利用快速傅立叶变换实现全数字无线通信系统
技术领域
本发明是一种应用于中、高速无线通信系统，实现全数字宽带、超宽带中、高速无线通信物理层的解决方案，尤其涉及一种利用快速傅立叶变换实现全数字无线通信系统的方法。
背景技术
超宽带(Ultra-Wideband，UWB)技术是无线通信领域的一项革命性新技术。超宽带技术的特点是利用极宽的频带进行通信，可以达到超过1000M比特/秒的无线传输速率。为了不对使用频带内的其它通信系统造成干扰，超宽带系统的发射功率受到了严格的限制，因此，目前高速超宽带通信的距离一般在10米以内。
目前，超宽带通信有两种基本的实现方式：一种是基带窄脉冲方式，另一种是调制载波方式。基带窄脉冲方式利用基带窄脉冲序列携带信息，无需调制载波，一般用于较低速率、低成本、低功耗的系统。调制载波方式将超宽带信号调制在正弦载波上传输，可以实现很高的数据传输速率，并且具有频谱利用率高、频带使用灵活等优点。
在目前提出的调制载波的超宽带无线通信系统中，一般采用的都是模拟的调制、解调器。即在发射端将数字信号通过数模变换(Digital-to-Analog Conversion，DAC)得到基带模拟信号，然后将其与模拟载波相乘、滤波，完成载波调制；在接收端，将收到的带通信号与模拟载波相乘、滤波，得到基带模拟信号，完成载波解调，再将此基带模拟信号通过模数变换(Analog-to-Digital Conversion，ADC)，得到数字信号，并进行进一步的处理。采用这样的方法，系统中需要采用模拟载波调制器和解调器，增大了系统实现的复杂度、成本和功耗，并且模拟调制中引入噪声、相位不均衡性等，也会影响系统的性能。同时，模拟调制、解调器的中心频率等参数无法随意改变，影响了系统使用频谱的灵活性。
另一方面，目前还存在着利用数字上变频(Digital-Up-Conversion，DUC)和数字下变频(Digital-Down-Conversion，DDC)技术实现全数字通信系统的方法。这一方法是利用数控振荡器(Numerically Controlled Oscillators，NCO)产生数字载波信号，将其与数字信号相乘、滤波，在数字域完成载波调制与解调。因为超宽带系统的数据传输速率很高，如果在超宽带系统中利用这种方法，实现难度很大，对硬件要求非常高。
发明内容
本发明提供一种能够在调制载波的超宽带技术中利用快速傅立叶变换实现全数字无线通信系统的方法，本发明能使系统实现成本低、功耗小、易集成，具有系统性能稳定的优点。
本发明采用如下技术方案：
一种应用于中、高速无线通信系统的利用快速傅立叶变换实现全数字无线通信系统的方法，包括发射方法和接收方法，在发射端，所发送的数据1采用基于包的突发结构，每一个数据包的前端是包检测、同步序列和信道估计序列，用于进行包检测、符号同步和信道估计；每个数据包首先经过信道编码器2编码，加入了用于校验和纠错的冗余信息；信道编码后进行信道交织3，减轻信道传输中的突发错误对性能的影响；信道交织的输出比特流经过符号映射器4，形成可用于传输的符号流；接着进行串并变换5，将串行的符号流变换成并行的符号流，作为正交调制器6的输入，正交调制器6对每一组的N点输入符号序列进行P次正交调制，该正交调制的步骤如下：
(a)将输入的N点符号序列进行频域相位旋转，使本次正交调制输出的N点样值序列所对应的时间偏移量为Δn，该时间偏移量Δn从0依次增加到P-1，每次正交调制增加1，上述频域相位旋转为：
X Δn ( l , k ) = X ( l , k ) e j 2 π Δnk PN , k = 0,1 , · · · , ( N - 1 ) , ]]>
其中{X(l，k)，k＝0，1，…，(N-1)}和{XΔn(l，k)，k＝0，1，…，(N-1)}分别为输入的N点符号序列和进行频域相位旋转后得到的N点符号序列；
(b)对{XΔn(l，k)，k＝0，1，…，(N-1)}进行N点反向快速傅立叶变换，得到N点样值序列{x1，Δn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}；
(c)对{x1，Δn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}进行时域相位旋转，将输出的信号搬移到[(K0-1/2)Δf，(k0+N-1/2)Δf]的频带范围之内，这里Δf为OFM的子载波间隔，K0为起始频偏，根据系统工作频段的要求设定或自适应地更改，
上述时域相位旋转为：
x 2 , Δn ( l , n ) = x 1 , Δn ( l , n ) e j 2 π ( nP + Δn ) k 0 PN , n = 0,1 , · · · , ( N - 1 ) , ]]>
这里{x2，Δn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}为时域相位旋转后得到的N点样值序列；
(d)将{x2，Δn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}按M＝log2N比特二进制倒序进行整序，得到{xΔn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}，上述M比特二进制倒序整序是将原序列中的样值序号写成M比特二进制数，将表示此二进制数的比特序列左右倒序排列，再将新的二进制数对应的自然数作为原样值的新的序号；
(e)将序列{xΔn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}放在P×N点序列{x′(l，n)}的[NΔn′，NΔn′+N-1]的位置，这里Δn′为Δn的Q比特二进制倒序，Q＝log2P，上述Q比特二进制倒序是将Δn写成Q比特二进制数，将表示
此二进制数的比特序列左右倒序排列，再将新的二进制数对应的自然数作为Δn′，每次正交调制得到时间偏移量为Δn的N个输出样值，P次正交调制后得到P×N点输出样值序列{x′(l，n)，n＝0，1，…，(P×N-1)}，对{x′(l，n)}进行Q×M比特二进制倒序整序，得到最后的输出样值序列{x(l，n)，n＝0，1，…，(P×N-1)}，
经正交调制器6处理后数据进行并串变换7，将并行的数据流变换成串行的数据流；并串变换后的数字信号加上循环前缀，生成正交频分复用(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，OFDM)符号8；接着经过数模变换器9，产生模拟带通信号，经放大器10和带通滤波器11后，由发射端天线12发射；
在接收端，接收天线13接收到的信号由带通滤波器14滤除有用信号频带之外的干扰信号和噪声，信号经放大器15放大后由模数变换器16进行模数变换，在模数变换后，在每一个数据包的接收过程中，首先进行包检测和符号同步17，获得每一个数据帧的起始位置，同步后地信号进行串并变换18和相位旋转19，该相位旋转19用来补偿正交调制器6带来的对时域信号的相位旋转，其方法为：
r 1 ( l , n ) = r ( l , n ) e - j 2 πn k 0 / N , n = 0,1 , · · · , ( N - 1 ) , ]]>
其中{r(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}为N点接收数据序列，{r1(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}为相位旋转之后的数据，在相位旋转后进行N点快速傅立叶变换器20进行快速傅立叶变换(Fast Fourier Transfer，FFT)，将信号变换到频域，并在该频域进行信道估计21，用信道估计得到的信道频率响应的估计值对后面的接收数据进行频域均衡22，频域均衡后的数据进行并串变换23、符号逆映射24、信道解交织25和信道译码26，得到输出数据27。
与现有技术相比，本发明具有如下优点：
采用本发明提出的以“P×N点正交调制”为核心的全数字超宽带无线通信系统方案，可以获得下列的有益效果：
1.系统采用全数字的实现方式，不需要模拟调制器、解调器等模拟器件，使得整个通信系统成本降低，并易于集成到单芯片的大规模集成电路中。
2.在超宽带通信系统中，因为基带信号的带宽一般很大，所以P值较小。“P×N点正交调制”又进一步减小了P×N点IFFT的运算量。所以与现有的数字调制技术相比，本发明的通信系统以很小的运算量实现了数字调制。
3.系统的全数字的实现方式，使得自适应频谱搬移非常方便，并且不需要额外的硬件开销，同时避免了模拟调制带来的噪声和相位不均衡性。
4.接收端可以采用欠采样技术，从而可以使用较低采样速率的ADC，降低了系统的实现成本。
5.利用本发明提供的参考设计方法，可将本发明用于实现多带OFDM联盟(Multi-Band OFDM Alliance，MBOA)的多带-OFDM(Multi-Band OFDM，MB-OFDM)方案，及其后续发展的更新方案。
附图说明
图1是本发明的原理框图。
图2是本发明通信系统中使用的数据包的格式。
图3是本发明提出的“P×N点正交调制”示意图。
图4是本发明的一个具体实施方式的通信系统原理图。
具体实施方式
实施例1
一种应用于中、高速无线通信系统的利用快速傅立叶变换实现全数字无线通信系统的方法，包括发射方法和接收方法，其特征在于：在发射端，所发送的数据1采用基于包的突发结构，每一个数据包的前端是包检测、同步序列和信道估计序列，用于进行包检测、符号同步和信道估计：每个数据包首先经过信道编码器2编码，加入了用于校验和纠错的冗余信息；信道编码后进行信道交织3，减轻信道传输中的突发错误对性能的影响；信道交织的输出比特流经过符号映射器4，形成可用于传输的符号流；接着进行串并变换5，将串行的符号流变换成并行的符号流，作为正交调制器6的输入，正交调制器6对每一组的N点输入符号序列进行P次正交调制，该正交调制的步骤如下：
(a)将输入的N点符号序列进行频域相位旋转，使本次正交调制输出的N点样值序列所对应的时间偏移量为Δn，该时间偏移量Δn从0依次增加到P-1，每次正交调制增加1，上述频域相位旋转为：
X Δn ( l , k ) = X ( l , k ) e j 2 π Δnk PN , k = 0,1 , · · · , ( N - 1 ) , ]]>
其中{X(l，k)，k＝0，1，…，(N-1)}和{XΔn(l，k)，k＝0，1，…，(N-1)}分别为输入的N点符号序列和进行频域相位旋转后得到的N点符号序列；
(b)对{XΔn(l，k)，k＝0，1，…，(N-1)}进行N点反向快速傅立叶变换，得到N点样值序列{x1，Δn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}；
(c)对{x1，Δn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}进行时域相位旋转，将输出的信号搬移到[(k0-1/2)Δf，(k0+N-1/2)Δf]的频带范围之内，这里Δf为OFDM的子载波间隔，k0为起始频偏，根据系统工作频段的要求设定或自适应地更改，
上述时域相位旋转为：
x 2 , Δn ( l , n ) = x 1 , Δn ( l , n ) e j 2 π ( nP + Δn ) k 0 PN , n = 0,1 , · · · , ( N - 1 ) , ]]>
这里{x2，Δn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}为时域相位旋转后得到的N点样值序列；
(d)将{x2，Δn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}按M＝log2N比特二进制倒序进行整序，得到{xΔn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}，上述M比特二进制倒序整序是将原序列中的样值序号写成M比特二进制数，将表示此二进制数的比特序列左右倒序排列，再将新的二进制数对应的自然数作为原样值的新的序号；
(e)将序列{xΔn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}放在P×N点序列{x′(l，n)}的[NΔn′，NΔn′+N-1]的位置，这里Δn′为Δn的Q比特二进制倒序，Q＝log2P，上述Q比特二进制倒序是将Δn写成Q比特二进制数，将表示此二进制数的比特序列左右倒序排列，再将新的二进制数对应的自然数作为Δn′，每次正交调制得到时间偏移量为Δn的N个输出样值，P次正交调制后得到P×N点输出样值序列{x′(l，n)，n＝0，1，…，(P×N-1)}，对{x′(l，n)}进行Q×M比特二进制倒序整序，得到最后的输出样值序列{x(l，n)，n＝0，1，…，(P×N-1)}，经正交调制器6处理后数据进行并串变换7，将并行的数据流变换成串行的数据流；并串变换后的数字信号加上循环前缀，生成正交频分复用(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，OFDM)符号8；接着经过数模变换器9，产生模拟带通信号，经放大器10和带通滤波器11后，由发射端天线12发射；
在接收端，接收天线13接收到的信号由带通滤波器14滤除有用信号频带之外的干扰信号和噪声，信号经放大器15放大后由模数变换器16进行模数变换，在模数变换后，在每一个数据包的接收过程中，首先进行包检测和符号同步17，获得每一个数据帧的起始位置，同步后的信号进行串并变换18和相位旋转19，该相位旋转19用来补偿正交调制器6带来的对时域信号的相位旋转，其方法为：
r 1 ( l , n ) = r ( l , n ) e - j 2 πn k 0 / N , n = 0,1 , · · · , ( N - 1 ) , ]]>
其中{r(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}为N点接收数据序列，{r1(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}为相位旋转之后的数据，在相位旋转后进行N点快速傅立叶变换20，将信号变换到频域，并在该频域进行信道估计21，用信道估计得到的信道频率响应的估计值对后面的接收数据进行频域均衡22，频域均衡后的数据进行并串变换23、符号逆映射24、信道解交织25和信道译码26，得到输出数据27。
实施例2
根据本发明设计的一个超宽带无线通信系统，作为具体实施方式的一个参考设计。这个通信系统的基本参数如表1所示。系统中，OFDM调制的子载波间隔为Δf＝250KHz，子载波数为N＝128，其中ND＝112个子载波传送数据。IFFT的输入采用反向复共轭的形式。采用“8×128点正交调制”(即P＝8，N＝128)将基带信号的频谱进行搬移。本例中没有包括频谱控制的自适应算法，k0取固定值448，这样，在P×N＝1024点IFFT中，有效数据占用的子载波序号为448-575，基带信号被搬移到[(k0-1/2)Δf，(k0+N-1/2)Δf]，即111.875-143.875MHz的频段内。
表1：基本参数 参数 数值
子载波间隔Δf 250KHz
IFFT/FFT周期TFFT＝1/Δf 4us
子载波数N 128
基带信号带宽B＝N×Δf 32MHz
P值 8
“P×N点正交调制”子载波数P×N 1024
起始频偏k0 448
反向复共轭增益Q 2
循环前缀点数NCP 32
循环前缀长度TCP 1us
OFDM符号长度TSYM＝TFFT+TCP 5us
每个子载波的传输速率R0＝1/TSYM 200K OFDM Symbols/s
传输数据的子载波数ND 112
传输导频的子载波数NP 0
调制方式(调制因子MI) QPSK(2)
每OFDM符号携带的编码后比特数NCB＝ ND×MI/Q 112
总数据速率 R＝R0×NCB 22.4Mbps
编码速率Rc 1/2
信息数据速率RData＝R×Rc 11.2Mbps
图4为此系统的原理图。在发射端，信道编码采用编码速率为1/2，约束长度为7的卷积码。信道交织采用块交织，块的大小为112比特，交织深度为14。符号映射采用QPSK，每两个比特b1b2映射为一个QPSK符号s。映射方式如表2所示。
表2：QPSK符号映射方式 s b1 b2
1+j 0 0
1+j 0 1
-1+j 1 1
-1+j 1 0
每个OFDM符号中传送56个QPSK符号，第l个OFDM符号中传送的QPSK符号表示为{s(l，k)，k＝0，1，…，55}，这56个QPSK符号及其反向复共轭符号共占据112个子载波信道，其它子载波信道传送0。每个OFDM符号的128个子载波信道分配如下：
![]()
IFFT采用8×128点正交调制，即P＝8，N＝128。并串变换后，每个OFDM符号的128×8＝1024个样值前加上32×8＝256个样值的循环前缀，组成完整的OFDM符号。接着经过DAC，产生模拟带通信号，经带通滤波器后，由天线发射。这里DAC的输入采样速率为256M样值/秒，每个样值8比特量化。
在接收端，天线的输出信号首先经过带通滤波器，放大后进行ADC。ADC采样速率为64M样值/秒，每个样值8比特量化。包检测和符号后进行同步后相位旋转，然后进行128点FFT，变换到频域，并在频域进行信道估计和频域均衡。相位旋转、信道估计和频域均衡的算法如上文所述。均衡后，根据发射端IFFT的输入为反向复共轭的特点，把FFT的输出符号进行合并，即：
y ^ ( l , k ) = 1 2 ( y ~ ( l , k ) + conj [ y ~ ( l , 111 - k ) ] ) , k = 0,1 , · · · , 55 - - - ( 9 ) ]]>
这里 { y ~ ( l , k ) , k = 0,1 , · · · , 111 } ]]>为第l个OFDM符号均衡的输出。![]()
并串变换后进行QPSK逆映射，然后再经过解交织和维特比译码，得到输出数据。
实施例3
本发明在基带采用正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)编码调制技术，并利用FFT/IFFT实现基带超宽带信号的频谱搬移，从而实现全数字超宽带无线通信系统。
本发明提出的全数字超宽带无线通信系统的原理框图如图1所示。在发射端，发送数据1采用基于包的突发结构，以适应高速无线多媒体通信的灵活使用传输资源的要求。如图2所示，每一个数据包的前端是包检测、同步序列和信道估计序列，用于进行包检测、符号同步和信道估计。信道估计序列后面是要发送的数据部分。每个数据包首先经过信道编码器2，加入用于校验和纠错的冗余信息。信道编码可以采用多种方式，如卷积码、Turbo码、低密度奇偶校验(Low Density Parity Check，LDPC)码等。信道编码后进行信道交织3，以减轻信道传输中的突发错误对性能的影响。信道交织可以采用块交织、卷积交织等多种形式。信道交织的输出比特流经过符号映射器4，形成适宜传输的符号流。符号映射可以采用二进制
相移键控(Binary Phase-Shift Keying，BPSK)、四相相移键控(Quadriphase-Shift Keying，QPSK)、8进制相移键控(8-ary Phase-Shift Keying，8PSK)和16进制正交幅度调制(16-aryQuadrature-Amplitude Modulation，16QAM)等多种方式。接着进行串并变换5。串并变换将串行的比特流变换成并行的比特流，作为后面“P×N点正交调制”6的输入。“P×N点正交调制”6每次处理N点输入数据，第l次的输入表示为{X(l，k)，k＝0，1，…，(N-1)}，l＝0，1，…。如果每次的N点输入数据满足反向复共轭条件，即：
X(l，k)＝conj(X(l，N-1-k))，k＝0，1，…，(N/2-1)， (1)
其中conj()表示取共轭运算，则其输出序列的虚部为0，此时可以用一路通信信道完成对输出序列实部的发送和接收，否则需要采用空分、时分等方法，用两路通信信道对输出序列的实部和虚部分别进行发送和接收。
本发明提出了用“P×N点正交调制”6实现N点IFFT，并同时完成IFFT变换后对基带信号的频谱搬移的方法。IFFT和快速傅立叶变换是一对逆变换。可以在发送端用IFFT，接收端用FFT，也可以反过来。根据习惯，我们采用了前一种方式，以体现发送端从频域变换到时域的物理意义。本发明也同样适用于“P×N点FFT”的情况。
“P×N点正交调制”6的原理是用P×N点IFFT完成对N点输入数据的IFFT运算，这里N、P为大于2的正整数，一般取N＝2M，P＝2Q，M和Q都为正整数。通过将这N点数据放在P×N点IFFT的输入的适当位置，同时完成对IFFT输出信号的频谱搬移，如图3所示(图中省略了数据块序号l)。设“P×N点正交调制”6(或P×N点IFFT)的第l次的输入为{X′(l，k)，k＝0，1，…，(P×N-1)}，则：
![]()
其中0≤k0≤(P×N-N)为N点输入数据序列{X(l，k)}在P×N点输入数据序列{X′(l，k)}中的起始位置，称为起始频偏。起始频偏代表了频谱搬移的位置，即输出信号的频谱被搬移到了[(k0-1/2)Δf，(k0+N-1/2)Δf]的范围之内，这里Δf为OFDM的子载波间隔。
与直接进行P×N点IFFT不同，“P×N点正交调制”6利用输入中有连续的(分为一块或两块)(P×N-N)个0的特点，通过P次N点IFFT，完成P×N点IFFT，使总运算量从 PN 2 log 2 ( PN ) ]]>次复数乘法和PNlog2(PN)次复数加法分别减少到了 ( PN 2 log 2 N + 2 N ) ]]>次复数乘法和PNlog2N次复数加法。其算法叙述如下。算法首先循环执行下面的步骤(1)-(5)共P次，每次循环中Δn取值不同，依次从0递增
到(P-1)。Δn代表了本次循环输出的N点时间序列在最后总的输出的P×N点序列中的偏移位置，称为时间偏移量。
![]()
(2)以序列{XΔn(l，k)}为输入，进行N点IFFT，得到N点时间序列{x1，Δn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}；
( 3 ) - - - x 2 , Δn ( l , n ) = x 1 , Δn ( l , n ) e j 2 π ( nP + Δn ) k 0 PN , n = 0,1 , · · · , ( N - 1 ) ; ]]>
(4)将{x2，Δn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}按M比特二进制倒序进行整序，得到
{xΔn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}，即：
xΔn(l，n)＝x2，Δn(l，Or(M，n))，n＝0，1，…，(N-1)， (3)
其中函数Or(M，n)将自然数n写成M比特二进制数，将表示此二进制数的比特序列左右倒序排列，再将新的二进制数对应的自然数作为函数的输出，比如M＝3，n＝3(二进制011)，Or(M，n)＝6(二进制110)；
(5)设Δn′＝Or(Q，Δn)，将序列{xΔn(l，n)}放在P×N点序列{x′(l，n)}的[N□Δn′，N□Δn′+N-1]的位置。
经过P次循环后，将得到一个完整的P×N点序列{x′(l，n)，n＝0，1，…，(P×N-1)}，最后将{x′(l，n)}按Q×M比特二进制进行整序，并乘以因子![]()
即可得到最后的输出序列{x(l，n)，n＝0，1，…，(P×N-1)}，即：
x ( l , n ) = x ′ ( l , Or ( Q × M , n ) ) P , n = 0,1 , · · · , ( P × N - 1 ) . - - - ( 4 ) ]]>可以证明，这样得到的输出序列{x(l，n)}与以{X′(l，k)}为输入直接进行P×N点IFFT得到的输出序列完全一样，但运算量却从 PN 2 log 2 ( PN ) ]]>次复数乘法和PNlog2(PN)次复数加法分别减少到了 ( PN 2 log 2 N + 2 N ) ]]>次复数乘法和PNlog2 N次复数加法。
在“P ×N点正交调制”6中，改变起始频偏k0的值，可以在数字域方便地实现频谱搬移。系统可以采用各种已有的方法检测通信信道的使用情况和质量，确定信号的最佳传输频段，然后设置相应的k0值，即可将信号搬移到[(k0-1/2)Δf，(k0+N-1/2)Δf]的频段内，其中Δf为OFDM中采用的子载波间隔。“P×N点正交调制”6后进行并串变换7，将并行的数据流变换成串行的数据流。并串变换7后的数字信号加上循环前缀(Cyclic Prefix，CP)和保护间隔(Guard Interval，GI)(保护间隔也可以没有)，生成OFDM符号8。接着经过数模变换器(DAC)9，产生模拟带通信号，经放大器10和带通滤波器11后，由发射端天线12发射。
在接收端，接收天线13的输出信号首先经过带通滤波器14，尽量滤除有用信号频带之外的干扰信号和噪声。信号放大15后进行模数变换(ADC)16。ADC 16包括采样、量化两个主要步骤。这里采用欠采样技术，即使用相对于等效基带信号带宽的2至4倍的采样速率，而不是使用带通信号所要求的更高的采样速率。在ADC16之后，在每一个数据包的接收过程中，首先进行包检测和符号同步17。同步后的信号进行串并变换18和相位旋转19。
相位旋转19用来补偿“P×N点正交调制”6带来的对时域信号的相位旋转。设第l次(l＝0，1，…)的N个接收数据为{r(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}，相位旋转之后的数据为{r1(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}，则有：
r 1 ( l , n ) = r ( l , n ) e - j 2 πn k 0 / N , n = 0,1 , · · · , ( N - 1 ) . - - - ( 5 ) ]]>
在相位旋转后进行N点FFT 20，将信号变换到频域，并在频域进行信道估计21。本发明的通信系统中，可以采用各种已有的信道估计方法，但所采用的方法的估计结果中必须包含“P×N点正交调制”6中起始频偏k0和未知的时间偏移量Δn所带来的相位旋转![]()
此处给出采用迫零算法的信道估计方法。
在迫零算法中，在每一个数据包的数据序列之前，有一个信道估计序列，如图2所示。信道估计序列由Lc个OFDM符号构成，Lc的大小根据系统的性能要求而定。在每个信道估计OFDM符号中，发送固定的伪随机序列{c(k)＝±1，k＝0，1，…，(ND-1)}，ND为一个OFDM符号中发送的数据符号个数。信道估计序列和数据序列一起，在频域发送。
在接收端，设收到的频域(即FFT之后的)信道估计序列为{yc(l，k)，l＝0，1，…，(Lc-1)，k＝0，1，…，(ND-1）}，其中yc(l，k)为第l个信道估计符号的第k个样值所对应的接收样值，则信道的频率响应的估计值为：
H ^ ( k ) = 1 L c Σ l = 0 L c - 1 y c ( l , k ) c ( k ) , k = 0,1 , · · · , ( N D - 1 ) . - - - ( 6 ) ]]>
信道估计21得到的信道频率响应的估计值用来对后面的接收数据进行频域均衡22。设收到的数据序列为{yd(l，k)，l＝0，1，…，(Ld-1)，k＝0，1，…，(ND-1)}，Ld为数据序列包含的OFDM符号个数，均衡后的数据序列为
{ y ~ d ( l , k ) , l = 0,1 , · · · , ( L d - 1 ) , k = 0,1 , · · · , ( N D - 1 ) } , ]]>则有：
y ~ d ( l , k ) = y d ( l , k ) / H ^ ( k ) , l = 0,1 , · · · , ( L d - 1 ) , k = 0,1 , · · · , ( N D - 1 ) . - - - ( 7 ) ]]>
频域均衡22过之后的数据进行并串变换23、符号逆映射24、信道解交织25和信道译码26，得到输出数据27。符号逆映射24、信道解交织25和信道译码26采用的实现方法依据发送端符号映射4、信道交织3和信道编码2所采用的方法而定。