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1、10申请公布号CN104104344A43申请公布日20141015CN104104344A21申请号201410330486522申请日20140711H03F3/217200601H03K7/0820060171申请人瑞智半导体（上海）有限公司地址200438上海市杨浦区殷行路903号2楼72发明人李鹏黄强吴斯奇74专利代理机构北京市盈科律师事务所11344代理人陈晨54发明名称一种D类音频放大器以及其脉宽调制方法57摘要一种D类音频放大器，包含一数字逻辑的脉宽调制PWM模块、一D类放大器功放管、一低通滤波器，其特征在于所述数字逻辑的脉宽调制PWM模块包含依次连接的一主动取数接口模块、一数。
2、字脉宽调制模块、一预警和监控模块以及一PWM信号生成模块；所述的主动取数接口模块用以主动获取PCM音频数据；所述数字脉宽调制模块包含依次序连接的一插值及滤波模块、一调制脉宽计算模块、一截除低位及噪声整形模块。51INTCL权利要求书1页说明书8页附图3页19中华人民共和国国家知识产权局12发明专利申请权利要求书1页说明书8页附图3页10申请公布号CN104104344ACN104104344A1/1页21一种D类音频放大器，包含一数字逻辑的脉宽调制PWM模块、一D类放大器功放管、一低通滤波器，其特征在于所述数字逻辑的脉宽调制PWM模块包含依次连接的一主动取数接口模块、一数字脉宽调制模块、一预警。
3、和监控模块以及一PWM信号生成模块；所述的主动取数接口模块用以主动获取PCM音频数据；所述数字脉宽调制模块包含依次序连接的一插值及滤波模块、一调制脉宽计算模块、一截除低位及噪声整形模块；其中所述的插值及滤波模块用以对所述的PCM音频数据以若干插值倍数L进行插值处理，并同时对插值处理后的音频数据进行低通滤波后输出至调制脉宽计算模块；所述的调制脉宽计算模块用以以锯齿波作为载波对插值滤波处理后的音频数据以伪采样法进行数字调制以得出脉冲宽度数据，并输出至截除低位及噪声整形模块；所述截除低位及噪声整形模块还包含一滤波器，所述截除低位及噪声整形模块用以裁剪经数字调制后得到的脉冲宽度数据的低位，并通过所述滤。
4、波器用以对低位截除后产生的噪声进行整形处理后输出至预警和监控模块；所述的预警和监控模块用以对长时间错误的高电平值进行应急处理、对所述功放管的死区时间进行控制、对脉冲宽度数据的最大最小值进行监控以及进行强制静默输出设置；PWM信号生成模块用以根据噪声整形处理后的脉冲宽度数据生成一脉宽信号。2根据权利要求1所述的D类音频放大器，其特征在于所述的插值及滤波模块为一多相位结构的线性低通纹波有限冲激响应滤波器，所述的插值倍数L为8。3根据权利要求2所述的D类音频放大器，其特征在于所述滤波器的通带频率FPASS为19KHZ，阻带频率FSTOP为23KHZ，最小通带衰减为APASS为0001DB，最小阻带衰。
5、减为ASTOP为100DB16位精度，采样频率为FS3528KHZ。4根据权利要求1所述的D类音频放大器，其特征在于所述的锯齿波为后锯齿波。5一种D类音频放大器的脉宽调制方法，其特征在于依据权利要求1所述的D类音频放大器实现脉宽调制，具体为步骤一主动获取PCM音频数据；步骤二对所述的PCM音频数据以若干插值倍数L进行插值处理，并同时对插值处理后的音频数据进行低通滤波；步骤三以锯齿波作为载波对插值滤波处理后的音频数据以伪采样法进行数字调制以得出脉冲宽度数据；步骤四对所述的脉冲宽度数据进行噪声整形处理，裁剪经步骤三数字调制后得到的脉冲宽度数据的低位，并通过一滤波器用以对低位截除后产生的噪声进行整形。
6、；步骤五对经过步骤四处理的脉冲宽度数据进行经过所述的PWM信号生成模块生成一脉宽信号。6根据权利要求5所述的脉宽调制方法，其特征在于所述的插值倍数为8。7根据权利要求6所述的脉宽调制方法，其特征在于步骤二所述的低通滤波参数为通带频率FPASS为19KHZ，阻带频率FSTOP为23KHZ，最小通带衰减为APASS为0001DB，最小阻带衰减为ASTOP为100DB16位精度，采样频率为FS3528KHZ。8根据权利要求5所述的脉宽调制方法，其特征在于所述的锯齿波为后锯齿波。权利要求书CN104104344A1/8页3一种D类音频放大器以及其脉宽调制方法技术领域0001本发明属于D类音频放大器的领。
7、域，尤其涉及一种应用于D类音频放大器的数字逻辑脉宽调制PWM模块及其脉宽调制方法。背景技术0002D类音频放大器自1958年被提出以来，由于其相比于A、B、AB类放大器等所具有的天然高效率，以及近期手持式设备的逐步普及，D类放大器自然而然得到了更加广泛的使用和关注。且随着半导体工艺和技术的进步，其一些原本的问题也得到了更好的解决。0003D类音频放大器的基本原理，是把音频信号与一三角波TRIANGLE或者锯齿波SAWTOOTH信号比较，从而调制为一串脉宽信号，以此脉宽调制信号，开关两个互补的CMOS功放管的栅极，以输出信号供给扬声器，并在其中加入低通滤波器以滤去其中的高频谐波。0004所有的D。
8、类放大器调制技术都将音频信号的相关信息编码到一串脉冲内。通常，脉冲宽度与音频信号的幅度相联系，脉冲频谱包括有用的音频信号脉冲和无用的但无法避免的高频成分。所谓脉宽调制技术PULSEWIDTHMODULATION也就是把模拟音频信号的幅度调制成一系列矩形脉冲的宽度。大多数D类放大器的开关频率FSW，三角波通常在250KHZ至15MHZ之间，以减小对于输出滤波的要求。当这个信号通过放大电路放大之后，将其中的高频分量滤除，就可以得到需要的音频信号。由于这种情况下，晶体管工作在开关状态，而在开关状态，晶体管的效率是很高的，且在完全导通的状态晶体管上的电流很大而压降很小，截止的时候，流过晶体管的电流很小。
9、，于是功率管本身消耗的功率很小，理想为0，因而这也就是D类放大器可以获得高效率的原因。与A、B、AB类放大器相比，A类放大器失真最小，静点工作电流最大，效率最低；B类放大器失真较大，静点工作电流最小，效率较高；AB类放大器失真中等，静点工作电流中等，效率中等；D类放大器不是工作点的不同，而是工作原理完全不同的新型放大器，也有人称之为数字放大器。0005虽然如此，许多情况下，D类放大器主要构成部分还是一个纯模拟电路。主要的困难在于数字音频数据，通常最高在441或者48KHZ，直接处理这些数据，无法得到和相应的三角波或者锯齿波载波信号的准确关系，即对应于模拟实现中的信号与锯齿波在比较器的比较中得到。
10、的调制的脉宽长度。此外，D类放大器的失真主要是以下因素引起的0006采样时的脉宽误差和量化误差；0007驱动管的死区和延时；0008功放管的导通时间和体二极管恢复；0009输出滤波电感和电容的非线性；0010通常，D类放大器的输出功率越大，其失真也越大。在数字逻辑的设计部分，可以对前两个失真的问题做一定的控制和处理。关于“死区”，是由于功放级晶体管的不一致，例如假如上下两个晶体管不能同时一个导通一个截止，而是两个同时处于导通状态。那就很容易造成电源的短路。为了避免发生这种情况，通常采用导通的死区时间设定。也就是在说明书CN104104344A2/8页4导通脉冲来到时晶体管并不马上导通，而是有一。
11、定的延时，然后才导通。这段延时时间，称为死区。采用死区以后，虽然可以避免上下两个管子同时导通，但是也会造成信号的失真。0011本发明的提出即是为了克服上述现有技术中D类音频放大器存在的技术问题，使得D类音频放大器具备脉宽和量化误差小等特点，本发明的核心技术效果是获得媲美于模拟实现中的自然采样的效果，并充分利用数字电路的优势干预和控制音频播放的过程，获得更佳的效果。发明内容0012本发明首先揭示了一种D类音频放大器，包含一数字逻辑的脉宽调制PWM模块、一D类放大器功放管、一低通滤波器，其特征在于所述数字逻辑的脉宽调制PWM模块包含依次连接的一主动取数接口模块、一数字脉宽调制模块、一预警和监控模块。
12、以及一PWM信号生成模块；所述的主动取数接口模块用以主动获取PCM音频数据；所述数字脉宽调制模块包含依次序连接的一插值及滤波模块、一调制脉宽计算模块、一截除低位及噪声整形模块；其中0013所述的插值及滤波模块用以对所述的PCM音频数据以若干插值倍数L进行插值处理，并同时对插值处理后的音频数据进行低通滤波后输出至调制脉宽计算模块；前述对PCM音频数据进行插值处理也称为过采样插值，其目的是适应开关频率的要求，较大的开关频率使得调制后的高次谐波分量更便于通过低通滤波器滤除，较好地还原信号，提高信号质量；0014所述的调制脉宽计算模块用以以锯齿波作为载波对插值滤波处理后的音频数据并通过伪采样法进行数字。
13、调制以得出脉冲宽度数据，并输出至截除低位及噪声整形模块；所谓伪采样法即为通过多项式插值逼近真实数据曲线，再通过牛顿迭代计算“自然采样点”，从而求得足够逼近真实值的脉宽长度；0015所述截除低位及噪声整形模块还包含一滤波器，所述截除低位及噪声整形模块用以裁剪经数字调制后得到的脉冲宽度数据的低位，并通过所述滤波器用以对低位截除后产生的噪声进行整形处理后输出至预警和监控模块，截除低位后噪声整形的滤波器的系数表也用RAM存储器来实现，以方便灵活地通过软件进行调整，其阶数和系数根据音频信号的最大频率与开关频率的关系以及对于噪声抑制的需求来确定，需要说明的是，截除低位的原因是实际电路的工作频率无法定时所需。
14、的频率响应精度的脉宽比如16BIT或者24BIT的脉宽值，需要依靠此种方法消除截位后的噪声问题；0016所述的预警和监控模块用以对长时间错误的高电平值进行应急处理、对所述功放管的死区时间进行控制、对脉冲宽度数据的最大最小值进行监控以及进行强制静默输出设置，预警和监控模块根据一定的条件判断静默输出是一个重要的控制方式，比如在监控到音频数据在设定的时间连续超过一个设定的阈值，或者在切换工作模式时强制静默输出，等等，都是有效地减小终端输出有害噪声的有力手段，此外，通过该模块还可以统计音频数据的最大最小值，控制全桥输出时的死区时间长短，强制方波输出等等，对于最终的输出都是一些有力的监测手段；0017P。
15、WM信号生成模块用以根据噪声整形处理后的脉冲宽度数据生成一脉宽信号，该PWM信号生成模块即可如一般模拟实现方案中的调制比较器的输出的脉宽信号一样接至后说明书CN104104344A3/8页5续的MOSFET功放管电路上，构成一般的D类的音频放大器，接至全桥或者半桥功率对管上皆可。0018进一步地，根据上述的D类音频放大器，前述的插值及滤波模块为一多相位结构的线性低通纹波有限冲激响应滤波器，插值倍数L为8，其系数表以RAM存储器保存，方便更加灵活地调整效果。而该滤波器的窗口长度TAP可根据通带、止带及对应的满足应用需求的纹波抑制率等参数来确定。0019进一步地，所述滤波器的通带频率FPASS为1。
16、9KHZ，阻带频率FSTOP为23KHZ，最小通带衰减为APASS为0001DB，最小阻带衰减为ASTOP为100DB16位精度，采样频率为FS3528KHZ。0020进一步地，所述的锯齿波可采用后锯齿波。0021本发明所揭示的D类音频放大器通过三个不可缺少、互相关联的数学处理模块插值、脉宽长度计算和截除低位后噪声整形，求得调制后的数字脉宽信号，并降低失真，较大幅度地抑制噪声。过采样插值的目的是适应开关频率的要求，较大的开关频率使得调制后的高次谐波分量更便于通过低通滤波器滤除，较好地还原信号，提高信号质量；通过多项式插值逼近真实数据曲线，再通过牛顿迭代计算“自然采样点”，从而求得足够逼近真实值。
17、的脉宽长度；最后再以噪声整形逻辑对脉宽长度值进行截位滤波，从而在可实现的频率范围内定时输出数字脉宽长度，三个环节密切关联在一起，在数学理论分析的基础上，使得高次谐波抑制在足够低的水平，而音频信号得到优良的恢复。0022此外，本发明还揭示了一种D类音频放大器的脉宽调制方法，依据上述揭示D类音频放大器来实现脉宽调制，具体为0023步骤一主动获取PCM音频数据；0024步骤二对所述的PCM音频数据以若干插值倍数L进行插值处理，并同时对插值处理后的音频数据进行低通滤波；0025步骤三以锯齿波作为载波对插值滤波处理后的音频数据以伪自然采样法进行数字调制以得出脉冲宽度数据；0026步骤四对所述的脉冲宽度数。
18、据进行噪声整形处理，裁剪经步骤三数字调制后得到的脉冲宽度数据的低位，并通过一滤波器用以对低位截除后产生的噪声进行整形；0027步骤五对经过步骤四处理的脉冲宽度数据进行经过所述的PWM信号生成模块生成一脉宽信号。0028进一步地，可取所述插值倍数为8。0029进一步地，步骤二中所述的低通滤波参数为通带频率FPASS为19KHZ，阻带频率FSTOP为23KHZ，最小通带衰减为APASS为0001DB，最小阻带衰减为ASTOP为100DB16位精度，采样频率为FS3528KHZ。0030进一步地，所述的锯齿波为后锯齿波。附图说明0031图1是采用数字逻辑的脉宽调制的D类音频放大器的结构0032图2是。
19、数字逻辑的脉宽调制设计的基本结构框图0033图3是插值及滤波模块的基本结构框图说明书CN104104344A4/8页60034图4是脉宽计算模块的基本结构框图0035图5是噪声整形逻辑的基本结构框图0036图6是数字线性低通纹波有限冲激响应滤波器的归一化幅度响应指标0037图7是自然采样和均匀采样的对比0038图8是截位和噪声整形的功能图具体实施方式0039本发明的一个实施例为0040如图1所示的D类音频放大器，数字逻辑的脉宽调制PWM模块在音频放大器中所处的位置，即从数字信号源或存储区获取PCM音频数字数据，并处理获得到脉宽调制信号输出给功放管电路，以驱动音频播放。0041图2说明了数字逻辑。
20、的脉宽调制PWM模块的结构，包括一取数接口、一插值及滤波模块、一调制脉宽计算模块、一截除低位及噪声整形模块、一预警及监控模块和一PWM信号生成模块。0042取数接口可为AMBA芯片架构标准中的APB从接口，可通过CPU或者DMA主模块向该从接口传输音频数据，该数据接口内部存在由FIFO构成的缓冲器，以利于后续模块控制音频数据的采样率。0043插值及滤波模块接于取数接口之后，进行第一阶段的8倍8X插值处理，即将把信号的样点值，通过插值扩充为8倍数量，插值处理的同时，进行插值数据的滤波，以降低音频信号的失真，抑制高次谐波分量的影响；0044接于插值及滤波模块后面的是调制脉宽计算模块，将根据8X插值。
21、的结果进行锯齿波的调制，采用伪自然采样法调制的过程将根据一定数量的样点对信号曲线的函数进行逼近，再根据结果求取信号曲线与锯齿波载波的交叉点，得到满足精度要求的脉宽长度的数字表示；0045由于8X插值采样之后，调制采样率FS变成了8倍的音频采样率，按音频采样率最大为441KHZ，则FS3528KHZ，由于每个调制采样率的单位周期内，都将相应地调制一个脉冲，再加之脉宽长度的表示值要达到一定的精度，依本例要达到16位的精度的话，则需要的定时计数的时钟的频率将高达23GHZ，对于实际的电路，这个需求是不可能达到的，因而在前述脉宽计算模块得到脉宽长度表示值后，需要对该长度做截取低位的操作，并须对该截取的。
22、低位做滤波处理，并反馈至输入以补偿截除低位造成的影响，这就是所谓的“噪声整形”。0046采用如上所述的三个步骤之后，将求得满足16位精度的数字表示的脉宽长度，最终结果由8位数据表示。0047预警与监控模块处理的数据即为上述脉宽调制的数字逻辑输出的8位数据，由于脉宽调制的信号将转换为一个个的脉冲驱动功放管，消耗实在的功率，如果数据发生了错误，不仅是可能对音频播放造成问题，还有可能因长时期过高的功率输出损坏功放电路。因而可以在寄存器设定中设置“最大脉宽阈值”、“最大脉宽阈值越界连续次数”，或者设定一个“时间窗口”来计量在如此长度的时间窗口的“高电平输出占空比”，来监测危险的高电平、高功率输出。此外。
23、，还有只读寄存器“最大有效输出脉宽”、“最小有效输出脉宽”及“平说明书CN104104344A5/8页7均有效输出脉宽”，可以观察输出的调制脉宽的区间。并提供清除功能，方便软件选取需要的时间段进行该项统计。提供“强制脉宽输出值”设置，以方便测试及静默控制，以及配合模式切换。当驱动全桥功放管电路时，还需要“死区时间设定”，死区时间当然是越小造成的失真越小，但是要在功放晶体管允许的范围方可，因而增加该设定，提高了电路的灵活性。0048最后，调制脉宽长度值被送至PWM信号生成模块，由该模块转换为最终的PWM信号。必须一提的是，该模块的计数定时时钟的频率应为3528KHZX256相应于8位表示903M。
24、HZ。0049接下来主要说明数字脉宽调制的三个环节的实现0050一插值及滤波0051下面来说明插值及滤波模块中的数字线性低通纹波有限冲激响应滤波器LOWPASSEQUIRIPPLEFIR是如何设计的。如图6所示，图中列出了确定该滤波器所必需的一些参数。根据实际需求，确定一组参数如下0052通带频率FPASS19KHZ；0053阻带频率FSTOP23KHZ；0054最小通带衰减为APASS0001DB；0055最小阻带衰减为ASTOP100DB16位精度；0056采样频率为FS3528KHZ。0057那么，估计滤波器传输函数的阶数可根据下列公式来估算，一是凯泽KAISER公式00580059式1。
25、0060其二是HERMANNRABINERCHAN公式00610062式20063其中，0064DP,SA1LOG10P2A2LOG10PA3LOG10S0065A4LOG10P2A5LOG10PA60066式30067且，0068FP,SB1B2LOG10PLOG10S式40069式3、4中的参数值如下，0070A10005309,A2007114,A304761,0071A4000266,A505941,A604278,0072B11101217,B20512440073归一化角边界频率为，说明书CN104104344A6/8页80074式50075式60076通带内纹波容限，0077AP。
26、ASS20LOG1012P0078式70079ASTOP20LOG10S式80080按照HERMANNRABINERCHAN公式求得N4803；按照凯泽公式求得N4797，取为481阶。0081为了降低计算的复杂度，还需要采用多相位结构POLYPHASE的FIR滤波器。其输入输出的关系可以由下式表示0082式90083其中，滤波器系数按如下规律循环，0084GMNHNLML式100085由于已经选定为8X的插值滤波，所以L8。在此种情况下，原先的低通线性纹波FIR划分为8段相位的小滤波器组合而成，它的输入为最大441KHZ的音频数据，而输出被转换为8X的3528KHZ的上采样音频数据。0086。
27、稍微调整参数最小阻带衰减为ASTOP1022DB，可以得到其阶数为488，这样每个相位的小滤波器的阶数仅需要488/861阶。0087由于音频上采样率为3528KHZ，远低于一般数字电路的MHZ级的常见工作频率，因而对于每个小滤波器的每个上采样点的计算可以完全分时计算，通过乘加累积的结构来实现该滤波器的离散卷积计算，如图3所示。处理该计算的逻辑，计算频率须高于3528KHZX61215208MHZ，具体实现视控制节拍及数据延迟缓存情况，再作适当地增加即可满足需要。0088二以锯齿波载波进行调制的调制脉宽的计算0089关于自然采样脉宽调制NATURALPWM，其对应的说法是均匀采样脉宽调制UNI。
28、FORMPWM，其对比如图7所示。0090其中，均匀采样显然是不可能符合实际信号曲线的，据相关分析，均匀采样在信号的基带频谱中即引入了谐波分量，造成相应的音频信号失真。0091然后，据相关分析，对比三角波、前沿锯齿波LEADINGEDGE和后沿锯齿波TRAILINGEDGE载波，三角波载波虽然在分析中，对边带的谐波分量有显著的抑制作用，但由于经过前述的模块的滤波器，边带的谐波分量已被降低到需求的范围以内，并且三角波有两个斜边，因而每个上采样周期，都需要计算两个交叉点，因而实现起来会比较复杂，所以数字脉宽调制中并不使用三角波载波。前沿和后沿相比，其傅里叶分析虽然差不多，但由于后沿锯齿波更为普遍，。
29、所以采用后沿锯齿波载波。说明书CN104104344A7/8页90092所谓伪自然采样法，就是通过数学方法根据信号样点值找到逼近信号曲线的函数，因据以求得信号曲线与锯齿波的交叉点位置的方法。此处所指的，就是多项式逼近的拟合方法。0093采样N1个样点的N阶多项式表达式为，0094PXIYIA0A1XA2X2ANXN,I0,1,2,N0095式110096样点满足条件X0X1X2XN。0097代入各样点值得到，00980099式120100其中，010101020103即为所谓的范德蒙特矩阵，按照下式求出多项式的系数，即可确定多项式函数。0104式130105本实例采用8阶多项式，N8。0106。
30、不妨令锯齿波及PX的幅度范围在1,1之间，则锯齿波的解析函数为，01070108式140109其中T为一个上采样周期3528KHZ，N为当前的采样周期。构造函数如下，01100111式150112根据牛顿拉夫逊迭代求该函数的根，即为信号曲线与锯齿波的交叉点，01130114式160115迭代起点为采样周期的中心点，迭代次数采用3次。0116三、截位及噪声整形0117由前述脉宽调制计算得到的脉宽长度数据为16位，按照前述模块说明中的初步分析，最终须得到8位的脉宽长度。0118如图8所示，滤波器HZ的把截除的低位经处理反馈补偿至输入端，从而达到噪声整形的目的。0119滤波函数如下，0120HZA1。
31、Z1A2Z2A3Z3A4Z4A5Z5式17说明书CN104104344A8/8页100121其中，0122A15,A210,A310,A45,A510123关于整个数字逻辑的脉宽调制PWM模块的技术细节大致如此，其核心技术效果是获得媲美于模拟实现中的自然采样的效果，并充分利用数字电路的优势干预和控制音频播放的过程，获得更佳的效果。因而虽然实例介绍了这些数学方式去达成效果，但显然一个具体的实现不拘泥于这些方式和参数，若能达成更好的效果，任何修改都是可能而值得一试的，这样的修改将也不超出本发明的保护范围。说明书CN104104344A101/3页11图1图2图3说明书附图CN104104344A112/3页12图4图5图6说明书附图CN104104344A123/3页13图7图8说明书附图CN104104344A13。