蜂窝式正交频分复用通信系统的单元搜寻方法 【技术领域】
本发明涉及正交频分复用(orthogonal frequency division multiplexing，OFDM)技术，譬如正交频分多址(orthogonal frequency division multipleaccess，OFDMA)技术、结合OFDM及码分多址(code division multiple access，CDMA)的技术，即所谓的OFDM-CDMA技术，特别是涉及一种蜂窝式OFDM通信系统中单元(cell)的搜寻方法。
背景技术
在一个蜂窝式OFDM通信系统中，一个移动台(mobile station，MS)可能接收到来自不同单元的下行(downlink-transmitted)信号，因而需要用不同的单元代码(cell code)来区别这些信号。例如，在一个蜂窝式OFDM-CDMA系统中，来自不同单元的下行信号可以用干扰码(scrambling code)来区别，此干扰码即为单元代码，如此可允许相邻的单元重复使用相同的频率与扩展码(spreading code)。对于这类蜂窝式系统，当移动台在初始开机状态时，必须尽快搜寻一个服务质量佳的单元以作为通信联机之用(也就是说，要与该单元的下行干扰码达成同步)。此程序就是所谓的初始单元搜寻(initial cell search)。另一方面，当移动台处于通话(active)或闲置(idle)状态时，仍需要持续搜寻下一个合适的单元(新目标)，以协助移交机制(handoff)适时切换到下一个单元，让联机质量能不断维持在最佳状态。此程序就是所谓地目标单元搜寻(target cellsearch)。由此可知，单元搜寻方法的效能将直接影响从移动台开机到可通话所感受到的延迟时间(perceived switch-on delay)、联机质量和功率消耗等。所以，对设计蜂窝式OFDM通信系统而言，单元搜寻是重要的。
虽然所要描述的单元搜寻方法可以用于其它OFDM的系统，但为精简起见，此处仅以多载波CDMA(multi-carrier CDMA，MC-CDMA)系统来描述，其中MC-CDMA为OFDM-CDMA系统的一种。传统的蜂窝式MC-CDMA系统的单元搜寻方法主要有两类，分别是同步频道(synchronization channel，SCH)方法与共同导航频道(common pilotchannel，CPICH)方法，其中单元搜寻程序高度地依赖于下行信号的符号帧结构。
考虑共有J个下行干扰码C(i)[k]，i＝1～J，允许每J个单元所构成的簇(cluster)中达到不会混淆的单元识别，其中K为干扰码的长度。假设单元j是要搜寻的单元，其干扰码为C(j)[k]。通常该簇中的J个单元会进一步地被分成几组，以减少需要搜寻的干扰码数目，其中每一组会以一个组码(group code)来代表。
图1说明SCH单元搜寻方法的符号帧结构。每一符号帧(frame)包含M个OFDM符号(OFDM symbol)。每一OFDM符号不仅包含长度为NFFT个取样点的有用数据(useful data)，而且也包含长度为NGI个取样点的循环前缀(cyclic prefix，CP)，也就是说，保护区间(guard interval，GI)，用以避免符号间干扰(inter-symbol interference，ISI)和载波间干扰(inter-carrier interference，ICI)。依此，一个OFDM符号的长度是NOFDM＝NFFT+NGI个取样点。在图1中下行信号含有三种信号，分别是CPICH信号、SCH信号和通信频道(traffic channel，TCH)信号。CPICH信号包含关于干扰码的信息，而SCH信号包含关于组码与符号帧时序的信息。TCH信号则用来传输TCH数据。在单元j的基站(base station，BS)中，发射机以不同的扩展码将TCHs与CPICH的数据扩展于频域(frequencydomain)上，然后相加并经由干扰码C(j)[k]做干扰。这个被干扰的信号更进一步与SCH信号结合，再经由一个NFFT点离散傅立叶反转换(inversediscrete Fourier transform，IDFT)，或更有效地以快速傅立叶反转换(inverse fast Fourier transform，IFFT)，来做调变。最后插入GI以产生下行信号，其中，所使用的次载波数目与干扰码的长度(K)相同，并且IFFT的大小NFFT≥K。
在一个MS的接收机中，接收到的信号是由图2的单元搜寻程序来作处理。此程序包含三个步骤：(S1)符号同步，以检测OFDM符号时序(即OFDM符号边界)，(S2)符号帧同步和组识别，以检测符号帧时序(即符号帧边界)和组码，以及(S3)干扰码识别，以检测干扰码C(j)[k]。在步骤S1中，OFDM符号时序是用CP的相关性质来检测的。在步骤S2中，先将接收信号的GI移去，再执行NFFT点离散傅立叶转换(discrete Fouriertransform，DFT)，或更有效地执行快速傅立叶转换(fast Fourier transform，FFT)，然后运用频域上的SCH信号来检测符号帧时序和组码。在步骤S3中，干扰码C(j)[k]是用CPICH信号从已检测到的组中识别出来，并加上验证(verification)工作以避免错误的检测，因而可减少MS执行不必要的动作。
由于SCH信号不是正交于TCH信号和CPICH信号，SCH方法的单元检测效能将因为从TCH信号与CPICH信号来的干扰而变差，且数据检测效能也会因为SCH信号的干扰变差。基于此原因，CPICH方法(将于下一段描述)并未将SCH信号包含于符号帧结构中，所以其效能比SCH方法好很多。
图3说明CPICH单元搜寻方法的符号帧结构。每一个符号帧包含M个OFDM符号。每一个长度为NOFDM个取样点的OFDM符号是由长度为NFFT个取样点的有用数据和长度为NGI个取样点的CP(GI)所组成。一个符号帧中，第一个和最后一个OFDM符号，分别标示为共同导航频道1(CPICH1)和共同导航频道2(CPICH2)，对应于CPICH信号，而剩余的(M-2)个OFDM符号则用来传送TCH数据，其中RCPICH是CPICH信号对一个TCH的信号功率比值。CPICH信号包含有关干扰码、组码和符号帧时序的信息。由于CPICH信号和TCH信号配置在不同的OFDM符号(即，不同的时隙)，它们之间不会发生干扰。类似于SCH方法，CPICH方法中MS的接收机也是使用图2中的三步骤单元搜寻程序。唯一的差别在于步骤S2，符号帧时序与组码是用频域上的CPICH信号来同时地检测得到的，而不是使用SCH信号。
如上所述，SCH方法和CPICH方法这两者的步骤S1是在时域上执行，而步骤S2及S3则是通过NFFT点DFT(或FFT)运算在频域上执行。在步骤S2中，许多符号帧边界的候选都必须在频域上一一测试，以找到一个最佳的符号帧边界检测值。这意味着步骤S2需要许多DFT(或FFT)运算来做符号帧同步。依此，传统的单元搜寻方法需要非常高的运算复杂度。而且，CPICH方法在步骤S3中对于信道频率响应(channel frequencyresponse)做了一个限制性的假设，造成其单元检测效能对于信道频道效应是敏感的。当此信道假设不成立时，这是实际应用上的典型情况，则可能导致错误的检测。
在欧洲专利申请案EP0940942中，揭露了一个蜂窝式MC-CDMA通信系统的同步前置序列(synchronization preamble)与同步通信协议(synchronization protocol)。此通信方法使得远程台可以和服务它们的基站达到时间上与频率上的同步。此通信方法使得某一单元的基站与其远程台可以在一个充满噪声的环境中达到同步，其中，充满噪声的环境是指信号被其它单元的基站和其它远程台所干扰。该通信方法的一个主要缺点为单元检测效能对于信道效应也是敏感的。
【发明内容】
本发明克服上述传统的对于蜂窝式OFDM通信系统的单元搜寻方法的缺点。本发明的一个目的是提出一个新的符号帧结构，以及一种低复杂度且有用的单元搜寻程序。为达到低复杂度的单元搜寻，符号帧结构设计为呈现周期性的信号模式，且同时在CPICH信号里包含关于所要搜寻的单元代码的信息。所对应的单元搜寻程序利用周期的性质来检测信号时序，及CPICH信号的相关性质来识别单元代码。
本发明的蜂窝式正交频分复用(OFDM)通信系统的单元搜寻方法，其中包含下列步骤：(a)对一单元搜寻程序建立一时域符号帧结构，该符号帧结构的每一符号帧由多个OFDM符号所组成，该符号帧结构呈现周期性的信号模式且包含关于该单元代码的信息；以及(b)执行该单元搜寻程序，包括时序同步和单元代码识别的步骤。
上述的蜂窝式正交频分复用通信系统的单元搜寻方法，其中步骤(b)中该时序同步是用来检测OFDM符号时序和符号帧时序，并且该单元代码识别是用来检测该单元代码。
上述的蜂窝式正交频分复用通信系统的单元搜寻方法，其中步骤(b)中该单元搜寻程序还包含一验证步骤以避免错误的检测。
上述的蜂窝式正交频分复用通信系统的单元搜寻方法，其中一个所述符号帧中，至少有一个OFDM符号呈现该周期性的信号模式，并且至少有一个OFDM符号包含关于该单元代码的信息。
上述的蜂窝式正交频分复用通信系统的单元搜寻方法，其中一个所述符号帧中，至少有两个OFDM符号在某些部分具有相同的数据，使得一个符号帧中呈现该周期性的信号模式。
上述的蜂窝式正交频分复用通信系统的单元搜寻方法，其中一个所述符号帧中，至少有一个具有该周期性的信号模式的单元是由连续两个或两个以上的OFDM符号所形成。
上述的蜂窝式正交频分复用通信系统的单元搜寻方法，其中一个所述符号帧中，至少有一个OFDM符号包含关于该单元代码的信息。
上述的蜂窝式正交频分复用通信系统的单元搜寻方法，其中每一长度为NOFDM个取样点的OFDM符号包含长度为NFFT个取样点的有用数据和长度为NGI个取样点的循环前缀CP；第i个OFDM符号，标示为共同导航频道i即CPICHi，由CP和重复Ni次的vi点序列所组成，其中NFFT＝vi·Ni及Ni≥1，在该符号帧的其它OFDM符号包括通信频道TCH信号或是另一个共同导航频道CPICH信号，CPICH信号和TCH信号配置在不同的OFDM符号。
上述的蜂窝式正交频分复用通信系统的单元搜寻方法，其中步骤(b)中该单元搜寻程序利用CP的相关性质和该符号帧结构的该周期性的信号模式来检测该时序。
上述的蜂窝式正交频分复用通信系统的单元搜寻方法，其中步骤(b)中该单元搜寻程序是利用CPICH信号的相关性质来检测该单元代码。
本发明还提供一种时域符号帧结构，作为蜂窝式正交频分复用(OFDM)通信系统的单元搜寻用，其中该符号帧结构呈现周期性的信号模式，以检测时序，并且在共同导航频道CPICH信号中包含关于要寻找的单元的单元代码的信息，以识别该单元代码。
上述的时域符号帧结构，其中在该符号帧结构里的每一符号帧是由多个OFDM符号所组成，并且每一长度为NOFDM个取样点的OFDM符号包含长度为NFFT个取样点的有用数据和长度为NGI个取样点的循环前缀CP；第i个OFDM符号，标示为共同导航频道i即CPICHi，由CP和重复Ni次的vi点序列所组成，其中NFFT＝vi·Ni及Ni≥1，在该符号帧的其它OFDM符号包括通信频道TCH信号或是另一个共同导航频道CPICH信号，CPICH信号和TCH信号配置在不同的OFDM符号。
上述的时域符号帧结构，其中该时域符号帧结构用于一单元搜寻程序，该单元搜寻程序包括时序同步和单元代码识别的步骤。
上述的时域符号帧结构，其中该时序同步步骤是用来检测OFDM符号时序和符号帧时序，并且该单元代码识别步骤是用来检测该单元代码。
上述的时域符号帧结构，其中一个所述符号帧中，至少有一个OFDM符号呈现该周期性的信号模式，并且至少有一个OFDM符号包含关于该单元代码的信息。
上述的时域符号帧结构，其中一个所述符号帧中，至少有两个OFDM符号在某些部分具有相同的数据，使得一个符号帧中呈现该周期性的信号模式。
上述的时域符号帧结构，其中一个所述符号帧中，至少有一个具有该周期性的信号模式的单元是由连续两个或两个以上的OFDM符号所形成。
上述的时域符号帧结构，其中一个所述符号帧中，至少有一个OFDM符号包含关于该单元代码的信息。
根据本发明的较佳实施例，该具有周期性信号模式特性的单元搜寻方法仅需要一个或两个小尺寸的DFT(或FFT)运算，而且对抗信道效应是非常有用的。模拟结果证明本发明的单元搜寻方法在初始与目标单元搜寻皆优于上述传统的CPICH方法。较好的单元检测效能即表示在单元搜寻程序中仅需要较少的重复步骤，即可以找到一个具高信赖度的单元代码候选，并且对应的平均单元搜寻时间较小、消耗的功率也较低。换言之，本发明的单元搜寻方法可提供较佳的联机质量、较快的单元搜寻以及较低的功率消耗等优点。
现配合下列附图、实施例的详细说明，将上述及本发明的其它目的与优点详述于下。
【附图说明】
图1说明SCH单元搜寻方法的符号帧结构。
图2为一传统的单元搜寻方法的单元搜寻程序流程图。
图3说明CPICH单元搜寻方法的符号帧结构。
图4说明根据本发明的单元搜寻方法在时域上的一个符号帧结构。
图5是根据本发明的单元搜寻方法的单元搜寻程序流程图。
图6和图7说明根据本发明的单元搜寻方法在时域上的其他符号帧结构。
图8a说明根据本发明第一实施例在时域上的符号帧结构。
图8b为第8a图的符号帧结构的另一种示意图。
图9a说明图8a中共同导航频道1(CPICH1)的详细结构。
图9b说明图8a中共同导航频道2(CPICH2)的详细结构。
图10是根据本发明第一和第二实施例的一种单元搜寻程序流程图。
图11说明图10中的步骤1001使用接收信号的CP的相关性质。
图12a说明根据本发明第二实施例在时域上的符号帧结构。
图12b说明图12a中共同导航频道(CPICH)的详细结构。
图13说明对于传统的CPICH方法与本发明的第一实施例，单元搜寻程序的一个循环所需要的复数乘法运算数目与FFT大小的关系。
图14a和图14b示出传统的CPICH方法和本发明的第一实施例分别于RCPICH＝6dB和RCPICH＝9dB的干扰码识别效能与几何系数g的关系图。
图号说明：
S1 符号同步 S2符号帧同步和组识别
S3 干扰码识别
501 时序同步 502单元代码识别
1001 符号同步 1002符号帧同步
1003 单元代码识别
【具体实施方式】
在一个蜂窝式OFDM系统中，假设一个簇内有J个单元且单元j是要搜寻的单元。此J个单元以J个不同的单元代码来区别，表示为C(i)[k]，k＝0～LC-1，i＝1～J，其中LC是单元代码的长度。此长度LC的选择需使得每J个单元所构成的簇可以达到无混淆的单元识别，且此长度无需与次载波的数目(K)相同。为了减少单元识别的复杂度，每一个单元代码可更进一步用两个或多个序列来表示。不失一般性，令一个单元代码以两个序列表示，分别为P(i)[k]，k＝0～LP-1，i∈{1，2，…，P-1}，与Q(l)[k]，k＝0～LQ-1，l∈{1，2，...，Q-1}，其中LP与LQ分别是P(i)[k]和Q(l)[k]的长度，并且P·Q≥J。更进一步地，令单元j的单元代码C(j)[k]以序列P(p)[k]与Q(q)[k]来表示。于是，单元代码C(j)[k]的识别变成为识别这两个序列P(p)[k]和Q(q)[k]的问题。
图4说明根据本发明的单元搜寻方法在时域上的一个符号帧结构。参考图4，每一符号帧包含M个OFDM符号，且每一个长度为NOFDM个取样点的OFDM符号是由长度为NFFT个取样点的有用数据和长度为NGI个取样点的CP(GI)所组成。第i个OFDM符号，标示为共同导航频道i(CPICHi)，含有CP和重复Ni次的vi点短序列，其中NFFT＝vi·Ni且Ni≥1。在此符号帧中，其它的OFDM符号可以包含TCH信号或另一个CPICH信号。CPICH信号和TCH信号配置在不同的OFDM符号(不同的时隙)以避免干扰问题。在图4的符号帧里，至少有一个OFDM符号(不考虑GI)展示出周期性的信号模式。并且，至少有一个OFDM符号含有关于序列P(p)[k]和Q(q)[k]的信息。
图5说明根据本发明的单元搜寻程序。参考图5，该程序包含两个步骤：(步骤501)时序同步，检测OFDM符号时序和符号帧时序，以及(步骤502)单元代码识别，检测单元代码C(j)[k]。步骤502中还包含验证程序，以避免错误的检测。在步骤501中，可用CP的相关性质和符号帧结构的周期性质来检测信号时序。在步骤502中，则可用CPICH的相关性质来检测序列P(p)[k]和Q(q)[k]。
图6和图7说明根据本发明的单元搜寻方法在时域上的的其他符号帧结构。参考图6和图7，在一个符号帧中，没有单一的OFDM符号呈现周期性的信号模式。反而，在图6里，一个符号帧中至少有两个OFDM符号在某些部分具有相同的数据而形成上述周期性的信号模式。在图7里，CPICHi和CPICH(i+1)则视为长度是2NOFDM的一个CPICH单元(unit)，其中CP的长度加倍，即2NGI。对于图7的符号帧结构，一个符号帧中至少有一长度为2NOFDM的CPICH单元具有周期性的信号模式。依此，图6和图7的周期性信号模式可以用来检测符号帧时序。并且，一个符号帧中至少有一个OFDM符号含有关于序列P(p)[k]和Q(q)[k]的信息来作为单元代码识别。依此，图5的单元搜寻程序也可应用至图6和图7的符号帧结构。
图8a说明根据本发明第一实施例在时域上的符号帧结构。参考图8a，一个符号帧中的第一个与第二个OFDM符号分别为共同导航频道1(CPICH1)和共同导航频道2(CPICH2)。符号帧中的其它(M-2)个OFDM符号，标示为通信频道(TCHs)，则用来传送TCH数据。显然地，CPICH信号正交于TCH信号。令s(j)[n]表示相关于单元j的下行信号。在图8a的一个符号帧中，第m个OFDM符号(不含GI)所对应的下行信号表示为sm(j)[n]，n＝0～NFFT-1。图8b为图8a的符号帧结构的另一种示意图，其中RCPICH是CPICH信号对一个TCH的信号功率比值，且K是使用的次载波数目。
图9a说明图8a中CPICH1的详细结构(不考虑GI)。时域CPICH1信号s0(j)[n]，n＝0～NFFT-1，是由重复NR次的时域短序列x1(j)[n]，n＝0～v-1，所组成的，如下所示：
s0(j)[n]=x1(j)[((n))v],n=0~NFFT-1---(1)]]>
其中符号‘((n))v’代表‘(n modulo v)’。换句话说，此时域CPICH1信号s0(j)[n]是一个周期信号，其周期为v。时域短序列x1(j)[n]可从频域短序列X1(j)[k]，k＝0～u-1，经v点IDFT(IFFT)而得到，其中u·NR＝K且u≤v。
图9b说明图8a中CPICH2的详细结构(不考虑GI)。时域CPICH2信号s1(j)[n]，n＝～NFFT-1，是由重复NR次的时域短序列x2(j)[n]，n＝0～v-1，所组成的，如下所示：
s1(j)[n]=x2(j)[((n))v],n=0~NFFT-1---(2)]]>
换句话说，时域CPICH2信号s1(j)[n]是一个周期信号，其周期为v。
此时域短序列x2(j)[n]可从下列的频域短序列经v点IDFT(IFFT)而得到：
X2(j)[k]=X1(j)[k]·A(j)[k],k=0~u-1---(3)]]>
频域短序列X1(j)[k]与X2(j)[k](或者相同地，X1(j)[k]与A(j)[k])，可设计为含有关于序列P(p)[k]，与Q(q)[k]，的信息。一种可能的设计如下：
A(j)[k]=P(p)[((k))LP],fork∈Ω1---(4a)]]>
且
A(j)[k]=Q(q)[((k))Lq],fork∈Ω2---(4b)]]>
其中Ω1与Ω2是A(j)[k]的频率标号(frequency index)所构成的两个互斥集合，及此设计中，图5的单元搜寻程序可以实施如同图10所示。然而，其它的实施方式也是可行的，因为出现在CPICH1与CPICH2的短序列X1(j)[k]是可以任意设定的。例如，所有单元可以设定都具有相同的短序列X1(j)[k]，使得短序列X1(j)[k]可同时作为符号同步、符号帧同步以及信道估计的训练序列。
令下行信号s(j)[n]经过τ单位时间的延迟后，被一个MS的接收机所接收，此接收信号表示为
r[n]＝h(j)[n]*s(j)[n-τ]+w(j)[n] (5)
其中符号‘*’代表线性卷积运算(linear convolution)。在(5)式中，r[n]是接收信号，h(j)[n]是信道脉冲响应(channel impulse response)；而w(j)[n]是噪声成份，不仅包括背景噪声(background noise)，也包括来自其它单元和其它MS的干扰。信道h(j)[n]假设是一个线性非时变(lineartime-invariant，LTI)且长度为Lh的有限脉冲响应(finite impulse response，FIR)系统。未知的时间延迟τ可进一步表示为
τ＝D·NOFDM+d (6)
其中D与d是非负的整数，且0≤d＜NOFDM。根据图10的单元搜寻程序，此实施例的单元搜寻方法的目的是在步骤1001中估计未知的时间延迟d(OFDM符号时序)，在步骤1002中估计未知的时间延迟D(符号帧时序)，并在步骤1003中识别序列P(p)[k]和Q(q)[k](单元代码C(j)[k])。
在步骤1001中，OFDM符号时序是由接收信号r[n]的CP的相关性质来检测的，如图11所示。如下式所示，计算接收信号与其延迟NFFT个取样点的信号之间的自相关数值(autocorrelation)并取平均：
Γ1[i]=ΣmΣn=1i+NGI-1r[mNOFDM+n]r*[mNOFDM+n+NFFT]---(7)]]>
其中上标‘*’代表取共轭复数(complex conjugation)。从(7)式可知，符号时序d可由寻找|Г1[i]|的最大值而检测出。此步骤也用其它符号同步方法达成，如有名的最大相似性(maximum-likelihood，ML)方法与最小均方误差(minimum mean-square-error，MMSE)方法等。
当步骤1001完成符号时序d检测后，在下行信号s(j)[n]与接收信号r[n+d]之间仍会存有一未知的时间延迟D·NOFDM(参考(6)式)需要求得。在步骤1002中，符号帧时序D利用CPICH1和CPICH2里的周期性信号模式的特性来检测。这点将由下面的推导来做论证。
假设信道长度Lh≤NGI+1(即，没有ISI与ICI)，且从(5)式的接收信号r[n]中移去GI后，第m个接收的OFDM符号可得到如下：
rm[n]≡r[mNOFDM+d+NGI+n]]]>
=Σl=0Lh-1h(j)[l]·sm-D(j)[((n-l))NFFT]+wm(j)[n],n=0~NFFT-1---(8)]]>
其中sm-D(j)[n]≡s(j)[(m-D)NOFDM+NGI+n]]]>与wm(j)[n]≡w(j)[mNOFDM+d+NGI+n]]]>分别为对应第m个接收的OFDM符号的下行信号(不考虑GI)与噪声。将噪声的影响忽略，则接收的第D个OFDM符号rD[n]和第(D+1)个OFDM符号rD+1[n]，分别对应于CPICH1和CPICH2，可以证明为具有周期v的周期信号。依此，符号帧时序D可经由计算下列两个连续接收的OFDM符号的自相关数值而求得：
Γ2[m]=Σi=0NR-1Σn=0v-1{rm[vi+n]rm*[((v(i+1)+n))NFFT]]]>
+rm+1[vi+n]rm+1*[((v(i+1)+n))NFFT]}---(9)]]>
在(9)式中符号帧的搜寻范围应包含至少(M+1)个OFDM符号，以确保两个CPICH(CPICH1与CPICH2)含括在计算内。因为rD[n]与rD+1[n]，是具有周期v的周期信号，所以(9)式中Г2[m]在m＝D时会有最大值，因此符号帧时序D可以经由寻找(9)式中|Г2[m]|的最大值来检测得到。
当步骤1002完成符号帧时序D的检测后，在步骤1003中，单元代码C(j)[k]可通过(3)、(4a)和(4b)式中CPICH1与CPICH2之间的频域关系，识别出对应的序列P(p)[k]与Q(q)[k]而求得。
为了减少噪声影响和运算复杂度，将CPICH1对应的接收的OFDM符号rD[n]中NR段的重复序列取平均得到
r‾D[n]=1NRΣi=0NR-1rD[vi+n],n=0~v-1---(10a)]]>
用同样的方式，将接收的OFDM符号rD+1[n]取平均得到
r‾D+1[n]=1NRΣi=0NR-1rD+1[vi+n],n=0~v-1---(10b)]]>
分别对 rD[n]和 rD+1[n]做v点DFT产生
R‾D[k]=H~(j)[k]X1(j)[k],k=0~u-1---(11a)]]>
且
R‾D+1[k]=H~(j)[k]X1(j)[k]A(j)[k],k=0~u-1---(11b)]]>
其中是下列式子的v点DFT
其中代表不小于a的最小整数。从(12)式可知，当Lh≤v时，h~(j)[n]=h(j)[n];]]>否则，是h(j)[n]的混迭(aliasing)结果。
根据(11a)、(11b)和(4a)式，要找寻的序列P(p)[k]可以经由计算下列式子而识别出
Γ3a[i]Σk∈Ω1R‾D[k]R‾D+1*[k]·P(i)[((k))LP]---(13)]]>
其于i＝p有一最大值。因此，经由搜寻(13)式中P(p)[k]的P个候选所对应的|Г3a[i]|的最大值，即可求得要找寻的序列P(p)[k]。用同样的方式，根据(11a)、(11b)和(4b)式，要找寻的序列Q(q)[k]可以经由计算下列式子而识别出
Γ3b[i]Σk∈Ω2R‾D[k]R‾D+1*[k]·Q(i)[((k))LQ]---(14)]]>
其于i＝q有一最大值。因此，经由搜寻(14)式中Q(q)[k]的Q个候选者所对应的|Г3b[i]|的最大值，即可求得要找寻的序列Q(q)[k]。
不像传统的SCH与CPICH单元搜寻方法，(13)式中寻找|Г3a[i]|最大值的程序是无关于(14)式中寻找|Г3b[i]|最大值的程序。当识别出序列P(p)[k]和Q(q)[k]，则单元代码C(j)[k]相对地也找到了。
步骤1003还包含了验证(verification)程序，以避免错误的检测。令与分别为对应|Г3a[i]|和|Г3b[i]|最大值的标号(index)，则识别的单元代码(即，识别的序列P(p)[k]和Q(q)[k])可以由下列的比值来验证：
Δ3a=|Γ3a[p^]|max{|Γ3a[i]|,i≠p^}---(15a)]]>
且
Δ3b=|Γ3b[q^]|max{|Γ3b[i]|,i≠q^}---(15b)]]>
当Δ3a和Δ3b皆超过一个预先设定的阈值(threshold)时，已被识别的单元代码才会被认为是具有高度信赖的一个单元代码候选。在此情况，MS认定此单元搜寻程序是成功地完成，然后进行后续的程序，如频率同步、读取广播信息、测量信号对干扰加上噪声的比值(signal-to-interference-plus-noise ratio)等。反之，若不是非此种情况，MS继续此单元搜寻程序，一直到获得一个可信赖的单元代码候选为止。
如上所示，第一实施例的单元搜寻程序只需要步骤1003的两个v点DFT运算。这意味着相较于传统的SCH和CPICH方法，本发明第一实施例的单元搜寻方法其运算复杂度是相当低的。而且，本发明第一实施例的单元搜寻方法不需要对LTI FIR信道h(j)[n]做其它进一步的假设，这意味着其对抗信道效应是非常管用的。
接下来提出本发明的第二实施例，其复杂度更低。
图12a说明根据本发明第二实施例在时域上的符号帧结构。参考图12a，一个符号帧中的第一个OFDM符号是共同导航频道(CPICH)。符号帧中的其它(M-1)个OFDM符号是用来传输TCH数据。图12b说明图12a中CPICH的详细结构(不考虑GI)。时域CPICH信号s0(j)[n]，是由重复NR次的时域短序列x(j)[n]，所组成的，如下所示：
s0(j)[n]=x(j)[((n))v],n=0~NFFT-1---(16)]]>
换句话说，此时域CPICH信号s0(j)[n]是一周期信号，其周期为v。时域短序列x(j)[n]可以通过对下列频域短序列取v点IDFT(IFFT)而得到：
X(j)[2k]=B(j)[k],k=0~u2-1---(17a)]]>
且
X(j)[2k+1]=B(j)[k]·A(j)[k],k=0~u2-1---(17b)]]>
频域短序列X(j)[k](或者相同地，B(j)[k]与A(j)[k])可设计包含关于序列P(p)[k]，与Q(q)[k]，的信息。一种可能的设计如下：
A(j)[k]=P(p)[((k))LP],fork∈Ω1---(18a)]]>
且
A(j)[k]=Q(q)[((k))LQ],fork∈Ω2---(18b)]]>
其中Ω1与Ω2是A(j)[k]的频率标号(frequency index)所构成的两个互斥集合，且在此设计中，(17a)和(17b)式的序列B(j)[k]可以任意设定。
类似于本发明的第一实施例，图10的单元搜寻程序也可用在本发明的第二实施例。在步骤1001中，OFDM符号时序d可从寻找(7)式中|Г1[i]|的最大值来检测出。当步骤1001完成符号时序d检测后，符号帧时序D可经由计算如下的接收OFDM符号的自相关数值而求得：
Γ2[m]=Σi=0NR-1Σn=0v-1rm[vi+n]rm*[((v(i+1)+n))NFFT]---(19)]]>
其中rm[n]在(8)式中给定。因为接收的第D个OFDM符号rD[n]，对应于CPICH信号，是具有周期v的周期信号，所以(19)式中Г2[m]在m＝D时会有最大值。因此，在步骤1002中，符号帧时序D可以由寻找(19)式中|Г2[m]|的最大值来检测出。
当步骤1002完成符号帧时序D的检测后，在步骤1003中，单元代码C(j)[k]可通过(17a)、(17b)、(18a)和(18b)式中频域关系的特性，识别出对应的序列P(p)[k]与Q(q)[k]而求得。为了减少噪声影响和运算复杂度，将CPICH对应的接收的OFDM符号rD[n]中NR段的重复序列取平均得到如(10a)式的平均时域信号 rD[n]。将 rD[n]取v点DFT可得到
R‾D[k]=H~(j)[k]X(j)[k],k=0~u-1---(20)]]>
其中是(12)式中的v点DFT。
根据(20)、(17a)、(17b)和(18a)式，要找寻的序列P(p)[k]可以经由计算下列式子而识别出
Γ3a[i]=Σk∈Ω1R‾D[2k]R‾D*[2k+1]·P(i)[((k))LP]---(21)]]>
其在i＝p有一最大值，但前提是H~(j)[2k]≅H~(j)[2k+1].]]>因此，经由搜寻(21)式中P(p)[k]的P个候选所对应的|Г3a[i]|的最大值，即可求得要找寻的序列P(p)[k]。用同样的方式，根据(20)、(17a)、(17b)和(18b)式，要找寻的序列Q(q)[k]可以经由计算下列式子而识别出
Γ3b[i]=Σk∈Ω2R‾D[2k]R‾D*[2k+1]·Q(i)[((k))LQ]---(22)]]>
其在i＝q有一最大值，但前提是H~(j)[2k]≅H~(j)[2k+1].]]>因此，经由搜寻(22)式中Q(q)[k]的Q个候选所对应的|Г3b[i]|的最大值，即可求得要找寻的序列Q(q)[k]。当序列P(p)[k]与Q(q)[k]均被识别出，则单元代码C(j)[k]相应地也找到了。最后，已识别的单元代码也是如同本发明的第一实施例做验证。
如上所示，本发明第二实施例的单元搜寻程序只需要步骤1003里的一个v点DFT运算，所以其运算复杂度更低。而且，本发明第二实施例的单元搜寻方法只需要H~(j)[2k]≅H~(j)[2k+1]]]>的信道假设，此条件对于一般典型的应用是成立的。这即意味着本发明第二实施例的单元搜寻方法对抗信道效应也是非常管用的。
接下来，提供本发明第一实施例的一些计算和模拟结果来验证本发明。考虑一个蜂窝式MC-CDMA系统，其干扰码(单元代码)C(j)[k]，(即LC＝K)，仅以序列P(p)[k]，(即LP＝u)，来代表。换句话说，序列Q(q)[k]，不存在，并且(4b)式中的集合Ω2是个空集合。
图13说明对于传统的CPICH方法与本发明的第一实施例，单元搜寻程序的一个循环所需要的复数乘法运算数目与FFT大小的关系。较少的运算复杂度即代表节省较多的功率消耗。从图13可看出，传统的CPICH方法的运算复杂度约较本发明的第一实施例高出4～5倍。
图14a和图14b示出传统的CPICH方法和本发明的第一实施例分别在RCPICH＝6dB和RCPICH＝9dB的干扰码识别效能与几何系数g的关系图。关于单元j的几何系数g定义为
g=E{|s0(j)[n]|2}E{|w1[n]|2}+E{|w2[n]|2}---(23)]]>
其中w1[n]是单元间干扰，w2[n]是背景噪声。一个高的g值表示MS靠近单元j的BS，而一个低的g值表示MS靠近单元边界。从图14a和图14b可看出，本发明的单元搜寻方法对于初始与目标单元搜寻均较传统的CPICH方法表现的好，尤其是在低的g值情况下。这即显示出本发明的单元搜寻方法在单元搜寻程序中需要较少的循环就可找到高信赖度的单元代码，相对地平均单元搜寻时间较短且功率消耗较低。
但是以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，不能以此限定本发明实施的范围。即凡依本发明申请专利范围所做的均等变化与修饰，均应仍属本发明专利保护的范围内。例如，一个符号帧中可能包含多个CPICHs而不是一个或两个。CPICHs除了在一个符号帧中的第一个和第二个OFDM符号外，也可以安排在其它OFDM符号位置。CPICHs可以具有不同的周期等等。因此，所有如此的均等变化与修饰均应包含在本发明的申请专利范围里。