本发明公开了一种特殊的滤波电路，属线性、无源、四端、不平衡型网络，主要用于电路元件的参数测量，或用作单端射频功率放大器的中和电路，此外还可以有其他用途。 由于“全截止网络”只是由发明者拟定而尚未见诸文献的新名词，人们还不了解其意义，所有必要在此先作一简单的说明。所谓“全截止网络”是指这样的一种四端网络：它不论作正向或反向传输，其电压传输系数在任何频率、任何负载下，恒等于零。例如常见的X形网络，当其各臂阻抗成比例时，就是一种“平衡型”亦即输入与输出无公共端的“全截止网络”。与此有别，假如一个“不平衡型”亦即输入与输出有一个公共端的四端网络具有上述之性能，那么，它就是一个“不平衡型全截止网络”;假如在输入端与输出端之间跨接着一个给定阻抗或活动阻抗的不平衡型网络具有上述之性能，那么，它就是结构最简单的不平衡型全截止网络，这样的网络，在实际技术中将是十分有用而又迫切需要的，图1就是这个网络的示意图，图中Zo就是给定阻抗或活动阻抗，此图已清楚地表明了这个网络的基本特点。
关于平衡型全截止网络的原理和应用，人们已经十分熟悉，毋庸赘语;而不平衡型全截止网络，则不论在实际上和理论上，悉未见诸现实，这是因为，这个网络只有采用具有多对互感的电路才有可能实现，而有关互感电路地综合法问题，则至今尚未获得解决之故。本发明的目的，就是要实现一个最简单的不平衡型全截止网络。现在的任务就是来阐明这个网络的构成方法及原理，为行文之便，先来说明当上述给定阻抗为纯容抗Zo＝（jωCo）-1时的情形。
这个网络的构成示于图2，它是由两个电容Cn1、Cn2和三对互感线圈（K）、（K′）、（K″）按照一定的联接法所构成，此处符号（K）代表图中位于中间的一对互感线圈L1、L2、M，符号（K′）及（K″）则分别代表图中位于两侧的两对互感线圈L′1、L′2、M′及L″1、L″2、M″。这个网络的联接法如下：每对互感线圈各有一对同各端相联接，引出一个公共端，各各构成三端网络-（K）、（K′）、（K″）;两个电容Cn1、Cn2也各有一端相联接，也引出一个公共端，自成一个三端网络-（N）;以网络（N）之公共端作为整体网络之输入端，网络（K′）之公共端与Cn1之非公共端相联接，（K′）中之L′1与（K）中之L1串联，（K′）中L′2之非公共端与（K″）中L1″之非公共端相联接，並以此联接点作为整体网络之输出端，（K）之共公端与（K″）之公共端连成一点，（K″）中之L″2与Cn2串联，以（K）中L2之非公共端作为整体网络之接地端，亦即输入与输出之公共端。
为了便于阐明这个网络的作用原理，可将各对互感线圈用等效T形网络代替，示于图3，然后将该图中同一支路上的参数集中，改绘为四个简单的网络的正规联接，示于图4，在图3和图4中我们已取两个电容量相等，並以Cn表之，Cn＝Cn1＝Cn2。在图4中，Z′1、Z2、Z3、Z4、Z′a、Zb、Zc分别代表各支路阻抗，其中
Z′1＝Z1+Zn，Za′＝Za+Zn
符号Z1、Zn、Za之意义，已在此图中表明。容易看出图4整体网络是由网络（Ⅰ）、（Ⅱ）、（Ⅲ）并联后再与网络（Ⅳ）串联而成，有了此图，便不难证明：当各阻抗同时满足下列三个条件时，即实现
“全截止”：
此处
Z1＝jωM′ Za＝jω（L″2-M″）
Z2＝jω（L1-M+L′1-M′） Zb＝jω（M+M″）
Z3＝jω（L′2-M′） Zc＝jω（L″1-M″）
Z4＝jω（L2-M）
而c、p的代表意义则为
c= (ZaZb+ZbZc+ZcZa)/(Z1Z2+Z2Z3+Z3Z1) （4）
p＝ZO/ZN（5）
这时整体网络的导纳矩阵为
亦即当实现全截止时，整体网络的互导纳为零
-Y12＝Y21＝0
在实际结构中，我们应当使三对互感线圈的耦合系数相等
K=M/L1L2]]>=M′/L ′1L ′2]]>=M″L ″1L ″2]]>（6）
当k值在0.6-0.8之间选择时，我们能做到使上列全截止条件（1）、（2）、（3）同时得到满足，因此，这个网络在实际制造中是不难实现的。至于在使用时的调节手续，並不难做到简单便捷，得心应手，要达到这一目的，关键在于必须把各对互感线圈的所有参数一律做成固定不变的而Cn（或Co）则应做成可变的，这在制造技术上是完全不成问题的。
网络的可实施性既已明确，即可进一步求出其导纳矩阵的其余两个元素Y11、Y22，作为选择L1值的依据，现在写出其结果如下
此处
F0＝Z3〔Zb（1+p）+Zc〕+Z2〔Zb（1+2p）+Zc（1+p）〕
F1＝p｛（Z1Z2+Z2Z3+Z3Z1）〔Zb（1+p）+Zc〕+
（ZaZb+ZbZc+ZcZa）〔Z2（1+p）+Z3〕｝
F2＝p2（Z1Z2+Z2Z3+Z3Z1）（ZaZb+ZbZc+ZcZa）
F′0＝Z2+Z3+Zb+Zc
F′1＝p〔Z1Z2+Z2Z3+Z3Z1+ZaZb+ZbZc+ZcZa+Z1
（Zb+Zc）+Za（Z2+Z3）〕
F′2＝p2〔Z1（ZaZb+ZbZc+ZcZa）+Za（Z1Z2+Z2Z3
+Z3Z1）〕
F″0＝Z3（Zb+Zc）+Zc（Z2+Z3）
F″1＝pZ3（ZaZb+ZbZc+ZcZa）+Zc（Z1Z2+Z2Z3+Z3Z1）
以上分析一律适用于Zo为任意阻抗时之情形。
注意式（5）的意义，由于p必须为正实数，所以此式要求Zn与Zo必须为同性阻抗，並且数值成比例，根据这一关系，笔者给出一个当Zo可以自由选择时的不平衡型全截止网络，示于图5，並将此时的Zo称为“被测阻抗”，其相应之参数则称为“被测参数”，图中Rn-Rn，Cn-Cn，Ln-Ln分别为双连可变电阻，双连可变电容，双连可变电感，它们由一个复式转换开关来控制，这个转换开关可以采用机械式的或其他类型的，当被测参数为纯电阻时，我们把两个Rn接入电路中，当被测参数为纯电容、纯电感时仿此，例如本图即表示当被测参数为纯电感Lx时的联接法，这时只须调节Ln、使网络的输出电压为零或最小，则有
Zo＝pZn
jωLX＝jωLnp
得Lx＝pLn（8）
当被测参数为纯电阻Rx、纯电容Cx时，仿此有
Rx＝pRn（9）
Cx＝Cn/p （10）
在p值已经选定，並已满足条件（1）、（2）、（3）的前提下，当可变参数与被测参数满足关系式（8）、（9）、（10）三者中任一式时，网络便实现“全截止”。
须要指出：图5只是一个示例，如果利用Rn、Cn、Ln的不同组合，还可以适应Zo为任意无源二端网络的情形，不过这时转换开关的结构要稍为复杂些。
现在来阐明本文网络的用途及其先进性。其实，行文至此，已经基本上说清了这个网络的一个主要用途：它可用以取代现有的交流电桥而制成元件参数R、L、C测量仪，只要我们以Zo为被测阻抗而以Zn为已知阻抗即可。图5就是这种仪器电路之主要部分，这个网络的输入端须接一个可调频率的高频振荡器，输出端则接电压或电流指示装置，或者，为了提高灵敏度，先接一个调谐放大器或其他类型的放大器，然后在放大器的输出端接电压或电流指示装置，被测元件则跨接于本网络的输入端与输出端之间。在使用时，只须调节Zn使输出电压为零或最小，即可根据Zn之已知值求得Zo。当被测元件为纯电感Lx，纯电阻Rx或纯电容Cx时，被测值即分别由关系式（8）、（9）、（10）来确定，当然，在仪器的Rn、Ln、Cn等的读数标尺上，应当直接标出Rx、Lx、Cx之值而无须临时进行计算，因此，本仪器的使用方法以及操作手续是十分简单的。
本仪器用以测量电感量和电容量时，其被测值分档法与交流电桥不同，后者是依靠改变“倍数臂”阻抗之比值来实现的;本仪器则是根据振荡电源的阻抗匹配之需要，采用改变频率的办法来进行分档的。当被测参数属于小值范围时，须将电源频率置于较高档，反之则置于较低档，各档频率之选择，须以能使各档的Zo之绝对值范围基本上重合为原则，这样可使各档具有大致相近的灵敏度和准确度。
交流电桥的“读数”一律为四位或三位有效数字，本仪器则必须制成具有七、八位以上的读数，而实际有效数字仍为四位数。
利用Rn、Cn、Ln的不同组合，还可进行其他参数之测量，例如电抗元件的品质因数及分布电容、分布电感等，这时转换开关的结构须适当变通。
用本仪器取代现有的交流电桥，其得益是十分显著的，如前所言，交流电桥就是平衡型全截止网络，作为R、L、C测量仪，它有着不可克服的先天缺陷，它在测量过程中，“被测臂”的对地电容以及人体与被测元件及接线间的感应电场，将会严重地影响被测参数的准确度和可靠性，並且由于这个感应电场在操作过程中是随时变化的，会给电桥的调零手续带来诸多不便，所以尽管从理论上讲，它应当和直流电桥一样，是一种精密仪器，但是实际上却成为徒有虚名的“装饰品”，而由本文网络所构成的测量仪则迥别于此，下面特来阐明其道理。
在无线电测量技术中，人体感应现象，主要是感应电场在起作用，而感应磁场则通常可以忽略不计，在本网络中，感应电场的影响，可以近似地在被测元件两端至地之间分别接入两个分布电容来表示，显而易见，这两个分布电容並不属于本网络内部，它们丝毫也不影响整体网络的截止条件，它们的存在仅仅是使电源内导纳以及负载导纳之值稍有增加而已，我们的测量结果以及调零手续，几乎是完全不受影响的。众所周知，在无线电测量中的分布电容以及人体感应电场之影响的消除问题，是长期困扰工程师们的一个技术难题，而现在在R、L、C的测量方法中，却借助于本文网络而得到相当彻底的解决，本发明的现实意义，于此便可略见一斑。
本文网络的另一重要用途是与单端射频功率放大器並联使用，借以取代其原有的中和电路，图6给出了采用本文网络作为中和网络的放大器线路全图。
关于单端放大器的中和问题，在人们的传统观念看来，已是个经典问题，似乎没有什么值得研究和需要改进的了，但是实际上並非如此，下面请看单端放大器的现有各种中和电路之缺点或弊病。
迄今为止，见于实用的单端放大中和电路，不外下列几种形式：“栅极中和”、板极中和、板栅跨接感抗中和、Hazeltine氏全耦合变量器串联电容中和以及桥T式中和电路。前两种形式就是企图利用主体电路元件构成X形网络来实现中和的，但是其中“栅极中和”电路並不能消除放大器的寄生反馈，在实际应用中，早已为识者所否定;至于板极中和电路，它可以在很宽的波段内消除寄生反馈，作用较为完善，在中、小功率和低电平中有着广泛的应用;可惜它破坏了板极槽路结构的简单性，大大地削弱其在放大器输出端的“接入系数，”因而严重地影响槽路传输效率，以致不能提到应有的高度，对于强大电台的输出级来说，采用它显然是极不相宜的，並且事实上，在这种场合也决不会有人采用的。后三种形式即属不平衡型中和网络，它们的中和条件都不依赖于主体电路参数，这就克服了上述缺点;可是它们却出现了新的缺点：中和作用只能在单一频率下实现而没有丝毫的波段性，因此，它们都不能切实可靠地保障放大器的工作稳定性。Hazeltine氏中和电路目的是为实现宽波段中和而设，但是由于全耦合变量器只是一种理论上的理想元件，这种电路实际上仍然属于单一频率中和电路，所以也是不能真正令人满意的。
综上所述，可见单端放大器的中和问题，虽然是个经典问题，但是並没有得到圆满的解决，至今仍然是个有待改进的技术问题。现在如将本文网络与放大器并联，并即以放大器输入端与输出端间的寄生耦合电容（它通常就是电子管的板栅极间电容Cag）作为图2中的Co，也就是说，直接利用寄生耦合电容构成不平衡型全截止网络，这样便立即做到中和条件既不依赖于频率，又不依赖于槽路参数，而成为完美无缺的理想电路，可以这样说，单端放大器只有与本文网络相配合，才能真正算得上是个性能完善的放大器;当然，我们还要进一步分析，当采用本文网络作为中和网络时，会不会给放大器带来其他不良副作用？为此，须要先求出对于板流基波的等效电路参数，这时可以把放大器近似地看作在工作点附近的线性有源网络，它与中和网络並联后的整体网络之导纳矩阵应为
此处Gm为电子管跨导，Gi＝1/Ri为电子管内导，现在设栅极激励电源内阻抗为Zg（＝1/Yg），即可求得等效电源内导纳为
Ye= (Zg｜Y′｜+Y22)/(ZgY11+1) = (ZgY11(Y22+Gi)+Y22)/(ZgY11+1)
此处｜Y′｜代表Y′之矩阵行列式，上式化简后得
其次来求等效电源电势g，设激励电压为g，则有
此处μ1为电子管放大因数。在实用上，用恒流源来表出等效电路较为方便，这时恒流源电流为
所得结果（11）、（12）、（13）表明，中和网络接入后，对板极电路的影响有三，其一是使等效电源电势减小1/（1+RiY22）倍，或使电流源电流增大（Y22+G′i）/（Y22+Gi）倍;其二是使电子管内导减小1/（1+Yg/Y11）倍;其三是使等效电源内导纳增加一个数值，相当于在放大器输出端跨接一个导纳Y22。至此便可绘出板极等效电路示于图7，图中a1代表板流基波分量。由于在工作频率附近的很宽波段内，恒有下列之关系
｜Yg/Y11|＜＜1，｜RiY22｜＜＜1
因此上述各种影响都是微不足道的。另外，这些影响，充其量是说明，我们须要稍稍加大激励功率以及略为减小板槽电容器的电容量，仅仅是这样罢了！
至于中和网络接入后对栅极电路的影响，则由栅极动态输入导纳Yin来说明
Yin= (︱Y′︱Z-Y11)/(Y22Z-1) = (ZY11(Y22+Gi)-Y11)/(Y22Z-1) =Y11(1- (Gi)/(Y-Y22) )
此处Y＝1/Z为板极槽路等效导纳。以这个导纳的实部和虚部一并代入，即可求得Yin的实部和虚部，不过这里有必要指出：第一，由于Yo的数值很小，以致Y的实部在栅极迴路中所引起的有功损耗，与栅流损耗及栅路元件损耗之总和相比较，恒可忽略不计;第二，在工作频率附近的很宽波段内，Y22与Y的绝对值相差很远，恒有｜Y22｜＜＜｜Y｜之关系，因此可得
Yin≈（1-Gi/G）＝Y11（1-R/Ri）
此处G＝1/R为板极槽路谐振导纳。现在采用符号
ω1=1/L1C0]]>（14）
ξ＝ω/ω1（15）
则当ξ值足够大时，
Y11≈-σYo，
σ＝常数＜＜10
于是可以立即写出当计及栅阴极间电容Cgk时的动态输入导纳为
Y′in≈jωCgk+Yoσ（1-R/Ri）
≈jω〔Cgk-Cagσ（1-R/Ri）〕 （16）
众所周知，放大器在接入中和网络之前的动态输入导纳为
Y″in＝jω〔Cgk+Cag（1+K1）〕
此处K1为放大倍数，于是有｜Y′in｜＜＜｜Y″in｜，可见接入中和网络后，栅极电路方面的性能也得到了很大的改善，具体表现为极间电容对激励电源的旁路作用被大大地削减了。
总结以上分析，可见只要ξ值足够大，或者说ω1足够小，则中和网络接入后，除了实现主题目标之外，只有改善放大器的性能而不会产生任何不良副作用。这一结论，也就是要求我们在选择L1值时，必须尽量地大，要与高频扼流圈处在同一数量级，才能奏效。
至于中和调节，可以有两种办法，办法之一是把两个Cn做成双连可变电容器，办法之二是Cn为固定电容而在网络的输入端与输出端之间跨接一个微调电容来进行调节，后一方法实质上是采用人为地加大板栅极间电容的办法来实现中和调节，当其原有数值不大时，此法是可行的，甚至更为便当些，但是必须严格限制Co不得超过某定值，否则会影响槽路效率。不论采用哪个办法，其中和调节手续都与现有技术完全无别，不会给使用者增添任何新的麻烦。
以上是以元件参数之测量以及单端放大器的中和为例，阐明本文网络的实际应用及其先进性，除此之外，举凡要求一个四端网络具有与交流电桥相同之功用而又必须采取不平衡型结构的场合，特别是在输入端与输出端之间跨接着一个给定阻抗的场合，都可以采用本文网络，借以如实地达到预期的目的。
为了说明本文网络的另一重要特性，我们根据式（7）算得当k＝0.724时的Y11（ω）、Y22（ω）曲线，示于图8，此图横坐标改用ξ，纵坐标则改用Y11/Yo及Y22/Yo。
已知当满足全截止条件时，Z11＝1/Y11，Z22＝1/Y22，而Z11、Y11和Z22、Y22即分别代表网络作正向及反向传输时的开路输入阻抗和短路输入导纳，当Zo及Zn为纯容抗时，从图8曲线看出，如果ξ值足够大，则Y11/Yo≈常数＜0，而Y22≈常数＞0，这一关系说明：当实现全截止时，Y11呈现为“负电容”，说具体些，假如这时把网络的输出端短路或开路，由输入端构成无源二端网络，那么，它就是一个几乎与频率无关的电容，其电容量为负值，这一重要特性，我们在式（16）中已经看到了。
当Zo及Zn为纯感抗时，由式（7）可得Y11/Yo＝常数＜0，Y22/Yo＝常数＜0，亦即当实现全截止时，Y11、Y22均呈现为“负电感”，说具体些，假如这时把网络的输出端短路或开路，由输入端构成无源二端网络，或者将这里所说的输入端和输出端关系对调，那么，它就是一个与频率完全无关的负值电感。
其实，我们的“不平衡型”四端网络，正是由于存在有“负电容”、“负电感”而实现了“全截止”的。“负电感”、“负电容”之获得，不但是电路理论中使人耳目一新的重要发现，而且为本文网络的应用，开辟更加广阔的用场，举个例子来说，利用它，可以制成幅频特性较平坦的移相网络，将较常见的尖锐幅率特性者更为完善而有用。
由于L1及k值都相当大，前者与高频扼流圈属同一数量级而后者约在0.6-0.8之间，这样大的数值，企图采用空心线圈来实现，几乎是不可能的，即使能够办到，也将是体积庞大而无甚优越性可言，所以必须采用由高频高μ铁氧体构成闭合磁路（包括开有小空隙）的互感线圈方为合理，在一般情形下，线圈绕组以采用分段蜂房绕组为宜，导线则应采用多股绝缘线，这样，整体尺寸以及一些影响截止条件的不利因素如分布电容、有功损耗等，都将大为减小。这里需要着重阐明的是：采用具有磁分路的日字形磁芯互感线圈，可以准确地控制耦合系数k，使其获得任何所需值，这是本发明中的关键性元件，这种线圈及其磁路本身，当然也应当列为新发明，这个磁路的结构示如图9，而图10则是说明其计算方法的原理图。注意其初、次级绕组分开缠绕在磁路的两侧边柱周围而不在中柱周围，又三对互感的磁路材料及尺寸应当相同。现在由图9及10可得
(φ12)/(φ11) = (φ21)/(φ22) = (Rm2)/(Rm1+Rm2) = 1/(1+Rm1/Rm2) ≈ 1/(1+(l1/S1)(S2/l2))
k =φ12φ11·φ21φ22≈11+l1l2·S2S1]]>
亦即
(S2)/(S1) = (l2)/(l1) ( 1/(k) -1)（17）
对于每边绕组来说，其磁路的等效磁阻为
Rm=Rm1+ (Rm1Rm2)/(Rm1+Rm2)
现在把这个Rm看作一个口字形或环形磁路的磁阻，其截面积仍为S1而平均长度设为l，则
Rm＝1/（μS1）
但 Rm1＝l1/（μS1）
∴ (Rm)/(Rm1) = (l)/(l1) =1+ 1/(1+Rm1/Rm2) =1+ 1/(1+(l1/l2)(S2/l1))
得
l =l1(1+11+l1l2·S2S1)]]>(18)
有了公式（18），则初、次级电感量即可按下列两式进行计算
此处w1、w2为初、次级匝数。有了公式（17）、（18）、（19），便可轻而易举地进行结构设计;但须注意，这些都是近似公式，这是因为，在磁路中柱两端，磁通发生畸形弯曲之故。
下面来说明各线圈参数的校准方法，显而易见，式（17）说明耦合系数k仅仅取决于磁路尺寸比例S2/l2及S1/l1而与初、次级线圈匝数完全无关;而式（19）则表明，当三个磁路尺寸相同时，各线圈自感量的相对比例则仅仅取决于各匝数比而与磁路尺寸完全无关。这两点规律为参数校准提供了很大的方便，它给我们表明，校准k值与校准各自感量之相对比例，完全可以分开进行，互不相关;它同时还显示了利用一个联合动作机构来实现k值统一微调的可行性，例如在磁路中柱的中央开一个小孔（或凹坑），其位置及形状务使磁路保持两侧对称，然后补入一个尺寸相同、材料相同的磁滑块，再由联动机构来控制，使三个磁路的滑块同步动作，当滑块在小孔内来回进出滑动时，由于比值S2/l2发生变化而引起k值变化，但各个自感量之相对比例则始终保持不变，k值校准后，可由一个附加的锁定装置固定之。此法可以巧妙地达到一次完成k值校准而不改变自感量相对比例的目的，颇称方便;不过如从结构简单性以及性能可靠性的角度看，笔者认为，这个磁路仍以采用固定尺寸、固定k值的结构形式，更为妥当。这就要求我们在试制过程中，对k值进行认真校准，且不惮烦地反复进行，才能最后实现。为此，我们可以在磁路中柱的外侧面上（图9正视图平面上），垂直于磁通方向刻横沟，沟槽愈深，则k值愈大，此法要求预先将中柱宽度稍稍做大些。假如我们的磁路试制工作，能够达到这样的地步，它已无需在中柱上刻任何横沟或进行其他加工而k值已准确地符合要求，那么，这时的尺寸数据，便是最优数据，各数据一经确定，便可作为定型设计和统一规格，进行批量生产。最后指出，图9只是磁路结构的一个示例，在实际制造中，为了尽量减小损耗，並与分段蜂房绕组紧密配合，我们也可以把磁路边柱或周边做成其他较合理的形状，例如做成圆形截面的，而中柱截面则大体上仍为矩形，这种结构形式，对于以铁氧体为材料的磁路来说，是容易实现的，这时，上列各计算公式仍然适用。
本发明在设计制造时，除已在上文提到过的内容外，还要考虑下列几个问题：
1、尽管闭合磁芯线圈本身具有磁屏蔽作用，但是为了消除各线圈间的寄生耦合电容，在各对互感之间以及整体网络与外界电路之间另加静电屏蔽是必要的，这时整体尺寸不会有明显的增加。
2、为了尽量减小每对互感线圈初、次级绕组间的寄生耦合电容，两绕组应当各占一个边柱而不应当把同一线圈分段交替缠绕在两个边柱上。
3、关于联动电容器的正确结构形式以及联接方法，应当是由动极屏蔽定极，前者距地近而后者距地远，並以前者接输入端而以后者接互感线圈。当Cn为固定电容时，也应以具有屏蔽作用之一极接输入端，其理由读者可自思得之。
4、各元件的成品检验，主要是检查各对互感线圈的初、次级自感量和互感量是否准确，以及两个电容器Cn的电容量是否准确地相等。必要时可用专用设备来进行。
5、由于铁氧体的导磁率与温度有关，所以采用恒温装置，在某种情形下是需要的，必要时，在试制过程中，也要模拟使用中的实际温度来进行检测。