一种具有欠压锁定和过温保护模块的白光LED驱动系统.pdf

本发明是关于一种基于电荷泵的白光LED驱动系统，在普通的白光LED驱动电路的基础上，采用1X/1.5X自适应电荷泵，可根据输入电压的变化自动变换工作模式，大大提高了电源转化效率；在整个电源供电范围(2.7V-5.5V)内，可实现1X/1.5X两种工作模式的自动切换，保证较高的转换效率；具有软启动功能可以有效防止芯片启动时输入到输出端的浪涌电流。尤其是具有保护模块，包括欠压锁定模块和过温保护模块，用于判断当电源电压过低或过高时，关断除基准和电流偏置电路外的其他电路，有效保护电路芯片稳定安全地工作。整个驱动系统具有驱动能力强、亮度调节方便、宽供电范围、电源转换效率高、温度性能稳定、外围电路简单等特点。

权利要求书
1.  一种基于电荷泵的白光LED驱动系统，该驱动系统包括电荷泵升压模块、误差放大器模块、软启动模块、逻辑控制模块、最大电流设定模块、电流调节器模块、使能控制模块、LED负极最小电压选择模块、振荡器模块以及基准偏置模块，其特征在于：该LED驱动系统还包括一个保护模块，用以保证芯片稳定安全地工作。

2.  如权利要求1所述的白光LED驱动系统，其特征还在于：该保护模块包括欠压锁定模块和过温保护模块，用于判断当电源电压过低或过高时，关断除基准和电流偏置电路外的其他电路，有效保护电路。

3.  如权利要求2所述的白光LED驱动系统，其特征还在于：该LED驱动系统还包括一个电源选择模块，用于选择出芯片的输入电压和输出电压中最大者，作为电荷泵中功率开关管控制信号的最高电平，以有效驱动电荷泵功率开关，同时输出使能信号，用于控制功率管的驱动模块。

4.  如权利要求3所述的白光LED驱动系统，其特征还在于：该LED驱动系统还包括一个模式选择模块，用于将最小电压选择模块的输出与参考门限电压比较，根据不同情况输出模式选择信号。

5.  如权利要求4所述的白光LED驱动系统，其特征还在于：该LED驱动系统还包括一个模式转换使能模块，用于提供一个低倍转换使能信号，和模式选择信号共同控制电荷泵从1.5X转换到1X模式。

说明书一种具有欠压锁定和过温保护模块的白光LED驱动系统
技术领域
本发明涉及一种白光LED驱动电路，具体涉及一种基于电荷泵的具有欠压锁定和过温保护模块的白光LED驱动电路。
背景技术
目前，白光LED以其光源质量优秀、功耗低、应用简单等特性，在手机、MP3、PDA、DC、个人笔记本等便携式设备的LCD背光中得到广泛的应用；并且也在汽车车灯、家庭照明等领域占据了一席之地。白光LED巨大的市场潜力，极大的带动了LED驱动器的向低功耗、高集成化、可编程化的方向发展。目前，国内电源管理芯片研发处于快速的发展阶段，已经取得了不菲的成绩。所以开发高质量的白光LED驱动器也就成为大家研究的重点。
电荷泵就是利用电容对电荷的积累效应把电荷从输入端转移到输出端，实现升压功能，同时为负载提供所需的电流，其拓扑结构决定变压倍数和转换效率，而自适应电荷泵就是在不同变压倍数之间自动变换。它具有结构简单、低EMI、易于集成等特点，现在已经广泛的应用于白光LED照明、存储器、电平转换器等各个领域。
针对白光LED在手机、PDA等便携式设备LCD背光中的应用，本申请发明了一种基于电荷泵的白光LED驱动芯片，且具有体积小、EMI低、转化效率高且成本低等特点。同时可驱动4个主显示屏白光LED和2个副显示屏白光LED，尤其是，本申请还设计了保护电路保证电路的正常工作。
发明的内容
为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：
本发明申请涉及的一种基于电荷泵的白光LED驱动系统，该系统包括：电荷泵升压模块、误差放大器模块、逻辑控制模块、最大电流设定模块、电流调节器模块、使能控制模块、LED负极最小电压选择模块、振荡器模块以及基准偏置模块这些基本功能模块。
其中，电荷泵升压模块为普通的1X/1.5X电荷泵，随着电源电压的变化，自动工作在1X或1.5X模式下，使输出电压大于白光LED正常导通电压VF，足以驱动白光LED。电源电压较低时，工作在1.5X模式下，实现升压功能；电源电压较高时，工作在1X模式下；
本申请涉及的如上所述的驱动电路还包括一个软启动模块，该软启动模块用于在芯片启动时，防止由于输入端和输出端大的压差而产生的浪涌电流；
本申请涉及的如上所述的驱动电路还包括一个保护模块，用以保证芯片稳定安全地工作。
如上所述的白光LED驱动系统，其特征还在于：该保护模块包括欠压锁定模块和过温保护模块，用于判断当电源电压过低或过高时，关断除基准和电流偏置电路外的其他电路，有效保护电路。
如上所述的白光LED驱动系统，其特征还在于：该LED驱动系统还包括一个电源选择模块，该电源选择模块用于选择出芯片的输入电压和输出电压中最大者，作为电荷泵中功率开关管控制信号的最高电平，以有效驱动电荷泵功率开关，同时输出使能信号，用于控制功率管的驱动模块。
如上所述的白光LED驱动系统，其特征还在于：该LED驱动系统还包括一个模式选择模块，用于将最小电压选择模块的输出与参考门限电压比较，根据不同情况输出模式选择信号。
如上所述的白光LED驱动系统，其特征还在于：该LED驱动系统还包括一个模式转换使能模块，用于提供一个低倍转换使能信号，和模式选择信号共同控制电荷泵从1.5X转换到1X模式。
附图说明
图1、系统功能模块框架图
图2、基于电荷泵的白光LED驱动电路图
图3、基于电荷泵的白光LED驱动电路中误差放大器等效原理图
图4、误差放大器电路示意图1
图5、误差放大器电路示意图2
图6、软启动电路的等效构架图
图7、软启动电路示意图
图8、电源选择模块原理图
图9、电源选择模块中的共栅比较器电路图
图10、模式选择模块工作原理图
图11、使能模块工作原理图
图12、使能模块工作等效电路图
图13、欠压锁定保护工作原理图
图14、欠压锁定保护等效电路图
图15、过温保护工作原理图
附图标记
具体实施方式
图1为本申请所涉及的白光LED驱动系统的整体结构图。
图1所示的1X/1.5X CHARGE-PUMP为1X/1.5X电荷泵，随着电源电压的变化，自动工作在1X或1.5X模式下，使输出电压大于白光LED正常导通电压VF，足以驱动白光LED。电源电压较低时，工作在1.5X模式下，实现升压功能；电源电压较高时，工作在1X模式下。图1所示的SOFT-START为软启动模块：芯片启动时，防止由于输入端和输出端大的压差而产生的浪涌电流；过载（输出短路）情况下，软启动模块每2.1ms工作一次。图1所示的EA为误差放大器：用于放大6个LED负极端的最小电压和0.18V的基准电压差值，通过脉冲幅度调制(PAM)的负反馈，使1.5X电荷泵的输出电压稳定。图1所示的LOGIC-CONTROL为逻辑控制模块：用于控制各个模块协调的工作。图1所示的PROTECTION为保护模块：包含过温、过压、欠压锁定、短路四个保护电路，保证芯片稳定安全地工作。图1所示的CURRENT-SET为最大电流设定模块。误差放大器把设置电阻Rset的电压钳位为VREF2，同时通过电流镜设定A点的电平；Rset的大小确定LED的最大电流。图1所示的LDO C-REGULATOR为LDO电流调节器部分，分别调节每一个LED的电流，实现恒流驱动，保证较高的电流匹配度，以获得均匀的亮度；主副屏控制信号控制其可实现LED11阶亮度变化。所示的ENM/ENS CONTROL为ENM、ENS控制模块：处理外部ENM、ENS脉冲控制信号，控制主副屏开关和亮度调节。所示的SEL-MIN为LED负极最小电压选择模块：用于检测6个LED负极端的电压，选出最小值，反馈给误差放大器。所示的OSC为振荡器：用于为系统提供1MHz的固定频率。所示的REF&IBIAS为基准偏置模块：用于为系统各模块提供不受温度和电源电压变化影响的基准电压和偏置电流，保证系统工作正常。
本申请所涉及的白光LED驱动系统的具体工作原理如图2所示：
系统上电(接通电源)后，首先检测ENM、ENS控制端的信号电平。如果ENM和ENS均为低电平，则芯片仍处于关断模式。如果ENM/ENS有一个或全部为高电平，芯片开始启动：首先基准模块建立，接着电流偏置模块开始工作，为系统的其他子模块提供稳定的工作电流。随后欠压保护电路、过温保护电路开始检测系统正常的工作条件是否满足，若电源电压是高于2.45V、芯片温度低于160℃，则输出使能信号EN_UVLO、EN_OTP为高电平有效，振荡器、软启动等各子模块相继开始正常工作；否则，各子模块仍关断。接着，软启动开始工作，为了防止由于IN端和OUT端之间较大的压差而形成的浪涌电流，软启动模块通过数模转换的斜坡电流源逐渐对输出电容充电，直到OUT接近IN。此过程维持约2ms，在此期间电荷泵不工作。
启动结束后，芯片就要判断工作在1X还是1.5X工作模式下。当电源电压较高时，即SEL-MIN选出6个LED负极端的最小电压VSEL-MIN大于0.1V,输出模式控制信号MODE_SEL为高电平,芯片将工作在1X模式下；否则，VSEL-MIN小于0.1V，MODE_SEL为低电平,芯片将工作在1.5X模式下。若芯片工作在1X模式下，随着电池的使用，电源电压下降，当VSEL-MIN下降到阈值电压0.1V以下，芯片(也就是电荷泵)跳转到1.5X模式下工作，同时VSEL-MIN通过误差放大器EA负反馈控制电荷泵，稳定输出电压VOUT。若芯片工作在1.5X模式下，随着 对电池充电，电源电压VIN上升；当电池电压高于VOUT约50mV且VSEL-MIN升高到0.1V以上时，芯片又跳转到1X模式下工作。
通过ENM或ENS低电平脉冲可实现LED亮度11阶变化，每个脉冲减小LED电流的10%，第10个脉冲使LED电流减小到5%；ENM或ENS保持低电平超过2ms，主屏或副屏的LED关断；ENM和ENS同时保持低电平超过2ms，整个芯片关断。LED的最大亮度由外部电阻Rset来设定，典型值为20mA。
尤其地，本申请还设计了保护电路保证电路的正常工作。当电源电压低于2.45V或芯片温度超过160℃，芯片将处于低静态电流的关断模式；当任一LED损坏而使电路开路，过压保护模块通过开/关电荷泵使输出电压被限制在大约5V；当有过载（输出端短路或VOUT<1.25V）的情况发生，软启动将会每2ms启动一次。
误差放大器模块工作原理和电路示意图说明。
其中，误差放大器模块的工作原理如图3所示。主要由放大器和脉冲采样电路组成。放大器的正端接0.18V的基准电压VREF1，负端接SEL-MIN模块的输出电压VSEL-MIN，即6个LED负极电平中的最小电压值，这样放大器和电荷泵就组成负反馈系统，把VSEL-MIN钳位在0.18V左右，有效保证输出电压的稳定性。脉冲采样电路非常简单，由一个起开关作用的MOS管组成，栅极加脉冲振荡脉冲信号，就可以实现对放大器输出电压的采样，从而形成了PAM信号。
图4所示为误差放大器的电路图1。误差放大器EA由EA1、EA2两部分组成，其中EA1为增益级，EA2为输出级和脉冲采样电路。EN_OTP来自过温保护电路，为误差放大器的使能信号，高电平有效；VREF0、VREF1来自带隙基准模块，提供1.25V和0.18V的基准电压；VSEL-MIN来自SEL-MIN模块，为6个LED负极端电压的最小电平，负反馈控制输出电压的稳定性；ICR1来自电流调节模块，为误差放大器提供部分尾电流；END_SS来自逻辑控制模块，为软启动结束的标识信号，低电平有效；ISOFT来自软启动模块，为软启动阶段的斜坡电流信号，控制误差放大器在软启动阶段的输出；P_S3来自逻辑控制模块，为S3的脉冲控制信号。两个反相器及开关管MG150、MG151、MG160、MG162、MG163组成辅助控制电路，由信号EN_OTP控制EA1正常工作与否。当EN_OTP为低电平，EA1关断；当EN_OTP为高电平时，电路正常工作。其中QG27、RG2、MG124支路和QG26、RG1、QG23、RG24支路分别为放大器EA1和EA2提供偏置电流和尾电流：
IBIAS1=VLB46-VT,Q27RG2---(4-1)]]>
IBIAS2=VLB46-VT,Q26RG1---(4-2)]]>
QG34、QG24、RG17和QG33、QG25、RG18组成了两个源极跟随器，为误差放大器的输入级，以提升输入信号的电平到放大器的共模输入范围内；QG32、QG22、RG15及MG165、MG166、MG167组成电流镜，用来消除源极跟随器QG33和QG34的基极电流；QG28、QG29为第一级放大器的输入差分对，镜像连接的QG30、QG31是差分放大器的负载，RX1、RX2主要是为增大放大器的输出电阻，以提高增益；MG126和ICR1提供尾电流；二极管连接的QG37、QG38反偏，以补偿温度对差动对集电极电流的影响；ICR1是来自电流调节模块的恒定电流，随LED亮度 的不同而同步调节，为误差放大器提供部分尾电流，进而改善不同亮度下误差放大器的性能参数。第一级放大器的输出增益为：
AVD1＝gm,QG29*ro1
其中，为QG29的跨导，ro1为差分放大器的输出电阻。
QG35、QG36及MG134、135组成的共射放大器为第二级放大器，进一步提高误差放大器的增益，其增益为：
AV2＝gm,QG35*ro2
其中，gm,QG35=IC,Q354UT]]>为QG35的跨导，ro2=1gm,MG134||rds,MG134]]>为共射放大器的负载电阻。
如图5所示，由END_SS控制的MG164、MG91及反相器组成软启动阶段的控制电路。当芯片处于软启动阶段时，END_SS为高电平，WG110被置为高电平，此时斜坡电流ISOFT通过MG88、MG89、MA2组成的PMOS共源放大器控制误差放大器的输出信号；软启动结束后，END_SS被置为低电平，MG88、MG89、MA2组成的PMOS共源放大器停止工作，而MG130、MG131、MA2组成的共源放大器为误差放大器的第三级，其增益为：
AV3＝gm,MG130*ro3
其中，gm,MG130为MG130的跨导，为PMOS共源放大器的负载电阻。
QG5、MG93和Q15、MG115分别组成源极跟随器，为误差放大器的输出级，调节增益级输出电平，MG113和MG108提供偏置电压；QG2、QG12组成推挽输出级，为功率开关管MNS3提供足够的驱动信号。MG58、MG59等开关管及下面的逻辑电路组成控制电路及脉冲信号控制电路；MG55通过栅极的脉冲信号，对误差放大器的输出采样，形成PAM信号。
软启动模块工作原理和电路示意图说明。
为了防止芯片启动时输入到输出端的浪涌电流，该芯片包含了一个软启动电路。当芯片上电后，软启动通过斜坡电流源（没有电荷泵的作用）向输出电容充电，直到输出电压接近输入电压，此时，芯片就要判断工作在1X模式还是1.5X模式下。若在1X模式的情况下，软启动将终止，芯片开始正常工作；否则，软启动一直工作到LED1—LED6中的最低电平达到预设值(0.1V)。若有过载或输出对地短路的情况发生，软启动将会每2ms重复一次。
图6为软启动电路的等效架构图，It为一随时间变化的电流源—斜坡电流源，VCG为功率开关管栅极的控制电压。斜坡电流源It通过M1、M2组成的电流镜将其复制给M2、M3组成的支路，则流过M2、M3的电流为：
IM3=IM2=β2β1*IM1=β2β1*It---(4-6)]]>
而M3漏电流的表达式如下：
IM3＝β3*(VDD-VCG-|VTHP,M3|)2     (4-7)
将式(4-7)代入式(4-6)可得到：
VCG=VDD-|VTHP,M3|-β2β1*β3*It---(4-8)]]>
由式(4-8)可以看到，斜坡上升的电流源控制VCG以斜坡形式下降，进而逐渐使功率开关管S1、S5打开，从而限制了芯片输入到输出端的电流。
如图7所示，斜坡电流源实质就是一个电流模式的DAC，由分频器(二分频接法的D触发器)D1-D12组成的计数器(圈C1)和电流镜组成的PMOS电流源阵列(圈C2)。其中，EN_SC、EN_2FD、EN_RP均来自逻辑控制模块，分别为VS1和VS5输出使能信号(高电平有效)、计数器中2分频使能信号(高电平有效)、PMOS电流源阵列的使能信号(低电平有效)；F_RP为斜坡电流源开始标识信号；F_ES为软启动结束标识信号；VS1、VS5为软启动阶段功率管S1、S5栅极的控制信号；IBIAS为4uA的偏置电流；VOSC来自振荡器，为1MHz的脉冲信号；VS_SEL来自电源选择模块，其值为MAX(VIN,VOUT)。
当芯片未启动时，EN_2FD为低电平，EN_RP为高电平，EN_SC为低电平；各2分频器输出为高电平，MB1078-MB1082（P型）均截止；MB1128截止，偏置电流IBIAS不能流入模块；MB1118导通，使MB1083和MB1102栅极置地而无法导通，同时MB513、MB244也关断，使得输出VS1、VS5呈高阻态。
当基准建立后及芯片工作环境正常时，芯片开始软启动：EN_RP由高电平变为低电平，MB1128导通、MB1118截止，偏置电流IBIAS流入MB1058，并镜像给电流源阵列；同时，EN_2FD由低电平变为高电平，计数器开始计数。随着计数器的计数，MB1078-MB1082(P型)由计数信号控制分别导通或截止，流过MB1109的电流逐渐增大。由于电流源阵列各PMOS管的并联个数比如下：
M1058:M1077:M1051:M1047:M1043:M1045:M1042＝8:1:1:2:4:8:16     (4-9)
流过MB1109的电流以0.5uA的台阶增大，从此把计数器的数字信号转化为电流模拟信号。约过128us后，F_RP由低电平变高电平，通过逻辑控制电路将EN_SC置为高电平，MB513、MB244导通，VS1、VS5以较高的电平控制电荷泵中S1、S5开启，并随时间的推移VS1、VS5逐渐以斜坡形式降低，这使得流过电荷泵中S1、S5的电流逐渐增大，有效抑制了芯片开启时的浪涌电流；约过2.048ms，F_ES由低电平变为高电平，软启动结束。
电源选择模块工作原理和电路示意图说明。
电源选择(SOURCE-SEL)模块主要是选择出芯片的输入电压VIN和输出电压VOUT中最大者，作为电荷泵中功率开关管控制信号的最高电平，以有效驱动电荷泵功率开关，同时输出使能信号EN_LA10，用于控制功率管的驱动模块。
由于电源选择模块是用来比较电源电压为VIN和比电源电压更高的电荷泵输出电压VOUT，使用普通的电压比较器难以实现这种功能，所以本申请选用具有宽共模输入范围的共栅比较器。图8所示为电源选择模块原理图，其中EN_UVLO来自欠压锁定模块，为电源选择模块的使能信号，高电平有效；IBIAS为2uA的偏置电流；VS_SEL为电源选择模块的输出值，其值等于MAX(VIN,VOUT)；EN_LA10功率管驱动模块使能信号。
当EN_UVLO为高电平时，电路正常工作。此时，其等效电路如图9所示，MG651、MG652、 MG657-MG660、MXMG组成了一个共栅比较器，IBIAS提供偏置电流，则流过各个MOS管的电流为：
ID,651＝ID,657＝K1*IBIAS     (4-10)
ID,652＝ID,660＝K2*IBIAS     (4-11)
ID,659＝K3*IBIAS     (4-12)
其中K1、K2、K3分别为MG657、MG660、MG659与MG658宽长比之比，即为电流镜像倍数。二极管接法的MG651处在饱和区，其漏电流的表达式如下：
ID,651＝β651*(VOUT-VA-VTH,651)2     (4-13)
则A点电压的表达式为：
VA=VOUT-VTH,651-ID,651/β651---(4-14)]]>
由于VOUT=VIN时流过MG657、MG660的电流固定且成比例，则在MG651和MG652的栅极A形成了一个平衡电压VA,OUT＝IN，B点也达到平衡电压VB,OUT＝IN。此时，通过调整反相器INV7中管子的宽长，使VB,OUT＝IN刚好等于反相器的阈值电压VTH,INV。
下面为了分析方便，假设VIN固定，VOUT变化。
当VOUT升高且高于VIN时，由式(4-14)可知A点的电平也升高且高于其平衡电压，即：
VA＞VA,OUT＝IN     (4-15)
则B点的电压降低而小于反相器INV7的阈值电压，即：
VB＜VTH,INV     (4-16)
反相器INV7输出高电平，WG8变为高电平，从而打开MXMG管，MG659的电流也流过MG652，则MG652漏电流为：
I+D,652＝ID,660+ID,659＝(K2+K3)*IBIAS     (4-17)
B点的电平更低，更进一步锁定了WG7为低电平，WG8为高电平。此时，WG9被置为低电平，EN_LA10为高电平，打开功率管MG426，关断功率管MG410，使SOURCE-SEL模块的输出VS_SEL等于VOUT端的电压。
同理，当VOUT下降且小于VIN时有：
VA＜VA,OUT＝IN     (4-18)
VB＞VTH,INV     (4-19)
WG7变为高电平，WG8为低电平，关断MXMG管，将WG6点锁定为高电平，此时流过MG652的电流为：
I-D,652＝ID,660＝K2*IBIAS     (4-20)
同时使WG9为高电平，EN_LA10为低电平，关断功率管MG426，打开功率管MG410，使SOURCE-SEL模块的输出VS_SEL等于VIN端的电压。
当EN_UVLO为低电平时，说明电路处于欠压保护状态，即芯片中大部分模块停止工作，OUT端通过一个阻值为5KΩ的电阻RG37下拉至地，B点为高电平，EN_LA10为低电平，从而打开功率管MG410，使SOURCE-SEL模块的输出端VS_SEL等于VIN端的电压。
总之，SOURCE-SEL模块的输出VS_SEL就是选择VIN和VOUT端中较高的电平，为芯片的其他模块提供电源。
模式选择模块
模式选择模块时刻将最小电平选择(SEL-MIN)模块的输出VSEL-MIN(6个LED负极端的最低电平)与参考门限电压VREF(100mV)比较，输出模式选择信号MODE_SEL。当电源电压较高时，即VSEL-MIN>VREF，MODE_SEL输出高电平，电路将工作在1X模式下。但随着电源电压降低，输出电压下降，VSEL-MIN也降低到VREF以下，MODE_SEL由高电平翻转到低电平，电荷泵跳转到1.5X模式下工作，此时VSEL-MIN被钳位在0.18V左右(参考误差放大器EA)，MODE_SEL又输出高电平，但此时电荷泵仍工作在1.5X模式下，而不发生翻转；只有当电源电压升高(对锂电池充电)到高于输出电压VOUT大约50mV(参考后面的EN-TD模块)时，芯片才又转换到1X模式下工作。
如图10所示，MODE-SEL模块是简单的两级开环比较器。其中，EN_OTP来自过温保护电路，为模式选择模块的使能信号，高电平有效；VREF来自基准偏置模块，为100mV的基准电压；VSEL-MIN来自最小电平选择模块，是6个LED负极端的最低电平；IBIAS为8uA的偏置电流；MODE_SEL输往逻辑控制模块，为模式选择信号。
当EN_OTP为高电平时，MG499打开，MG493、MG498、MG497关断，比较器正常工作。此时，模式选择器就等效为一个二级开环比较器（未经补偿的两级运算放大器），VSEL-MIN为正输入端，VREF为负输入端。其中，MG483和MG484组成输入差分对管，MG504和MG505组成电流镜作其负载，MG488提供尾电流，它们构成第一级差动放大器，其增益为：
AV1＝gm,484*(ro,484||ro,505)     (4-25)
MG503和MG487组成电流源负载放大器，为第二级放大器，其增益为：
AV2＝gm,503*(ro,503||ro,487)     (4-26)
则此比较器总的增益为：
AV＝AV1*AV2＝{[gm,484*(ro,484||ro,505)]*[gm,503*(ro,503||ro,487)]     (4-27)
当VSEL-MIN>VREF，输出端WG38输出较高电平(高于反相器的阈值电压)，经过两级反相器输出标准的高电平数字信号MODE_SEL。当VSEL-MIN<VREF，WG38电平低于反相器的阈值电压，MODE_SEL为低电平。
当EN_OTP为低电平时，模式选择模块停止工作。MG499关断，MG493打开，WG42被置为高电平，MG498、MG497打开，WG38置地，MODE_SEL为低电平。
模式转换使能EN-TD(Enable-Transform Down)模块
如前所述，只有当电源电压VIN升高到高于输出电压VOUT50mV时，且MODE_SEL为高电平时，电荷泵才从1.5X模式转换到1X模式下工作，因为此时的电源电压已经能够满足效率较高的1X模式工作条件；否则，即使MODE_SEL为高电平，也会被屏蔽。EN-TD(Enable-Transform Down)模块就是提供这样一个低倍转换使能信号EN_TD，和模式选择信号MODE_SEL共同控制电荷泵从1.5X转换到1X模式。
从功能上看，EN-TD模块实为一个比较器。但它与普通的比较器不一样，这是由于它要直 接比较的是电源电压VIN和可能比电源电压还高的电荷泵输出电压VOUT，这就要求比较器要有宽的共模输入范围(与电源选择模块一样)，而普通的比较器满足不了这个要求，而EN-TD模块就是通过共栅输入级比较器实现超宽输入共模输入范围的功能。
EN-TD模块的原理图如图11所示，其中EN_OTP来自过温保护电路，为模式选择模块的使能信号，高电平有效；IBIAS为8uA的偏置电流；ICR2来自电流调节模块，调节EN-TD模块的转换阈值。
1.5X工作模式下，电荷泵输出VOUT虽有微小的纹波，但可认为其值固定不变，这不影响分析结果。而电源电压VIN随着电池的充电，逐渐升高。
当EN_OTP为高电平时，模块正常工作，此时电路等效电路如图12所示。其中MG250提供偏置电流；MG268为共栅输入级，由4个串联的PMOS管组成，MG252、MG272提供偏置，这样VIN通过共栅输入级调节E点的电平，使其同步升高；同时为了保证流过MG272的电流不变，A点的电平也保持同步的上升；MG276、MG256组成第一级PMOS共源放大器，由MG274、MG257提供偏置；MG254和MG260组成第二级NMOS共源放大器，MG248、MG261提供偏置；两个反相器INV1、INV2组成输出缓冲级，旨在改善输出信号的陡峭程度并且大大增强其驱动能力。在此，考虑到当LED电流因外界调节变化时，电荷泵输出电压VOUT也相应的有小范围的浮动，会影响到电源转换阈值而使电荷泵模式转换不够准确；而随LED电流变化的ICR2正是通过电阻Rc调节A点及B点的共模电平，从而适当的调整电源电压的转化阈值。
(1)当VIN＜VOUT时，A点电平较低，B点的电平较高，使得MG254导通并工作在线性区，D点电平低于反相器INV3的阈值电平，EN_TD为低电平。
(2)随着电源电压升高，当VIN＝VOUT时，由于MG268的导通电压使得E点电平略低于VIN，A点电平虽有增大但仍较低，B点电平仍较高，使得D点电平仍低于反相器INV3的阈值电平，EN_TD仍为低电平。
(3)当VIN＞VOUT+50mV时，A点的电平较高，MG276截止，B点置为低电平；MG254截止，MG260工作在线性区，D点为高电平，EN_TD输出高电平。
当EN_OTP为低电平时，模块失效。MG243导通，将D点置地，EN_TD为低电平，此时MODE_SEL也将被屏蔽。
欠压锁定保护模块
当电源电压过低时，会引起芯片不正常工作。欠压锁定保护电路(UVLO：Under Voltage Lock Out)就是在电源电压低于某一阈值电压VIN(TH)(2.45V)时，输出使能信号EN_UVLO为低电平，关断除了基准和电流偏置电路外的其他电路；只有当电源电压升高时到高出VIN(TH)一定值(35mV)时，输出使能信号EN_UVLO为高电平，使得其他子电路正常工作。
欠压锁定模块的电路如图13所示。其中，EN_REF来自基准偏置模块，是基准和偏置电流建立起来的标识信号，也是欠压保护模块的使能信号，高电平有效；IBIAS为2uA的偏置电流。
当EN_REF为低电平时，说明电压基准和电流偏置还没有建立起来，UVLO模块被关断， EN_UVLO被置为低电平，整个芯片也就处于关断状态。
当EN_REF为高电平时，模块正常工作。忽略开关管的导通电阻，实际电路的等效电路如图14所示。UVLO模块其实就是一个自产生基准电压的比较器，由基准产生电路、欠压判定电路、电源电压采样（包含迟滞效应产生电路）3部分组成。
带隙基准产生电路由QC8、QC13、QC25、QC24、QC4和电阻R18、R11组成。A点的电压为：
VA＝I11×R11+VBE13     (4-28)
VA＝I11×R11+I18×R18+VBE8     (4-29)
VBE13=VTlnIC13IS13---(4-30)]]>
VBE8=VTlnIC8IS8---(4-31)]]>
其中，I11、I18为流过RC11、RC18的电流；IS13、IS8为QC13、QC8的反向饱和电流，且有：IS8＝NIS13，N为QC13、QC8发射极的面积之比；IC13、IC8为BJT管QC13、QC8的集电极电流，由于QC24和QC25构成电流镜，则有：
I24＝I25＝IC13＝IC8     (4-32)
I11＝IC13+IC8＝2I18     (4-33)
由以上各式可得到A点电压不受电源分压限制时的基准电压：
VREF=VA=VBE13+2lnN&CenterDot;R11R18&CenterDot;VT---(4-34)]]>
调整的值，可使得在某一温度下(如室温25℃)VREF的温度系数为零。这只是对VBE2的一阶温度系数进行了补偿，但其高阶温度系数会使基准电压VREF在工作要求的温度范围内有较大的漂移。而以二极管形式连接（基射极相连）的NPN管QC4，就是充分利用反向饱和电流是温度的敏感函数的特性，对基准VREF进行了高阶温度补偿。
电源电压采样由3个固定的电阻RC25、RC21、RC26组成，它们以串联分压形式对电源电压进行采样，同时通过MC1241管的开关动作，在RC26上产生“迟滞”效应，以防止外界噪声引起电路的误操作。
欠压判断电路是由Q23和MC1237、MC1238组成的，Q23和MC1237组成一个MOS电流源负载的共射放大器。反相器INV1、INV2组成的缓冲器旨在改善输出信号的陡峭程度，将其输入信号变为标准的逻辑信号。
(1)当电池电压比较高时，A点的电位VA高于基准正常工作时的电压VREF，B点的电位较低，QC23打开，C点形成高电平（大于反相器的阈值电压），经过两级反相器输出EN_UVLO为高电平；同时S-FD点为低电平，开启MC1241，此时A点由RC25、RC21串联对电源电压分压，有：VA=VIN×R21R25+R21---(4-35)]]>
随着电池电压下降，当A的电压等于VREF时
VA-＝VREF     (4-36)
B点的电平升高，使QC23临界关断，C点电平恰好等于反相器的阈值电压。所以，此时可由式(4-35)、(4-36)联合求解得到电池电压下降时的翻转阈值电压：
VIN-(TH)=VREF×R25+R21R21---(4-37)]]>
当电池电压继续减小，A点电压随其下降，B点的电位升高，关断QC23，使得C点为低电平，模块输出EN_UVLO为低电平，表示电池处于欠压状态，进而关断芯片中的后续模块。此时S-FD点为高电平，关断MC1241，使A点电压更低，进一步锁定了输出EN_UVLO为低电平。A点电压由RC25、RC21、RC26串联分压得到：
VA=VIN×R21R25+R21+R26---(4-38)]]>
(2)若对电池充电，即电源电压逐渐上升，但此时电源电压仍很低，当时，由于此时由于MC1241关断，A点电平仍很低，QC23管仍然截止，输出EN_UVLO仍为低电平。这意味着只有当VIN上升到某一值使得RC25、RC21、RC26串联分压后A点的电压达到VREF，QC23管临界开启状态。此时A点的电压为：
VA+=VREF---(4-39)]]>
此后，电源电压只要略大于QC23管就会开启，将EN_UVLO置为高电平，S-FD为低电平，打开MC1241，使A点的电平更高，从而将EN_UVLO锁定为高电平。式(4-38)、(4-39)可推得电源电压上升时的翻转阈值：
VIN+(TH)=VREF×R25+R21+R26R21---(4-40)]]>
由式(4-37)、(4-40)可推知欠压锁定阈值的迟滞量为：
ΔVIN(TH)=VIN+(TH)-VIN-(TH)=VREF×R26R21---(4-41)]]>
从(4-37)、(4-40)、(4-41)可以看出欠压锁定的阈值和迟滞量由基准电压VREF和电阻的比值确定，经过温度补偿的基准电压VREF和电阻比值形式的因子大大抵消了温度及电源电压对翻转阈值和迟滞量的影响。
过温保护模块
该模块具有过温保护功能。当芯片的工作环境温度或因内部功率管功耗过大而引起管芯温度超过160℃时，过温保护模块输出控制信号EN_OTP为低电平，关断芯片；直到温度降至140℃时，EN_OTP重新变为高电平，使芯片又恢复正常工作，有效防止因温度过高而烧毁芯片。
在分析电路工作原理之前，先讨论一下三极管的一些特性。对一个双极性晶体管，其基极—发射极电压为：
VBE=VTln(ICIS)---(4-42)]]>
其中，热电压反向饱和电流IS是关于温度的高阶函数。于是，可得到下式[17][18]：
VBE=KTqln(ICA&CenterDot;β&CenterDot;Tγ)+VG0---(4-43)]]>
即：
IC=A&CenterDot;β&CenterDot;Tγ&CenterDot;exp[q(VBE-VG0)KT]---(4-44)]]>
其中，A为基区的面积，β为一个与温度无关的系数，γ为稍偏离3的温度系数，VG0为带隙电压（1.205V）。式(4-44)对T求导，可得：
&PartialD;VBE&PartialD;T=Kqln(ICA&CenterDot;β&CenterDot;Tγ)-Kγq---(4-45)]]>
由式(4-45)得知，VBE具有负度系数(约为-2.2mV/℃)，即VBE随温度的升高而减小。
过温保护模块的电路图如图15所示。EN_UVLO来自欠压锁定模块，为电源选择模块的使能信号，高电平有效；IBIAS为2uA的偏置电流；VREF为0.32V的带隙基准电压。
当EN_UVLO为低电平时，说明电源电压低，芯片处于欠压保护状态，OTP模块被关断，EN_OTP被置为低电平，关断芯片。
当EN_UVLO为高电平时，模块正常工作。
(1)芯片在常温下工作时，加在QG1基极的电压VREF产生的集电极电流IC很小(参考式(4-44))，使得MG25工作在线性区，则A点电位较高，将B点电位拉低(低于反相器INV3的阈值电压)，输出EN_OTP为高电平，使后续电路正常工作。此时，C为高电平，使MG35管导通，MG25和MG23并联在一起做QG1的有源负载。
(2)随着温度的升高，由于QG1管的基极接基准电压VREF而保持不变，因此由式(4-44)可知，QG1(MG25和MG23同时作负载)的集电极电流IC随温度升高而升高，A点电位降低，导致B点的电位升高(MG21和MG31组成了一个电流源负载反相放大器)，但仍低于反相器INV3的阈值电压，EN_OTP保持高电平。
当芯片温度等于某一温度TUP时，电路处于临界状态：A点的电平刚好使MG25和MG23工作在饱和区，B点的电平刚好等于反相器的阈值电压，此时流过QG1的电流为：
IC+=ID,25+ID,23---(4-46)]]>
当芯片的温度高于TUP时，使得B点电平高于非门INV3的阈值电压时，从而使输出EN_OTP变为低电平，从而关断后续电路，起到过温保护的作用。此时，C点为低电平，使得MG35管关断，只有MG25管作QG1的有源负载，使A点的电平更低，形成正反馈作用，进而使EN_OTP稳定输出低电平。
(3)当温度下降时，QG1的集电极电流IC随温度降低而降低，A点电位又逐渐被拉高，由于此时QG1的有源负载只有MG25，因此QG1的集电极电流IC要比在温度TUP时更小才能够使B点电平降低到非门INV3的阈值之下，所以只有当芯片温度降到某一温度TDOWN(TDOWN＜TUP)以下时，EN_OTP变为高电平，才会解除过温保护。
当芯片温度等于某一温度TDOWN时，电路处于临界状态。此时流过QG1的电流为：
IC-=ID,25---(4-47)]]>
当芯片的温低于TDOWN时，使得B点电平低于非门INV3的阈值电压时，从而使输出 EN_OTP变为高电平，从而又重新开启后续电路。此时，C点为高电平，使得MG35管导通，MG25、MG23管作QG1的有源负载，使A点的电平更高，形成正反馈作用，进而使EN_OTP稳定输出高电平。
本申请发明的白光LED驱动电路能实现了自适应模式转换、数字调光、软启动以及欠压锁定、过温保护等功能，具有驱动能力强(可同时驱动6个)、亮度调节方便、宽供电范围、电源转换效率高、温度性能稳定、外围电路简单等特点，可以广泛应用于手机、MP4等便携式设备中。