件27-1B、27-2B...27-LB连接到积分器10内的操作放大器29的反相输入端29。减法单元3和积分器10之间的连接线11A通过导线31连接到积分器10的第一积分电容器32，积分电容器32的输出端通过导线33连接到积分器10的第一输出线12A。
减法单元3和积分器10之间的连接线11B通过导线34连接到积分器10的第二积分电容器35，积分电容器35的输出端通过导线36连接到积分器10的第二输出线12B。在输出端，积分器10的运算放大器29通过输出导线12A、12B连接到数字转换器13。
在采样阶段，第一组20-1A、20-2A...20-LA的所有电容器通过闭合开关器件21-1A、21-2A...21-LA连接到第一模拟信号输入1，第二组电容器20-1B、20-2B...20-LB通过闭合开关器件21-1B、21-2B...21-LB连接到第二模拟信号输入2。在采样阶段，按照第一模拟输入信号VINA对第一组电容器20-1A、20-2A...20-LA充电，在采样阶段，按照第二模拟输入信号VINB对第二组电容器20-1B、20-2B...20-LB充电。在采样阶段，闭合开关器件25-1A、25-2A...25-LA和25-1B、25-2B...25-LB，以便电容器的输出端连接到地线26。完成采样之后，通过打开开关器件21-1A、21-2A...21-LA和21-1B、21-2B...21-LB把电容器与模拟信号输入断开。同时，打开接地开关器件25-1A、25-2A...25-LA和25-1B、25-2B...25-LB把电容器与地线26断开。开关器件由控制逻辑单元通过控制线17控制。
在确保积分阶段，依赖于数字化反馈信号的值加到导线15，电容器20的左边电容器板在控制逻辑单元16的控制下连接到参考电压源7、8、9。根据所加的数字化反馈信号，控制逻辑单元16控制开关期间22连接到正参考电压原7、开关期间23连接电容器到参考电压源8、开关器件24连接电容器到负参考电压源9。
完成积分阶段时，电压VOUTP(i)呈现在线12A、12B之间积分器10的输出端，该输出电压VOUTP(i)依赖于前面的值VOUTP(i-1)、输入电压VINA(i-1/2)、积分阶段，左边电容器板连接到正参考电压源VREFP的电容器的数量n、积分阶段，左边电容器板连接到参考电压源8的中点的电容器的数量m。
完成积分阶段VOUTP(i)之后，使用下列方程得到积分器10的输出电压：
VOUTP(i)=VOUTP(i-1)+VINA(i-1/2)·L·CjACint-p(i)·|VREFP|·CjACint]]>
+n(i)·|VREFN|·CjACint-m·VGND·CjACint=]]>
VOUTP(i-1)+VINA(i-1/2)·L·CjACint-(p(i)-n(i))·VREF·CjACintwithVREF=VREFP=|VREFN|;----(10)]]>
在积分阶段，使用下述规则通过闭合开关22获得左边电容器板连接到正参考电压源的电容器20的数量P：
p(i)=round[L·VDIG(i)VREF]<=L,m(i)=L-p(i),n(i)=O forVDIG(i)>=0;----(11)]]>
其中，VDIG(i)是数字转换器13的数字化输出信号。该值四舍五入后近似整数。
在积分阶段，使用下述规则获得左边电容器板连接到负参考电压源的电容器20的数量n：
n(i)=round[L·VDIG(i)VREF]<=Lm(i)=L-n(i),p(i)=0forVDIG(i)<=0;----(12)]]>
其中，VDIG(i)是数字转换器13的数字化输出信号。
获得了总(2L+1)不同反馈值。
所以，电荷可以被完全积分，在积分阶段，所有电容器通过开关器件27连接到操作放大器29。
假设VDIG(i)～VINA(i)，VINA(i)＞0，参考电压源的电流负载是：
|dq_VREFP(i)|=p(i)·(VREFP-VINA(i))·CjA~L·Cj·VDIG(i)VREF·(VREFP-VINA(i));----(13)]]>
|dq_VOND(i)|=m(i)·|(VOND-VINA(i))|·CjA~L·CjA·(1-VDIG(i)VREF)·VINA(i);----(14)]]>
|dq_VPEFN(i)|＝0；
(15)
参考电压源的微分负载是：
|dq_VREFP_diff(i)|=|dq_VREFN_diff(i)|=|dq_VREFP(i)|+|dq_VREFN(i)|=]]>
=L·Cj·|VDIG(i)|VREF·(VREF-|VINA(i)|);----(16)]]>
由第一模拟输入信号VINA(i)和第二模拟输入信号VINB(i)引起的参考电压源的参考电位上的电荷转移相互之间可以抵消：
|dq_VGNDdiff(i)|＝0； (17)
因此，得到本发明Sigma-delta A/D转换器的参考电压源的有效负载：
CeffVREF(i)=L·CjA·VDIG(i)VREF·(VREF-|VINA(i)|);----(18)]]>
得到参考电压源的最大有效负载：
|VDIG(i)|～|VINA(i)|～VREF/2
(19)
在此，参考电压源的最大有效负载：
Ceff_max_VREF＝L/4·Cj； (20)
得到参考电压源的最小有效负载：
|VDIO(i)|～|VINA(i)|～O or VREF (21)
其中，参考电压源的最小有效负载：
Ceff_min_VREF＝0. (22)
从上述各方程可以看出，与图2所示的现有技术的Sigma-delta A/D转换器相比较，参考电压源的最大电流负载由4个因素减小。通过减小参考电压源的最大电流负载，大大减小了信号-依赖的非线性。反之，对于相同程度的非线性，参考电压源的尺寸可由4个因素减小。通过减小参考电压源的负载，与常规Sigma-delta A/D转换器相比较，大大减小了本发明的Sigma-delta A/D转换器的非线性失真，增加了本发明的Sigma-delta A/D转换器的分辨率。
在本发明的Sigma-delta A/D转换器中，当施加具有小信号幅度VINA(i)～0的输入信号时，参考电压源的负载接近0，就是说，信号-独立。
本发明的Sigma-delta A/D转换器的另一个优点是，对于减法单元3内的相同数量的电容器20，可能的反馈值的数量从(L＝1)增加到(2L+1)个不同反馈值。
此外，如图4所示，本发明的Sigma-delta A/D转换器还有附加的有益特征。通过使用具有参考电位的附加参考电压源8，由于本发明的Sigma-delta A/D转换器的微分实现，在正参考电压源7的正电位不与负参考电压源9的负电位平衡的情况下，不会产生各种非线性，就是说，当(VREFP-VGND)不等于(VGND-VREFN)时，用下面的公式表示：
d_VOUTP(i)=(VINA(i-1/2)-VGND)·L·CjACint-p(i)·(VREFP-VGND)·CjACint-m(i)·(VGND-VGND)·CjACint]]>
d_VOUTN(i)=(VINA(i-1/2)-VGND)·L·CjACint-p(i)·(VREFN-VGND)·CjACint-m(i)·(VGND-VGND)·CjACint]]>
d_VOUT(i)=d_VOUTP(i)-d_VOUTN(i)=(VINA(i-1/2)-VIND(i-1/2))·L·CjACint-p(i)·(VREFP-VREF]]>
·CjACint;----(25)]]>
在图4所示的本发明Sigma-delta A/D转换器的优选实施例中，提供了三个参考电压源。
根据另一个实施例，可以使用具有更多参考电位的更多的参考电压源。
本发明Sigma-delta A/D转换器的另一关键特征是在采样阶段，模拟输入信号(VINA、VINB)不再需要全部充电电容器20。而是当电容器的左电容器板由开关期间21连接到模拟输入信号，电容器20的右电容器板由开关器件25连接到地线26，充电被平衡了。
采样阶段开始时的充电是：
qIN(i+)＝VDIG(i)xLxCj； (26)
所以，所有电容器被充电到电荷：
qIN(i+1/2)＝VIN(i+1/2)·L·Cj (27)
模拟输入信号VIN(i)必须供给剩余电荷：
d_qIN(i+1/2)＝qIN(i+1/2)-qIN(i+)＝[VIN(i+1/2)-VDIG(i)]·L·Cj (26)
在本发明Sigma-delta A/D转换器的模拟输入信号的高过采样和具有大量电容器的高分辨率的情况中，应用下面的近似：
VDIG(i)→VIN(i+1/2) (29)
其中，电荷转移近似于0：
d_qIN(i)→0.
(30)
在这种情况中，信号源的电流负载是可忽略的，所以信号-独立。
图5是本发明Sigma-delta A/D转换器的参考电压源的电流负载与依赖于模拟输入信号绝对值的常规Sigma-delta A/D转换器进行比较的时序图；
信号a表示模拟输入信号的绝对值。图5中的例子示出正弦曲线模拟输入信号VIN。
曲线b示出图2所示的常规现有技术Sigma-delta A/D转换器的电荷负载。
曲线c示出图4所示的本发明Sigma-delta A/D转换器的参考电压源的电荷负载。
通过比较曲线b和c可以看出，与常规Sigma-delta A/D转换器进行比较，本发明Sigma-delta A/D转换器的参考电压源的电荷负载或电流负载大大减小了。在本发明的Sigma-delta A/D转换器中，参考电压源的最大电流负载可由4个因素减小。