自适应的主要为数字的超宽带接收机.pdf

接收机包括：UWB输入滤波器(105)，用于对模拟UWB RF输入脉冲进行滤波；至少一个并行子采样模数转换器(ADC)(120)，用于将从UWB滤波器(105)输出的滤波的UWB RF模拟脉冲转换为子采样数字信号。自适应合成器(125)对由并行ADC(120)输出的子采样数字波形求和；以及多相时钟发生器(122)，它为并行ADC(120)提供时钟控制脉冲，以使只有当各个脉冲期望能量的阈值存在时，子采样ADC(120)才只对滤波的UWB RF模拟波进行子采样和转换。

1.  一种主要为数字的超宽带(UWB)接收机，包括：
UWB输入滤波器105，用于对模拟UWB RF输入脉冲进行滤波；
至少一个并行子采样模数转换器(ADC)120，用于将从UWB滤波器(105)输出的滤波的UWB RF模拟脉冲转换为子采样数字信号；
自适应合成器(125)，用于对由并行ADC(120)输出的子采样数字波形求和；以及
多相时钟发生器(122)，它为并行ADC(120)提供时钟控制脉冲，以使只有当各个脉冲期望能量的阈值存在时，子采样ADC(120)才只对滤波的UWB RF模拟波进行子采样和转换。

2.  根据权利要求1所述的UWB接收机，还包括：
低噪声放大器(LNA)(110)，其被布置在滤波器(105)的输出与子采样ADC(120)的输入之间；
自动增益控制器(AGC)(115)，其被布置在LNA(110)的输出与子采样ADC(120)的输入之间。

3.  根据权利要求2所述的UWB接收机，还包括：
均衡器(130)，其被连接到自适应合成器(125)的输出，以便接收和均衡由自适应合成器(125)输出的求和数字波形；以及
微处理器控制器(135)，其接收来自均衡器(130)的一部分输出和自适应合成器(125)的一部分输出，以便通过相应的一对数模D/A转换器(137，139)来控制多相时钟(122)和子采样ADC(120)。

4.  根据权利要求1所述的UWB接收机，其中自适应合成器(125)包括具有自适应滤波器权重的匹配滤波器，对所述自适应滤波器权重进行选择以最大化输出信噪比(SNR)而不依赖于所发射的波形。

5.  根据权利要求4所述的UWB接收机，其中自适应合成器(125)的输入被建模为：
x(nT)＝(x(nT)，x(nT+t₁)x(nT+t₂)…，x(nT+t_M-1))
其中M是子采样的数目；
t是子采样时钟的延迟；以及
T是符号速率(脉冲速率)。

6.  根据权利要求5所述的UWB接收机，其中用于自适应合成器的多个权重系数由下列公式提供：
a(n)＝{a₀(nT)，a₁(nT)，…a_M-1(nT)，}，则自适应合成器的输出可以被描述为：
y(nT)＝a(nT)x^T(nT)。

7.  根据权利要求1所述的UWB接收机，其中自适应合成器(125)计算匹配滤波器抽头的最佳值。

8.  根据权利要求6所述的UWB接收机，其中自适应合成器根据恒模自适应(CMA)算法来计算匹配滤波器抽头的最佳值。

9.  根据权利要求6所述的UWB接收机，其中自适应合成器(125)根据最小均方(LMS)算法来计算匹配滤波器抽头的最佳值。

10.  根据权利要求9所述的UWB接收机，其中LMS算法包括下列公式：
a((n+1)T)＝a(nT)+ux(nT)e(nT)；
其中e(nT)＝y(nT)-r(nT)是误差，r(nT)是所发射的序列，以及u是自适应步骤常数。

11.  根据权利要求10所述的UWB接收机，其中值r(nT)包括限制器(判定设备)的输出和已知训练序列中的一个。

12.  一种自适应合成器，用于对超宽带(UWB)接收机UWB的子采样并行ADC(120)的子采样数字波形输出进行求和，包括：
至少两个乘法器(127)，适于接收超宽带波形的相应子采样的数字转换输入；
加法器(128)，用于对至少两个乘法器的输出求和；以及
输出端，适于将输入提供给微控制器(135)和均衡器(130)中的至少一个。

13.  根据权利要求12所述的自适应合成器，其中合成器(125)包括匹配滤波器，该匹配滤波器包括为最大化输出信噪比而选择的自适应滤波器权重。

14.  根据权利要求13所述的自适应合成器，其中计算多个抽头，以便包括对噪声、信道和定时误差中至少一个不敏感的、最佳匹配的滤波器抽头。

15.  根据权利要求13所述的自适应合成器，其中通过使用最小均方算法来获得所述滤波器抽头。

16.  根据权利要求15所述的自适应合成器，其中LMS算法包括以下：
a((n+1)T)＝a(nT)+ux(nT)e(nT)；
其中e(nT)＝y(nT)-r(nT)是误差，r(nT)是所发射的序列，以及u是自适应步骤常数。

17.  根据权利要求13所述的自适应合成器，其中通过使用恒模自适应(CMA)算法来获得所述滤波器抽头。

18.  一种提供主要为数字的UWB信号的方法，包括下列步骤：
(a)由UWB输入滤波器(105)对模拟UWB RF输入脉冲进行滤波；
(b)由至少一个并行子采样模数转换器(ADC)120将从UWB滤波器(105)输出的滤波的UWB RF模拟脉冲转换为子采样数字信号；
(c)由自适应合成器(125)对由至少一个并行子采样ADC(120)输出的子采样数字波形求和；以及
(d)从多相时钟发生器(122)为并行ADC(120)提供时钟控制脉冲，以使只有当各个脉冲期望能量的阈值存在时，所述一个子采样ADC(120)才只对滤波的UWB RF模拟波进行子采样和转换。

19.  根据权利要求18所述的方法，还包括：
(e)由连接到自适应合成器(125)输出端的均衡器(130)来接收和均衡由自适应合成器(125)输出的求和数字波形；以及
(f)通过相应的一对数模D/A转换器(137，139)，由接收来自均衡器(130)的一部分输出和自适应合成器(125)的一部分输出的微处理器控制器(135)来控制多相时钟(122)和子采样ADC(120)。

20.  根据权利要求19所述的方法，其中自适应合成器(125)根据恒模自适应(CMA)算法和最小均方(LMS)算法之一来计算匹配滤波器抽头的最佳值。

自适应的主要为数字的超宽带接收机
本发明涉及为用于超宽带(UWB)通信系统和网络而设计的装置和方法。更具体而言，本发明涉及一种利用自适应脉冲检测方案将UWB通信中的大部分处理转移到数字域中的技术。
通常，超宽带(UWB)通信传统地被定义为所占用带宽相对于调制带宽的比率，其中所占用带宽大约为中心频率的20-25％，或者大于1.5GHz。典型UWB调制使用这样的方案，即其发射持续时间非常短的脉冲，并且其中所占用的带宽值非常大。特别是，已知UWB调制或者使用双相调制的脉冲位置调制，或者使用时间调制的脉冲位置调制。
UWB有时被称为脉冲无线电或零载波技术，它通常发射持续时间大约为10-1000皮秒的脉冲。常常使占用大量带宽的辐射能量变得足够小，以使它可以与其它设备共存，而不会导致对它们有害的干扰。当前UWB实施方案的一些优点包括低成本、低功率以及对多径干扰的复原能力(resilience)。这样的好处通常适用于所发射的短脉冲在时间上充分分开的当前相对较低数据速率的应用。随着FCC对于UWB通信采用3.1-10.6GHz的频带，令人感兴趣的是检查UWB是否适合于高数据速率(＞100Mb/s)的WPAN(无线个人区域网)应用。
为低数据速率应用而设计的典型UWB实施方案基于利用在模拟域中实施的隧道二极管或相关性的脉冲检测。这些技术一般不提供最佳匹配的滤波，因为接收到的波形与脉冲检测器的特性不匹配。因此，这样的实施方案对于信道状态和干扰敏感。另外，直接应用于RF信号的相关性方法也对波形和定时失配高度敏感。由于这些实施方案是在模拟域中，所以前述技术限制了对UWB的先进的干扰减轻技术的使用。因此，需要提供主要在数字域而非模拟域中处理的UWB通信，以及提供一种与信道匹配并对定时误差不敏感的脉冲检测方案。
当前要求保护的发明提供一种用于提供主要为数字的UWB接收机的方法和装置。根据本发明的一个方面，包括线路滤波器、低噪声放大器、增益控制器、一对A/D转换器，只有当脉冲的大部分期望能量存在时，才对信号进行采样。自适应合成器然后合成该对转换器的输出。然后，将该自适应合成器的输出馈送给均衡器。该自适应合成器对噪声、信道或定时误差不敏感，因为正如在UWB接收机领域中已知的，该自适应合成器不依赖于在自适应滤波器权重方案中所发射波形的形状。
图1是根据本发明的系统的示意图。
图2说明多相时钟的输出和信号的子采样。
图3说明作为信噪比SNR的函数的误码率(BER)。
图4说明由定时误差引起的仿真性能损失。
本领域普通技术人员应当理解，下面的描述是出于说明而非限制的目的被提供。技术人员理解存在许多处于本发明的精神和所附权利要求书的范围内的变型。从当前说明书中可能省略了已知功能和操作的不必要细节，以便不使本发明更精细的要点模糊。
图1是根据本发明的自适应的主要为数字的(AMD)超宽带接收机的一种配置的概观。如图1所示，UWB RF输入最初通过滤波器105。滤波器105被设计成除去带外信号和带内窄带干扰信号。可以实施这种滤波器的一种方式是通过使用传输线滤波器。
滤波的UWB输入的输出通过低噪声放大器(LNA)110。LNA增大期望的UWB信号的强度，该UWB信号由于通过滤波器105而在某种程度上被衰减。然后将放大的信号输入给自动增益控制器(AGC)115。AGC将该信号调整到预定电平，然后通过输入给并行模数转换器(ADC)120将其输出转换成数字信号。自适应合成器125的输出然后被输入给均衡器，以减轻由信道引起的符号间干扰。将来自均衡器130以及可选的自适应合成器125的输出反馈给微处理器控制器135。微处理器135再分别通过数模转换器(137，139)向延迟线122和并行ADC120提供控制信号。
根据本发明的一个方面，ADC 120仅当脉冲的大部分期望能量存在时对信号进行采样。可以控制ADC 120的采样的一种方式是通过使用多相时钟发生器(延迟线)122，它接收图1所示的主时钟输入。多相时钟发生器122包括在皮秒延迟数量级上的多条延迟线。因此，为控制ADC 120的采样而引入的时钟延迟量可以非常精确。例如，ADC的精确度的范围可以从1比特(用作阈值检测器)到几个比特。
另外，许多快速采样和保持电路(未示出)可以在ADC 120之前。本领域普通技术人员应当理解，各个ADC的数目、它们的精确度、以及延迟线都将被选择以满足某些预定价格性能目标，并且可以改变所有这些项的需要以满足任何特定的需要。因此，尽管图1示出了一个标记为“并行ADC”的框，但是应当理解，该图示仅仅是出于解释的目的，并且采样ADC的数目、延迟线的类型、以及是否使用在ADC之前的附加快速采样和保持电路都在本发明的精神和所附权利要求书的范围内。
ADC 120的采样数字输出然后被输入给自适应合成器125。自适应合成器125利用自适应权重来执行子采样的数字波形的求和。该合成器可以被视为匹配滤波器。选择自适应滤波器权重，以便最大化输出信噪比。自适应合成器125通常将包括：至少一个输入，用于待合成的至少两个或更多个子采样的数字转换信号；两个或更多个乘法器127，每个乘法器接收相应的子采样的数字转换输入；加法器128，其对各自乘法器的输出求和。将差(误差129)反馈给乘法器127以自适应地调整(抽头的)相乘系数。然后将求和的波形通常输出给例如图1中所示为130的均衡器。
根据本发明的本发明的一个方面，本发明的一个优点在于自适应合成器125不依赖于所发射波形的形状。例如，常规UWB接收机将使用与所接收波形未有效匹配的滤波器，因为由于多径和其他滤波修正而不可能可靠地知道所接收的波形。另外，常规方案对于信道噪声和定时误差非常敏感。然而，正如在此所公开的，当前要求保护的发明通过自适应地计算最佳匹配的滤波器抽头来自适应地合成子采样的数字波形。结果是本发明对噪声、信道或定时误差不敏感。
根据本发明的又一方面，假设ADC 120的输出可以被建模为：
x(nT)＝{x(nT)，x(nT+t₁)x(nT+t₂)，...，x(nT+t_M-1)}
其中M是子采样的数目；
t是子采样时钟的延迟；以及
T为符号速率(脉冲速率)。
注意，延迟线不必是均匀延迟线。通过将权重系数定义为：
a(n)＝{a₀(nT)，a₁(nT)，...a_M-1(nT)，}，
则自适应合成器的输出可以被描述为：
y(nT)＝a(nT)x^T(nT)          (公式1)
利用最小均方(LMS)算法，或者通过诸如恒模自适应(CMA)算法之类的盲自适应算法之一，可以获得自适应合成器的抽头(a(nT))。LMS算法可以被描述为：
a((n+1)T)＝a(nT)+ux(nT)e(nT)       (公式2)
其中e(nT)＝y(nT)-r(nT)是误差，r(nT)是所发射的序列，以及u是自适应步骤常数。还应当注意，r(nT)可以用限制器(判定设备)的输出或已知训练序列来代替。
图2说明多相时钟和信号子采样的特性的简化形式。此处将模拟信号205绘制为功率相对于时间的函数。从图2可以看出，在该特定UWB传输中，能量级在不同的时间发生变化。根据本发明，在大部分期望能量存在的时期，例如在点207、209、211、213、215等，执行子采样。可以看出，由控制ADC 120的多相时钟脉冲230、235、240、245、250触发子采样。从这些子采样点，通过ADC 120(图1所示)将模拟信号转换为数字信号。如前所述，该多相延迟在皮秒的数量级。
因此，与在现有技术中所用的相关性方法直接应用于输入RFUWB信号不同，在本发明中只有当脉冲的大部分期望能量存在时，才通过对信号进行子采样来将大部分信号处理转移到数字域中，从而获得数字采样，然后利用自适应合成器来合成所采样的数字信号。
为了评估本发明的性能，由自适应合成器合成的最佳匹配滤波器抽头的自适应计算，本发明人已经执行了利用代表性UWB方案的仿真。应当理解，该仿真仅仅是为了解释的目的而被提出，并且该设备不仅仅限于在该实例中使用的参数。在该仿真中，假设调制数据是等概率二进制数据。脉冲形状是用中心频率为5GHz的载波调制的高斯脉冲，其在-10db处基本上占用大约3Ghz的带宽。为T＝10ns内每秒100M的脉冲建立该仿真环境，并利用对映(antipodal)调制技术来调制它。根据本发明的新接收机模型包括并行采样器，后面是自适应合成器。将该新接收机模型的响应与常规接收机进行比较，在常规接收机中所接收的波形是已知的。相反，在新接收机中，没有所接收波形的任何知识。
图3说明理想常规接收机的定时敏感性方面。更详细地，图3提供了20ps(305)和40ps(310)的定时偏移的仿真误码率(BER)的曲线。如由图3中的曲线所示，当利用均衡器都没有定时误差时315，与理想情况317相对，基于常规的接收机具有良好的性能线(315，317)。然而，当存在20ps的定时误差时，注意存在线305相对于线320的差。因此，表示根据本发明的接收机的线320显示，在出现了多于-10db的SNR变化之后，对于20ps的定时误差比没有定时误差315具有轻微的变化。直到稍微在-10db之后，所绘制的线315和317才相同，这意味着在高达约-10db的SNR中，没有由于定时误差所导致的任何变化。常规UWB曲线从20ps的误差305相对于没有误差317变化了相当大的距离，并且在40ps的误差310显示，在常规接收机中BER从没有定时误差曲线317如何发生显著的变化。换句话说，与常规UWB接收机的曲线不同，根据本发明的UWB对于多于-10db的SNR移位具有几乎相同的BER响应。这些数字意味着直到大约-10db为止，本发明既不受定时误差的影响，也不受SNR变化的影响。
图4是作为定时误差的函数的性能损失的曲线。本发明实质上不受定时偏移的影响，然而当定时偏移增大时，常规接收机遭受显著的性能损失。图4中清楚地显示，用线405表示的根据本发明的接收机的性能损失几乎为零。这种几乎无损失的响应与用线410表示的常规接收机的响应形成了鲜明对比。实际上，到约25ps的定时误差时，常规接收机已经显示了3db的功率损失，并且到40ps时，该损失在10db的数量级。
本领域普通技术人员可以对上述发明进行不脱离本发明精神或所附权利要求书范围的各种修改。例如，可以替换用来构建自适应合成器的部件，多相时钟发生器可以具有不同的时钟值，并行ADC和多相时钟发生器的微处理器控制可以仅基于自适应合成器的输出或者均衡器的输出。尽管建议低噪声放大器LNA 110紧跟在输入滤波器105的输出之后，但是如果不包含LNA，它仍在本发明的精神和所附权利要求书的范围内。由于图1显示了主时钟输入，所以该主时钟可以来自微处理器，或者来自专门为多相时钟发生器提供主时钟脉冲的某一其它部件。也可以根据需要来修改出现子采样时的能量/功率阈值。同样注意，因为(通常)UWB可以在脉冲传输范围从10-1000皮秒的频谱上操作，所以常规接收机上定时误差的效应可能稍微有所不同，但是本发明仍然实质上不受定时误差或高达约10db或更多的SNR的变化的影响。