《振荡电路.pdf》由会员分享,可在线阅读,更多相关《振荡电路.pdf(27页珍藏版)》请在专利查询网上搜索。
1、(10)申请公布号 CN 102368678 A (43)申请公布日 2012.03.07 CN 102368678 A *CN102368678A* (21)申请号 201110174962.5 (22)申请日 2011.06.22 2010-146408 2010.06.28 JP H03B 5/04(2006.01) (71)申请人 富士通半导体股份有限公司 地址 日本神奈川县 (72)发明人 光田和弘 冈田浩司 橘大 (74)专利代理机构 北京东方亿思知识产权代理 有限责任公司 11258 代理人 李晓冬 (54) 发明名称 振荡电路 (57) 摘要 本发明公开了振荡电路。该振荡电路包。
2、括基 准电压生成电路, 该基准电压生成电路将与绝对 温度成比例地增大的绝对温度成比例 (PTAT) 输 出和与绝对温度成比例地减小的绝对温度互补 (CTAT) 输出相加, 以生成并输出基准电压。该振 荡电路生成具有所希望的固定频率的振荡信号。 (30)优先权数据 (51)Int.Cl. (19)中华人民共和国国家知识产权局 (12)发明专利申请 权利要求书 3 页 说明书 9 页 附图 14 页 CN 102368687 A1/3 页 2 1. 一种振荡电路, 包括 : 基准电压生成电路, 所述基准电压生成电路将与绝对温度成比例地增大的绝对温度成 比例 (PTAT) 输出和与绝对温度成比例地减。
3、小的绝对温度互补 (CTAT) 输出相加, 以生成并 输出基准电压 ; 第一切换单元, 所述第一切换单元被耦合到所述基准电压生成电路, 其中, 所述第一切 换单元切换所述PTAT输出和所述CTAT输出的相加比率以使得所述基准电压生成电路的输 出依赖于温度的变化最小化 ; 电流源, 所述电流源基于所述基准电压生成电路的输出生成恒定电流 ; 调节器电路, 所述调节器电路基于所述基准电压生成电路的输出生成恒定电压 ; 第一电容器和第二电容器, 所述第一电容器和所述第二电容器的每个包括耦合到所述 电流源的一个端子并且通过所述电流源的所述恒定电流而被充电和放电 ; 反相器, 所述反相器耦合到所述第二电容。
4、器的另一端子, 其中, 所述反相器利用从所述 调节器电路提供来的所述恒定电压作为电源来驱动所述第二电容器 ; 第二切换单元, 所述第二切换单元切换所述电流源的所述恒定电流的值以调节振荡频 率 ; 以及 第三切换单元, 所述第三切换单元耦合到所述第一电容器, 其中, 所述第三切换单元切 换所述第一电容器的电容, 以调节所述第一电容器和所述第二电容器的每个的所述一个端 子处的振荡幅度 ; 其中, 所述第一切换单元、 所述第二切换单元和所述第三切换单元执行修整以生成具 有所希望的固定频率的振荡信号。 2. 一种振荡电路, 包括 : 基准电压生成电路, 所述基准电压生成电路将与绝对温度成比例地增大的绝。
5、对温度成 比例 (PTAT) 输出和与绝对温度成比例地减小的绝对温度互补 (CTAT) 输出相加, 以生成并 输出基准电压 ; 第一切换单元, 所述第一切换单元被耦合到所述基准电压生成电路, 其中, 所述第一切 换单元切换所述PTAT输出和所述CTAT输出的相加比率以使得所述基准电压生成电路的输 出依赖于温度的变化最小化 ; 电流源, 所述电流源基于所述基准电压生成电路的输出生成恒定电流 ; 调节器电路, 所述调节器电路基于所述基准电压生成电路的输出生成恒定电压 ; 第一电容器, 所述第一电容器包括耦合到所述电流源的一个端子并且通过所述电流源 的所述恒定电流而被充电和放电 ; 第一分压电阻器、。
6、 第二分压电阻器和第三分压电阻器, 它们彼此串联耦合以对从所述 调节器电路提供来的所述恒定电压进行分压 ; 比较器, 所述比较器将所述第二分压电阻器和所述第三分压电阻器之间的分压与所述 第一电容器的所述一个端子处的电压相比较 ; 开关, 所述开关根据所述比较器的输出被驱动, 其中, 所述开关在被激活时使所述第一 分压电阻器短路 ; 第二切换单元, 所述第二切换单元切换所述电流源的所述恒定电流的值以调节振荡频 率 ; 以及 权 利 要 求 书 CN 102368678 A CN 102368687 A2/3 页 3 第三切换单元, 所述第三切换单元耦合到所述第一分压电阻器, 其中, 所述第三切换。
7、 单元切换所述第一分压电阻器的电阻, 以调节所述第一电容器的所述一个端子处的振荡幅 度 ; 其中, 所述第一切换单元、 所述第二切换单元和所述第三切换单元执行修整操作以生 成具有所希望的固定频率的振荡信号。 3. 根据权利要求 1 或 2 所述的振荡电路, 还包括 : 基准电阻器, 所述基准电阻器具有可切换电阻 ; 以及 反馈放大电路, 所述反馈放大电路执行反馈控制以使得施加给所述基准电阻器的电压 与所述基准电压生成电路的输出的电压相匹配 ; 其中, 所述第二切换单元被耦合到所述基准电阻器并且切换所述基准电阻器的电阻, 从而切换所述电流源的所述恒定电流的值。 4.根据权利要求1或2所述的振荡电。
8、路, 还包括电流镜电路, 所述电流镜电流被耦合到 所述基准电压生成电路并且基于所述基准电压生成电路的输出来分配基准电流, 其中, 所述第二切换单元被耦合到所述电流镜电路并且切换所述电流镜电路的镜像 比, 从而切换所述电流源的所述恒定电流的值。 5. 根据权利要求 1 或 2 所述的振荡电路, 其中, 所述基准电压生成电路包括 : PTAT 电压生成电路, 包括 : 被串联耦合在电源与地之间的第一 PMOS 晶体管、 第一电阻器和第一二极管, 被串联耦合在所述电源与地之间的第二 PMOS 晶体管和第二二极管, 以及 第一运算放大器, 所述第一运算放大器执行反馈控制以使得所述第一 PMOS 晶体管。
9、和 所述第一电阻器之间的第一电阻器节点处的电压与所述第二二极管的前向电压相匹配 ; CTAT 电压生成电路, 所述 CTAT 电压生成电路耦合到所述 PTAT 电压生成电路并且包 括 : 被串联耦合在所述电源与地之间的第三 PMOS 晶体管和第二电阻器, 其中, 所述第二电 阻器具有可切换电阻, 以及 第二运算放大器, 所述第二运算放大器执行反馈控制以使得所述第三 PMOS 晶体管和 所述第二电阻器之间的第二电阻器节点处的电压与所述 PTAT 电压生成电路中的所述第 二二极管的前向电压相匹配 ; 相加比率设置电路, 所述相加比率设置电路被耦合到所述 PTAT 电压生成电路和所述 CTAT 电压。
10、生成电路并且包括 : 第四 PMOS 晶体管, 所述第四 PMOS 晶体管包括耦合到所述 PTAT 电压生成电路的所述第 一运算放大器并且由所述第一运算放大器的输出控制的栅极, 以及 第五 PMOS 晶体管, 所述第五 PMOS 晶体管包括耦合到所述 CTAT 电压生成电路的所述第 二运算放大器并且由所述第二运算放大器的输出控制的栅极 ; 其中, 所述第一切换单元被耦合到所述 CTAT 电压生成电路的所述第二电阻器并且切 换所述第二电阻器的电阻, 从而切换所述 PTAT 输出和所述 CTAT 输出的相加比率。 6. 根据权利要求 3 所述的振荡电路, 其中, 所述基准电压生成电路包括 : 生成。
11、所述 PTAT 输出的 PTAT 电压生成电路 ; 以及 生成所述 CTAT 输出的 CTAT 电压生成电路, 其中, 所述 CTAT 电压生成电路包括 : 权 利 要 求 书 CN 102368678 A CN 102368687 A3/3 页 4 被串联耦合在所述电源与地之间的第三 PMOS 晶体管和第二电阻器, 其中, 所述第二电 阻器具有可切换电阻, 以及 第二运算放大器, 所述第二运算放大器被耦合到所述 PTAT 电压生成电路中的第二二 极管以接收所述 PTAT 电压生成电路中的所述第二二极管的前向电压, 其中, 所述第二运算 放大器执行反馈控制以使得所述第三 PMOS 晶体管和所述。
12、第二电阻器之间的第二电阻器节 点处的电压与所述 PTAT 电压生成电路中的所述第二二极管的前向电压相匹配 ; 其中, 所述第一切换单元被耦合到所述 CTAT 电压生成电路的所述第二电阻器并且切 换所述第二电阻器的电阻, 从而切换所述 PTAT 输出和所述 CTAT 输出的相加比率。 7. 根据权利要求 1 或 2 所述的振荡电路, 其中, 所述基准电压生成电路包括 : PTAT 电压生成电路, 包括 : 被串联耦合在电源与地之间的第一 PMOS 晶体管、 第一电阻器和第一二极管, 被串联耦合在所述电源与地之间的第二 PMOS 晶体管和第二二极管, 以及 第一运算放大器, 所述第一运算放大器执行。
13、反馈控制以使得所述第一 PMOS 晶体管和 所述第一电阻器之间的第一电阻器节点处的电压与所述第二二极管的前向电压相匹配 ; CTAT 电压生成电路, 所述 CTAT 电压生成电路耦合到所述 PTAT 电压生成电路并且包 括 : 被串联耦合在所述电源与地之间的第三 PMOS 晶体管和第二电阻器, 其中, 所述第二电 阻器具有可切换电阻, 以及 第二运算放大器, 所述第二运算放大器执行反馈控制以使得所述第三 PMOS 晶体管和 所述第二电阻器之间的第二电阻器节点处的电压与所述第二二极管的前向电压相匹配 ; 相加比率设置电路, 所述相加比率设置电路被耦合到所述 PTAT 电压生成电路和所述 CTAT。
14、 电压生成电路, 其中, 所述相加比率设置电路包括 : 多个第四 PMOS 晶体管, 所述第四 PMOS 晶体管包括耦合到所述 PTAT 电压生成电路的所 述第一运算放大器并且由所述第一运算放大器的输出控制的栅极, 以及 多个第五 PMOS 晶体管, 所述第五 PMOS 晶体管包括耦合到所述 CTAT 电压生成电路的所 述第二运算放大器并且由所述第二运算放大器的输出控制的栅极 ; 其中, 所述第一切换单元切换所述 CTAT 电压生成电路中的所选第四 PMOS 晶体管的数 目和所选第五 PMOS 晶体管的数目, 从而切换所述 PTAT 输出和所述 CTAT 输出的相加比率。 8.根据权利要求1或。
15、2所述的振荡电路, 其中, 在所述第一切换单元和所述第三切换单 元执行修整之后, 所述第二切换单元执行修整。 权 利 要 求 书 CN 102368678 A CN 102368687 A1/9 页 5 振荡电路 技术领域 0001 本公开涉及振荡电路。 背景技术 0002 近年来, 已要求生成高精度(例如, 1.5内)时钟信号以用于车辆的通信协议。 当将晶体振荡器或陶瓷振荡器用在车辆中生成高精度时钟信号时, 振动可能损坏振荡器。 例如, 使振荡器保持于固定状态的焊料可能从振荡器脱离并且在振荡器中可能出现裂痕。 此外, 成本应当被降低。因此, 存在对被包括在硅器件中的振荡电路的需求。为了在硅器。
16、件 上实现高精度振荡电路, 已作出了各种提案。 0003 图1图示出了传统的CR振荡电路。 图1的CR振荡电路包括反相器INV101、 INV102 和 INV103, 电容器 C101 和电阻器 R101。图 2 图示出了在图 1 的 CR 振荡电路的工作状态 中各节点处的波形。如图 2 所示, 节点 ND101、 ND102 和 ND103 处的波形为矩形波。当节点 ND102 处的电压改变时, 与节点 ND102 的电容性耦合以与节点 ND102 处的方向相同的方向 来改变节点 ND104 处的电压。然后, 节点 ND104 处的电压经由电阻器 R101 通过节点 ND103 处的电压而。
17、被充电和放电并且逐渐地改变。图 2 中的虚线表示反相器 INV101 的阈值电压 Vth。 0004 图 1 的 CR 振荡电路的振荡电压通常会由于电源电压、 温度、 电阻器 R101 的电阻、 电容器 C101 的电容以及这些因素的波动而具有 -50到 +100的波动。 0005 图 3 图示出了另一传统 CR 振荡电路。图 3 中的 CR 振荡电路包括 INV31、 INV32 和 INV33, 电容器 C31 和 C32, 电流源 IP31 和 IN31, PMOS 晶体管 MP31、 MP32 和 MP33, NMOS 晶体 管MN31和MN32, 运算放大器AMP31、 电阻器R31。
18、、 基准电压生成电路31、 设置寄存器32、 偏置 生成电路 33 以及恒压电路 34。 0006 在图 3 的 CR 振荡电路中, 从输出端子 OUT 输出的信号的振荡频率是基于恒压电路 34 的输出电压 VREG 以及电流源 IP31 和 IN31 的电流值确定的。当恒压电路 34 供应恒定 电平的输出电压 VREG 时, 节点 ND31 的信号宽度变为恒定的, 而不依赖于电源电压。对电容 器 C31 和 C32 充电和放电的电流源 IP31 和 IN31 的电流值是基于基准电压生成电路 31 输 出的基准电压来确定的。由于处理波动, 如图 4 所示, 基准电压和电流源 IP31 和 IN。
19、31 的电 流值具有线性温度依赖性, 其根据温度而向上向下变化。设置寄存器 32 修整 (trim) 基准 电压生成电路 31 输出的基准电压的温度依赖性, 以使得电流源 IP31 和 IN31 的电流值独立 于温度而恒定。 0007 以下文献与上述背景技术有关。 0008 日本早期公开专利公报 No.2008-252414 0009 日本早期公开专利公报 No.2007-299294 0010 日本国家阶段早期公开专利公报 No.2009-522661 0011 日本专利 No.7-22253 说 明 书 CN 102368678 A CN 102368687 A2/9 页 6 发明内容 0。
20、012 然而, 在图 3 的 CR 振荡电路中, 即使诸如向上倾斜和向下倾斜之类的线性温度依 赖性被消除并且具有二次 (quadratic) 温度依赖性, 电流源 IP31 和 IN31 的电流值也不完 全是恒定的。以这种方式, 振荡频率的精度达到大约 2, 如图 5 所示。 0013 实施例的一个目的是提供一种提高了振荡频率的精度的振荡电路。 0014 实施例的一个方面是一种振荡电路, 该振荡电路包括基准电压生成电路, 该基准 电压生成电路将与绝对温度成比例地增大的绝对温度成比例 (PTAT) 输出和与绝对温度成 比例地减小的绝对温度互补 (CTAT) 输出相加, 以生成并输出基准电压。第一。
21、切换单元被耦 合到基准电压生成电路。第一切换单元切换 PTAT 输出和 CTAT 输出的相加比率以使得基准 电压生成电路的输出依赖于温度的变化最小化。 电流源基于基准电压生成电路的输出生成 恒定电流。调节器电路基于基准电压生成电路的输出生成恒定电压。第一电容器和第二电 容器的每个包括耦合到电流源的一个端子并且通过电流源的恒定电流而被充电和放电。 反 相器耦合到第二电容器的另一端子。 反相器利用从调节器电路提供来的恒定电压作为电源 来驱动第二电容器。第二切换单元切换电流源的恒定电流的值以调节振荡频率。第三切换 单元耦合到第一电容器。第三切换单元切换第一电容器的电容, 以调节第一电容器和第二 电容。
22、器的每个的所述一个端子处的振荡幅度。第一切换单元、 第二切换单元和第三切换单 元执行修整以生成具有所希望的固定频率的振荡信号。 0015 实施例的第二方面是一种振荡电路, 该振荡电路包括基准电压生成电路, 该基准 电压生成电路将与绝对温度成比例地增大的绝对温度成比例 (PTAT) 输出和与绝对温度成 比例地减小的绝对温度互补 (CTAT) 输出相加, 以生成并输出基准电压。第一切换单元被耦 合到基准电压生成电路。第一切换单元切换 PTAT 输出和 CTAT 输出的相加比率以使得基准 电压生成电路的输出依赖于温度的变化最小化。 电流源基于基准电压生成电路的输出生成 恒定电流。调节器电路基于基准电。
23、压生成电路的输出生成恒定电压。第一电容器包括耦合 到电流源的一个端子并且通过电流源的恒定电流而被充电和放电。第一分压电阻器、 第二 分压电阻器和第三分压电阻器彼此串联耦合以对从调节器电路提供来的恒定电压进行分 压。 比较器将第二分压电阻器和第三分压电阻器之间的分压与第一电容器的所述一个端子 处的电压相比较。 开关根据比较器的输出被驱动。 开关在被激活时使第一分压电阻器短路。 第二切换单元切换电流源的恒定电流的值以调节振荡频率。 第三切换单元耦合到第一分压 电阻器。第三切换单元切换第一分压电阻器的电阻, 以调节第一电容器的所述一个端子处 的振荡幅度。第一切换单元、 第二切换单元和第三切换单元执行。
24、修整操作以生成具有所希 望的固定频率的振荡信号。 附图说明 0016 图 1 是根据现有技术参考的 CR 振荡电路的电路图 ; 0017 图 2 是图示出图 1 中的 CR 振荡电路的节点处的波形的波形图 ; 0018 图 3 是根据另一现有技术参考的 CR 振荡电路的电路图 ; 0019 图 4 是图示出图 3 中的 CR 振荡电路中的电流源的电流值的温度依赖性的曲线图 ; 0020 图 5 是图示出图 3 中的 CR 振荡电路的振荡频率的温度依赖性的曲线图 ; 0021 图 6 是根据第一实施例的振荡电路的框图 ; 说 明 书 CN 102368678 A CN 102368687 A3/。
25、9 页 7 0022 图 7 是带隙基准电路的电路图 ; 0023 图 8(A) 至图 8(C) 是图示出图 7 中的带隙基准电路的各种特性的温度依赖性的曲 线图 ; 0024 图 9 是偏置生成电路的电路图 ; 0025 图 10 是图示出根据第一实施例的振荡电路单元中的节点处的波形的波形图 ; 0026 图 11(A) 至图 11(E) 是用于说明第一实施例中的修整的示图 ; 0027 图 12 是电阻器切换单元的示例的电路图 ; 0028 图 13 是电容器切换单元的示例的电路图 ; 0029 图 14 是根据第二实施例的振荡电路的框图 ; 0030 图 15 是修整电流 DAC 的电路。
26、图 ; 0031 图 16 是根据第三实施例的振荡电路的框图 ; 0032 图 17 是图示出根据第三实施例的振荡电路中的节点处的波形的波形图。 具体实施方式 0033 下面将参考图 6 描述根据第一实施例的振荡电路。运算放大器 AMP1 和 PMOS 晶体 管MP3构成了反馈放大电路, 其执行反馈控制以使得施加给电阻器R1的电压与来自带隙基 准电路BGR1的输出, 即, 基准电压VBGR1相匹配。 当与基准电压VBGR1相同的电压被施加给 电阻器 R1 时, PMOS 晶体管 MP3 被偏置为使得电流在 PMOS 晶体管 MP3 中流动。该偏置电压 也被施加给偏置生成电路 6。偏置生成电路 。
27、6 基于给定的偏置电压来生成用于电流源 IP1 和 IN1 的控制信号。如后面将描述的, 电阻器 R1 具有可被切换或调节的电阻。 0034 运算放大器 AMP2、 PMOS 晶体管 MP4 以及电阻器 R2 和 R3 构成了输出电压 VREG 的 调节器电路 5。基准电压 VBGR2 从带隙基准电路 BGR2 被提供给运算放大器 AMP2。来自调 节器电路 5 的输出电压 VREG 是基于基准电压 VBGR2 根据电阻器 R2 和 R3 的电阻分压生成 的。 0035 带隙基准电路 BGR1 和 BGR2 的每个包括 PTAT 电压生成电路 1、 CTAT 电压生成电路 2 和相加比率设置电。
28、路 3。为了修整基准电压 VBGR1 和 VBGR2 的温度依赖性, 为带隙基准电 路 BGR1 和 BGR2 的每个布置有温度依赖性消除切换单元 4。 0036 带隙基准电路 BGR1 和 BGR2 的配置和操作将在下面参考图 7 和图 8 进行描述。由 于带隙基准电路 BGR2 的配置和操作与带隙基准电路 BGR1 的相同, 因此下面将仅描述带隙 基准电路 BGR1。如图 7 所示, 在带隙基准电路 BGR1 的 PTAT 电压生成电路 1 中, PMOS 晶体 管 MP11、 电阻器 R11 和二极管 D1 被串联耦合在电源与地之间。PMOS 晶体管 MP12 和二极管 D2 被串联耦合。
29、在电源与地之间。PMOS 晶体管 MP11 和 MP12 的栅极被共同耦合到运算放大 器 AMP11 的输出。PMOS 晶体管 MP11 和 MP12 的尺寸比 ( 沟道宽度 w/ 沟道长度 L) 被设置为 彼此相等, 以使得相等的电流 I1 在 PMOS 晶体管 MP11 和 MP12 中流动。运算放大器 AMP11 包括耦合到电阻器 R11 的一端的非反相输入端子以及耦合到二极管 D2 的阳极的反相输入 端子。添加到二极管 D1 和 D2 的数字 (8 和 1) 表示二极管 D1 和 D2 的相对面积比率。 0037 如图8(A)所示, 已知p-n结二极管D1和D2的前向电压Vbe1和Vb。
30、e2与绝对温度成 比例地降低。运算放大器 AMP11 具有耦合到反相和非反相输入端子的输出端子, 以构成将 电阻器R11一端处的电压与二极管D2阳极的电压相匹配的负反馈电路。 运算放大器AMP11 说 明 书 CN 102368678 A CN 102368687 A4/9 页 8 的输出被固定到这样的电压, 在该电压处, 电阻器 R11 一端处的电压与二极管 D2 阳极的电 压相匹配。在图 8(A) 所示的示例中, 二极管 D1 和 D2 的面积比是 8 1, 并且二极管 D1 和 D2 分别以不同的电流密度操作。以这种方式, 二极管 D1 和 D2 的前向电压之差 Vbe( Vbe2-Vb。
31、e1) 被施加到电阻器 R11 的两端之间。如图 8(A) 所示, 二极管 D1 和 D2 的前向电压 之差 Vbe 与绝对温度成比例地增大。因此, 电流 I1 是绝对温度成比例 (PTAT) 电流, 其与 绝对温度成比例地增大。 0038 在 CTAT 电压生成电路 2 中, PMOS 晶体管 MP13 和电阻器 R12 被串联耦合在电源与 地之间。PMOS 晶体管 MP13 的栅极被耦合到运算放大器 AMP12 的输出。PMOS 晶体管 MP13 在导通状态中使得电流 I2 流动。运算放大器 AMP12 包括耦合到电阻器 R12 一端的非反相 输入端子和耦合到 PTAT 电压生成电路 1 。
32、的二极管 D2 的阳极的反相输入端子。如将在后面 描述的, 电阻器 R12 具有可被切换或调节的电阻。 0039 运算放大器 AMP12 具有耦合到所述非反相输入端子的输出端子, 以构成使得电阻 器 R12 一端处的电压与 PTAT 电压生成电路 1 的二极管 D2 的阳极处的电压相匹配的负反馈 电路。运算放大器 AMP12 的输出被固定到这样的电压, 在该电压处, 电阻器 R12 一端处的电 压与二极管 D2 的前向电压 Vbe2 相匹配。以这种方式, 等于二极管 D2 的前向电压 Vbe2 的 电压被施加到电阻器 R12 的两端之间。如上所述, 二极管 D2 的前向电压 Vbe2 与绝对温。
33、度 成比例地降低。因此, 电流 I2 是绝对温度互补 (CTAT) 电流, 其与绝对温度成比例地降低。 0040 相加比率设置电路 3 包括 PMOS 晶体管 MP14 和 MP15。由于 PMOS 晶体管 MP14 的 栅电压由运算放大器 AMP11 的输出控制, 因此 PMOS 晶体管 MP14 中流动的电流 I3 是 PTAT 电流。电流 I3 的绝对值是由 PMOS 晶体管 MP14 的尺寸比 ( 沟道宽度 / 沟道长度 ) 与 PMOS 晶体管 MP11 和 MP12 的尺寸比之差确定的。由于 PMOS 晶体管 MP15 的栅电压由运算放大器 AMP12 的输出控制, 因此 PMOS。
34、 晶体管 MP15 中流动的电流 I4 是 CTAT 电流。电流 I4 的绝对 值是由 PMOS 晶体管 MP15 的尺寸比 ( 沟道宽度 / 沟道长度 ) 与 PMOS 晶体管 MP13 的尺寸比 之差确定的 0041 通过相加电流 I3 和电流 I4 获得的电流在电阻器 R13 中流动。当对绝对温度具有 正的依赖性的 PTAT 电流与对绝对温度具有负依赖性的 CTAT 电流之比适当地被调节时, 在 电阻器 R13 中流动的总电流 (I3+I4) 不依赖于温度 ( 参见图 8(B)。在图 8(B) 所示的示例 中, 温度依赖性消除切换单元 4 切换电阻器 R12 的电阻以调节 CTAT 电流。
35、 (I2 和 I4) 的值。 以这种方式, 不依赖温度的总电流在电阻器 R13 中流动。在电阻器 R13 中经转换的电压被 输出为基准电压VBGR1。 以这种方式, 带隙基准电路BGR1和BGR2分别生成并输出不依赖于 温度的基准电压 VBGR1 和 VBGR2( 参见图 8(C)。 0042 下面将参考图 9 描述偏置生成电路 6 的偏置和操作。如图 9 所示, 偏置生成电路 6 是包括 PMOS 晶体管 MP61 和 MP62 以及 NMOS 晶体管 MN61 和 MN62 的电流镜电路。基于来 自反馈控制运算放大器 AMP1 的输出, 由基准电压 VBGR1 和电阻器 R1 的电阻确定的。
36、基准电 流在 PMOS 晶体管 MP3 中流动。该基准电流由偏置生成电路 6, 即, 电流镜电路根据镜像比 (mirror ratio) 来调节, 以生成用于电流源 IP1 和 IN1 的控制信号。在图 9 所示的示例中, 耦合到电阻器 R1 的振荡频率修整切换单元 7 切换电阻器 R1 的电阻并且调节该基准电流的 值。以这种方式, 电流源 IP1 和 IN1 的恒定电流的值被切换。 0043 返回图6, 下面描述该振荡电路的操作和配置。 图6的振荡电路包括包含上述各个 说 明 书 CN 102368678 A CN 102368687 A5/9 页 9 电路的振荡控制单元以及由该振荡控制单元。
37、控制的振荡电路单元 ( 振荡信号生成单元 )。 振荡电路单元包括反相器 INV1、 INV2 和 INV3, 电容器 C1 和 C2, 电流源 IP1 和 IN1, PMOS 晶 体管 MP1 和 MP2, NMOS 晶体管 MN1 和 MN2, 以及振荡幅度修整切换单元 8。反相器 INV1 的输 入端子被耦合到电容器 C1 和 C2 的每个的一个端子 ( 节点 NA)。反相器 INV2 的输入端子 耦合到反相器 INV1 的输出端子 ( 节点 NB)。反相器 INV2 将从反相器 INV1 输出的矩形波 形振荡信号反相, 以从输出端子 OUT 输出经反相的矩形波形振荡信号。反相器 INV3。
38、 的输入 端子耦合到反相器 INV1 的输出端子。反相器 INV3 将反相器 INV1 的输出反相, 以将经反相 的输出提供给 PMOS 晶体管 MP1 和 NMOS 晶体管 MN1 的栅极。根据反相器 INV3 的输出, PMOS 晶体管 MP1 和 NMOS 晶体管 MN1 交替导通, 以将电容器 C1 和 C2 的每个的所述一个端子耦合 到电流源 IP1 或 IN1, 从而对电容器 C1 和 C2 充电和放电。PMOS 晶体管 MP2 和 NMOS 晶体管 MN2 将栅极共同耦合到反相器 INV1 的输出。PMOS 晶体管 MP2 和 NMOS 晶体管 MN2 之间的节 点被耦合到电容器。
39、 C2 的另一端子 ( 节点 NC)。PMOS 晶体管 MP2 和 NMOS 晶体管 MN2 构成了 一反相器, 该反相器通过将调节器电路 5 的输出电压 VREG 用作电源来驱动电容器 C2 的另 一端子 ( 节点 NC)。如后面将描述的, 电容器 C1 具有可被切换或调节的电容。 0044 图 10 图示出了该振荡电路单元的节点 NA、 NB 和 NC 处的波形。如图 10 所示, 节点 NB 和 NC 处的波形是矩形波形。节点 NA 处的电压由于与节点 NC 的电容性耦合而在节点 NC 的上升时刻上升, 并且此后, 通过电流源 IN1 的恒定电流被放电从而降低。当节点 NA 处的 电压低。
40、于反相器 INV1 的阈值 Vth 时, 节点 NB 和 NC 处的电压被反相。因此, 此时, 节点 NA 处的电压在节点 NC 的下降时刻下降, 并且此后, 通过电流源 IP1 的恒定电流被充电从而升 高。当节点 NA 处的电压高于反相器 INV1 的阈值 Vth 时, 节点 NB 和 NC 处的电压再次被反 相。此后, 重复相同操作。 0045 接下来, 计算振荡信号的振荡频率 Fosc。 0046 节点NA处的振荡幅度V是由调节器电路5的输出电压VREG和电容分压确定的。 0047 V VH-Vth Vth-VL (C2/(C1+C2)VREG (1) 0048 这里, C1 和 C2 。
41、是电容器 C1 和 C2 的电容。 0049 当电流源 IP1 和 IN1 的恒定电流的值以及半周期分别用 I 和 t 给出时, 由下式表 达的关系被给出 : 0050 It V(C1+C2) (2) 0051 根据式 (1) 和式 (2), 0052 t (V(C1+C2)/I (C2/(C1+C2)VREG(C1+C2)/I C2VREG/I (3) 0053 因此, 根据式 (3), 振荡频率 Fosc 由下式来表达 : 0054 Fosc 1/(2t) I/(2C2VREG) (4) 0055 当从带隙基准电路 BGR1 输出的基准电压 VBGR1 降低时, 电流源 IP1 和 IN1。
42、 的电流 值降低。此时, 如从式 (4) 将清楚的, 振荡频率 Fosc 减小。当从带隙基准电路 BGR2 输出的 基准电压 VBGR2 降低时, 调节器电路 5 的输出电压 VREG 被降低以减小振荡幅度 V。在此 情况中, 如从图 10 的式 (4) 将清楚的, 振荡频率 Fosc 增大。因此, 因电流源 IP1 和 IN1 的 电流值的温度依赖性导致的振荡频率 Fosc 的改变与因调节器电路 5 的输出电压 VREG 的温 度依赖性导致的振荡频率 Fosc 的改变被抵消。在第一实施例中, 振荡幅度修整切换单元 8 切换电容器 C1 的电容以调节振荡幅度 V。以这种方式, 可以生成固定频率。
43、。 说 明 书 CN 102368678 A CN 102368687 A6/9 页 10 0056 下面将参考图 11(A) 至图 11(E) 描述第一实施例中的修整过程。 0057 (1) 通过温度依赖性消除切换单元 4 来消除带隙基准电路 BGR1 和 BGR2 的线性温 度依赖性 ( 参见图 11(A) 和图 11(B)。 0058 带隙基准电路 BGR1 的温度依赖性对应于电流源 IP1 和 IN1 的电流值的温度依赖 性 ( 参见图 11(A)。带隙基准电路 BGR2 的温度依赖性对应于调节器电路 5 的输出电压 VREG 的温度依赖性 ( 参见图 11(B)。由带隙基准电路 BG。
44、R1 和 BGR2 保持的诸如向上倾斜 依赖性或向下倾斜依赖性之类的线性温度依赖性被温度依赖性消除切换单元 4 消除。 0059 (2) 通过振荡幅度修整切换单元 8 来调节振荡幅度 V( 参见图 11(C)。 0060 相对于调节器电路 5 的输出电压 VREG 的降低而减小振荡幅度 V 的程度通过振 荡幅度修整切换单元 8 来调节, 以消除振荡频率 Fosc 的二次温度依赖性。 0061 电流源 IP1 和 IN1 基于由带隙基准电路 BGR1 输出的基准电压 VBGR1 来生成对电 容器 C1 和 C2 充电和放电的电流。因此, 该充电和放电电流具有如图 11A 所示的温度依赖 性。当充。
45、电和放电电流减小时, 振荡频率 Fosc 减小。 0062 振荡幅度 V 是基于调节器电路 5 的输出电压 VREG 确定的。在调节器电路 5( 参 见图 6) 中, 电阻器 R2 和 R3 的温度依赖性的影响通过电阻分压被消除。因此, 如图 11(B) 所示, 调节器电路 5 的输出电压 VREG 具有与带隙基准电路 BGR2 输出的基准电压 VBGR2 相 同的温度依赖性。当输出电压 VREG 减小时, 振荡频率 Fosc 增大。 0063 由于带隙基准电路 BGR1 和 BGR2 具有相同配置, 因此带隙基准电路 BGR1 和 BGR2 的温度依赖性彼此相同。当基准电压 VBGR1 所对。
46、应的充电和放电电流的温度依赖性和调节 器电路5的输出电压VREG的温度依赖性被反向地相加时, 即使如在现有技术参考中那样每 个带隙基准电路的输出精度大约为 2, 该振荡频率 Fosc 的精度也可被维持在 1或 更低 ( 图 11(C)。当振荡幅度修整切换单元 8 调节电容器 C1 的电容时, 振荡幅度 V 可被 调节。因此, 在诸如向上倾斜或向下倾斜依赖性之类的线性温度依赖性之后略微存留的二 次温度依赖性被平滑并且可被消除。以这种方式, 可以获得高精度 ( 例如, 1内 ) 的振 荡电路。 0064 (3) 通过振荡频率修整切换单元 7 来调节振荡频率 Fosc( 参见图 11(D) 0065。
47、 由振荡频率修整切换单元 7 将振荡频率 Fosc 从 (1) 和 (2) 的修整被执行的频率 调节为所希望的应用频率 ( 图 11(D)。当振荡频率修整切换单元 7 调节电阻器 R1 的电阻 时, 偏置生成电路 6 的基准电流的值可被调节。以这种方式, 对电容器 C1 和 C2 充电和放电 的电流源 IP1 和 IN1 的电流值被调节, 以使得能够将振荡频率 Fosc 调节为所希望的值 ( 应 用频率 )。 0066 按照由 (1) (2) (3) (1) (2) (3) 给出的顺序重复修整过程 (1) 至 (3), 直到使振荡频率 Fosc 收敛为止, 并且所希望的恒定振荡频率 Fosc 。
48、被生成。当该修 整被重复时, 可以以更接近所希望值的频率来使用振荡器。然而, 不需要一直重复修整。在 步骤(3)中, 尽管电阻器R1的电阻被修整, 然而由于电阻器具有二次温度特性, 因此在修整 电阻器 R1 的电阻之前和之后, 电流源 IP1 和 IN1 的电流值的改变比率不完全与振荡频率 Fosc 的改变比率成比例 ( 参见图 11(D)。因此, 为了使振荡频率 Fosc 与所希望值相匹配, 要求逐步地执行修整。 0067 出于以下原因, 步骤 (1) 和 (2) 中的修整在步骤 (3) 中的修整之前被执行。例如, 说 明 书 CN 102368678 A CN 102368687 A7/9。
49、 页 11 当使带隙基准电路BGR1的线性温度依赖性尚未被消除时, 通过步骤(3)中的修整来将振荡 频率 Fosc 调节为应用频率。此后, 当带隙基准电路 BGR1 的线性温度依赖性被消除时, 振荡 频率 Fosc 从该应用频率偏移 ( 参见图 11(E)。因此, 考虑当在通过步骤 (1) 和 (2) 中的修 整消除了温度依赖性之后来通过步骤 (3) 中的修整调节振荡频率 Fosc 时, 振荡频率 Fosc 较早地被收敛。 0068 参考图 12, 现在描述温度依赖性消除切换单元 4 对电阻器 R12 的电阻的切换以及 振荡频率修整切换单元 7 对电阻器 R1 的电阻的切换。 0069 图 12 图示出了对电阻进行切换并且可被包括在温度依赖性消除切换单元 4 和振 荡频率修整切换单元 7 中的电阻器切换单元的示例。电阻器 VR1、 V。