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1、(10)申请公布号 CN 104113218 A (43)申请公布日 2014.10.22 CN 104113218 A (21)申请号 201410248049.9 (22)申请日 2014.06.05 H02M 5/22(2006.01) H02M 1/12(2006.01) (71)申请人 南京航空航天大学 地址 210016 江苏省南京市秦淮区御道街 29 号 (72)发明人 陆松 葛红娟 徐媛媛 许宇翔 国海 (74)专利代理机构 江苏圣典律师事务所 32237 代理人 贺翔 (54) 发明名称 一种含有源阻尼滤波单元的矩阵变换器及其 控制方法 (57) 摘要 本发明公开了一种含有源。
2、阻尼滤波单元的 矩阵变换器， 包括输入电源、 LC 输入滤波单元、 开 关矩阵和微处理单元， 输入电源提供的电流依次 通 LC 输入滤波单元和开关矩阵输入到负载中， 其 中， 微处理单元通过控制 LC 滤波器的谐振阻尼， 进而对 LC 滤波器输入电流波形进行控制， 以获得 预期的输出电压， 根据预期的输出电压分配开关 矩阵中各开关管的脉冲， 控制开关矩阵中各开关 管的工作状态。本发明还提供了上述含有源阻尼 滤波单元的矩阵变换器的控制方法。本发明改善 动态特性， 而且可以降低电源电流谐波含量， 使电 源侧始终接近单位功率因数， 提高矩阵变换器的 效率。同时有效抑制 LC 滤波器出现的谐振， 降低。
3、 电源电流的总谐波畸变率， 减弱矩阵变换器对电 网的影响。 (51)Int.Cl. 权利要求书 2 页 说明书 6 页 附图 3 页 (19)中华人民共和国国家知识产权局 (12)发明专利申请 权利要求书2页 说明书6页 附图3页 (10)申请公布号 CN 104113218 A CN 104113218 A 1/2 页 2 1. 一种含有源阻尼滤波单元的矩阵变换器， 其特征在于 ： 包括输入电源、 LC 输入滤波 单元、 开关矩阵和微处理单元， 所述输入电源提供的电流依次通 LC 输入滤波单元和开关矩 阵输入到负载中， 其中， 所述微处理单元通过控制 LC 滤波单元的谐振阻尼， 进而对 LC。
4、 滤波 单元输入电流波形进行控制， 以获得设定的输出电压， 根据设定的输出电压分配开关矩阵 中各开关管的脉冲， 控制开关矩阵中各开关管的工作状态。 2. 根据权利要求 1 所述含有源阻尼滤波单元的矩阵变换器， 其特征在于 ： 所述微处理 单元内包括锁相环、 坐标变换单元、 虚拟电阻函数单元、 d 轴电流调节器、 q 轴电流调节器、 输出电压调节器以及占空比计算和开关组合控制单元 ； 其中， 将输出电压幅值基准与检测 到的输出电压实际值送入所述输出电压调节器中， 所述输出电压调节器的输出作为电源电 流d轴分量的给定值， 与检测到的电源电流d轴分量实际值送入所述d轴电流调节器 ； LC输 入滤波单。
5、元输入电流 q 轴分量给定值与 LC 输入滤波单元输入电流 q 轴分量实际值输入到 所述 q 轴电流调节器中， 将电源电压与电源电流输入到所述虚拟电阻函数单元中， 所述虚 拟电阻函数单元的输出与 d、 q 轴电流调节器的输出一起输入至加法器中， 所述加法器的输 出经坐标变换单元生成矩阵变换器的输入电流 、 轴分量， 然后将输入电流 、 轴分 量送入占空比计算和开关组合控制单元， 同时输出电压的频率和相位也送入所述占空比计 算和开关组合控制单元， 计算出所需要的开关信号， 其中， 所述锁相环用于计算输入电源的 电角度。 3. 权利要求 1 2 中任意一项所述的含有源阻尼滤波单元的矩阵变换器的控制。
6、方法， 其特征在于 ： 包括以下步骤 ： 步骤 1 ： 采样矩阵变换器输出电压值， 将采样值与矩阵变换器输出电压给定值输入到 输出电压调节器中进行比较， 再经比例积分控制器得到滤波器输入电流 d 轴分量的给定值 同时令滤波器输入电流的 q 轴给定值为 步骤 2 ： 采样输入电源的电流、 电压 ； 输入电源的电压值经锁相环计算后得到输入电源 的电压的电角度 t， 通过坐标变换单元把三相静止坐标系下的输入电源的电流与电压变 换为两相旋转坐标系下的输入电源的电流 ISd,ISq与电压 USd,USq， 其中坐标变换根据公式 ： 计算获得 ； 其中， ISa,ISb,ISc分别为输入电源 a， b， 。
7、c 三相的电流值， USa,USb,USc分别为输入电源 a， b， c 三相的 相电压值 ； 步骤 3 ： 输入电源的电流给定值和实际值的 d、 q 轴分量分别输入 d 轴电流调节器与 q 轴电流调节器， 电流调节器的输出为矩阵变换器输入电流原始参考值 步骤 4 ： 通过虚拟电阻函数对进行补偿， 其中， 虚拟电阻函数为 ： 权 利 要 求 书 CN 104113218 A 2 2/2 页 3 式中， Ird(k),Irq(k),uSd(k),uSq(k),ISd(k),ISq(k) 分别为补偿量、 电源电压、 电源电流在 第 k 拍时的 d、 q 轴分量 ； ISd(k-1),ISq(k-1。
8、) 为电源电流在第 k-1 拍时的 d、 q 轴分量 ； L 为 LC 滤波单元的电感值 ； Ts为矩阵变换器的 PWM 调制周期 ； rf为虚拟电阻的值 ； KMC为矩阵变 换器的增益 ； 步骤 5 ： 经坐标变换单元， 根据公式 获得补偿后矩阵变换器输入电流参考值的两相静止坐标系 、 轴分量和 步骤 6 ： 根据补偿后矩阵变换器输入电流参考值的 、 轴分量和与输出电压 相角计算各输入、 输出矢量的作用时间， 分配各开关管的脉冲， 最后经隔离驱动单元使系统 工作。 权 利 要 求 书 CN 104113218 A 3 1/6 页 4 一种含有源阻尼滤波单元的矩阵变换器及其控制方法 技术领域 。
9、0001 本发明涉及一种矩阵变换器， 特别涉及一种含有源阻尼滤波单元的矩阵变换器及 其控制方法。 背景技术 0002 在矩阵变换器的输入侧加上 LC 滤波器主要是为了满足电磁兼容性的要求， 防止 矩阵变换器输入端由于开关器件高频开关所带来的毛刺倒灌进入电网 ； 滤除电网中高频 电压成分， 以免影响矩阵变换器的输出质量。但 LC 滤波器是二阶欠阻尼系统， 当系统含 有接近 LC 滤波器谐振频率的谐波时， 输入电流会受到严重干扰， 甚至系统不能正常工作。 在分析矩阵变换器输入滤波器时， 在三相输入电压平衡且三相负载平衡的前提下， 可将三 相 - 三相矩阵变换器等效为三个如图 1 所示的单相功率变换。
10、系统的组合。IM为矩阵变换器 的单相输入电流， US为单相电压源， IS为单相电源电流， UC为滤波器电容电压， 以 IS,UC作为 输出变量， 可得表达式 ： 0003 0004 由上式可以看出， 当电源电压 US或矩阵变换器输入电流 IM发生变化时， 电源电流 和滤波器电容电压将表现出无阻尼的暂态过程， 容易引起两者的剧烈振荡。 0005 为了增加系统的阻尼， 可在滤波器电容两端并联一个阻尼电阻， 如图 2 所示， 此时 滤波器输入输出量之间的关系如下 ： 0006 0007 上述公式表明， 阻尼电阻的引入增加了滤波器的阻尼， 特征频率n和阻尼系数 分 别为 : 0008 0009 可见，。
11、 在 Lf与 Cf确定的情况下， 阻尼系数只与 rf有关， 且截至频率保持不变。在 进行滤波器的阻尼设计时， 只需选取合适的阻尼电阻， 滤波器的其他参数并不需要特殊设 计。但稳态时， 由于 LC 滤波器谐振尖峰的存在， 对谐振频率附近的电流谐波增益非常大， 一 旦矩阵变换器的输入电流含有此频段的谐波， 电源电流的总谐波失真就会增大， 减小整个 系统的效率。如图 3 所示， 曲线 1 为无阻尼电阻时 IS和 IM之间的幅频特性曲线， 曲线 2 为 说 明 书 CN 104113218 A 4 2/6 页 5 电容并阻尼电阻时滤波器的幅频特性曲线。从图中可以看出， 阻尼电阻的加入有效地阻尼 了 L。
12、C 的谐振， 且对滤波器的低频、 高频特性都没有明显影响。实际电路中， 与电容并联的电 阻会产生极大的损耗， 一般选择在电感两端并电阻， 其幅频特性曲线如曲线 3 所示， 虽然也 能较好地阻尼谐振， 但对高频电流分量的衰减有较大影响。 由此可见， 在滤波电感上并联电 阻或在电容上串联电阻都能有效地阻尼 LC 滤波器的谐振， 但此方法不仅增加了系统的损 耗， 而且电阻参数也较难选取， 电阻值较大则对谐振的阻尼效果不佳， 电阻值较小则影响滤 波器对高频段的滤波效果， 两者不能兼顾。 为此， 部分学者开始研究有源阻尼的方法在矩阵 变换器中的应用。 有文献提出将矩阵变换器瞬时输入电压经数字低通滤波运算。
13、后以输入不 平衡的调制算法进行控制 ； 有文献提出在传统上空间矢量调制的基础上通过实时调整调制 比来抑制谐振。但是， 这两种方法都只能改善动态特性， 能抑制谐振， 但不能保证输入侧的 单位功率因数。也有文献提出以 PID 控制器代替 PI 控制器来增加系统的阻尼， 这个方法同 时抑制谐振和保证单位功率因数， 但会增加高频噪声。 发明内容 0010 发明目的 ： 本发明的目的在于针对现有技术的不足， 提供一种能够有效抑制 LC 滤 波器出现的谐振， 降低电源电流的总谐波畸变率， 减弱矩阵变换器对电网的影响的含有源 阻尼滤波单元的矩阵变换器。 0011 技术方案 ： 本发明提供一种含有源阻尼滤波单。
14、元的矩阵变换器， 包括输入电源、 LC 输入滤波单元、 开关矩阵和微处理单元， 所述输入电源提供的电流依次通 LC 输入滤波单元 和开关矩阵输入到负载中， 其中， 所述微处理单元通过控制 LC 滤波器的谐振阻尼， 进而对 LC 滤波器输入电流波形进行控制， 以获得设定的输出电压， 根据设定的输出电压分配开关 矩阵中各开关管的脉冲， 控制开关矩阵中各开关管的工作状态。 0012 其中， 所述微处理单元内包括锁相环、 坐标变换单元、 虚拟电阻函数单元、 d 轴电流 调节器、 q 轴电流调节器、 输出电压调节器以及占空比计算和开关组合控制单元 ； 其中， 将 输出电压幅值基准与采样到的输出电压实际值。
15、送入所述输出电压调节器中， 所述输出电压 调节器的输出作为电源电流 d 轴分量的给定值， 与采样到的电源电流 d 轴分量实际值送入 所述d轴电流调节器 ； LC输入滤波单元输入电流q轴分量给定值与LC输入滤波单元输入电 流 q 轴分量实际值输入到所述 q 轴电流调节器中， 将电源电压与电源电流输入到所述虚拟 电阻函数单元中， 所述虚拟电阻函数单元的输出与 d、 q 轴电流调节器的输出一起输入至加 法器中， 所述加法器的输出经坐标变换单元生成矩阵变换器的输入电流 、 轴分量， 然 后将输入电流 、 轴分量送入占空比计算和开关组合控制单元， 同时输出电压的频率和 相位也送入所述占空比计算和开关组合。
16、控制单元， 计算出所需要的开关信号， 其中， 所述锁 相环用于计算输入电源的电角度。输出电压的相位是根据设定的输出频率实时计算获得。 0013 本发明还提供了一种含有源阻尼滤波单元的矩阵变换器的控制方法， 包括以下步 骤 ： 0014 步骤 1 ： 采样矩阵变换器输出电压值， 将采样值与矩阵变换器输出电压给定值输 入到输出电压调节器中进行比较， 然后经比例积分控制器得到滤波器输入电流 d 轴分量的 给定值同时令滤波器输入电流的 q 轴给定值为 0015 步骤 2 ： 采样输入电源的电流、 电压 ； 输入电源的电压值经锁相环计算后得到输入 说 明 书 CN 104113218 A 5 3/6 页。
17、 6 电源的电压的电角度 t， 通过坐标变换单元把三相静止坐标系下的输入电源的电流与电 压变换为两相旋转坐标系下的输入电源的电流 ISd,ISq与电压 USd,USq， 其中坐标变换根据公 式 ： 0016 计 算 获 得 ； 其中， ISa,ISb,ISc分别为输入电源 a， b， c 三相的电流值， USa,USb,USc分别为输入电源 a， b， c 三相的相电压值 ； 0017 步骤 3 输入电源的电流给定值和实际值的 d、 q 轴分量分别输入 d 轴电流调节器与 q 轴电流调节器， 电流调节器的输出为矩阵变换器输入电流原始参考值 0018 步骤 4 ： 通过虚拟电阻函数对进行补偿， 。
18、其中， 虚拟电阻函数为 ： 0019 0020 式中， Ird(k),Irq(k),uSd(k),uSq(k),ISd(k),ISq(k) 分别为补偿量、 电源电压、 电源电 流在第 k 拍时的 d、 q 轴分量 ； ISd(k-1),ISq(k-1) 为电源电流在第 k-1 拍时的 d、 q 轴分量 ； L 为 LC 滤波单元的电感值 ； Ts为矩阵变换器的 PWM 调制周期 ； rf为虚拟电阻的值 ； KMC为矩阵 变换器的增益 ； 0021 步骤 5 ： 根据公式 0022 0023 获得补偿后矩阵变换器输入电流参考值的两相静止坐标系 、 轴分量和 0024 步骤 6 ： 根据补偿后矩阵。
19、变换器输入电流参考值的 、 轴分量和与输出 电压相角计算各输入、 输出矢量的作用时间， 分配各开关管的脉冲， 最后经隔离驱动单元使 系统工作。 0025 工作原理 ： 本发明采用电源电流反馈和引入虚拟电阻函数进行补偿， 将 LC 滤波器 在矩阵变换器系统中产生的共轭极点转移到稳定区域内， 并引入的虚拟电阻函数补偿本质 是对滤波电容电压进行反馈补偿， 控制LC滤波器的谐振阻尼， 进而对LC滤波器输入电流波 形进行控制， 以获得预期的输出电压。 0026 有益效果 ： 与现有技术相比， 本发明在不增加损耗的情况下， 不仅引入了合理的系 统阻尼量， 改善动态特性， 而且可以降低电源电流谐波含量， 使。
20、电源侧始终接近单位功率因 数， 提高矩阵变换器的效率。同时有效抑制 LC 滤波器出现的谐振， 降低电源电流的总谐波 畸变率， 减弱矩阵变换器对电网的影响。 说 明 书 CN 104113218 A 6 4/6 页 7 附图说明 0027 图 1 为无阻尼时矩阵变换器系统的简化图 ； 0028 图 2 为采用无源阻尼时矩阵变换器系统的简化图 ； 0029 图 3 为不同阻尼情况下滤波器的幅频特性曲线 ； 0030 图 4 为本发明含有源阻尼滤波器的矩阵变换器的结构图 ； 0031 图 5 为有源阻尼控制框图 ； 0032 图 6 为采用阻尼电阻为 25 的无源阻尼法时的输入波形图 ； 0033 。
21、图 7 为采用阻尼电阻为 50 的无源阻尼法时的输入波形图 ； 0034 图 8 为本发明的输入波形图 ； 具体实施方式 0035 下面对本发明技术方案进行详细说明， 但是本发明的保护范围不局限于所述实施 例。 0036 如图 4 所示， 本发明公开一种含有源阻尼滤波单元的矩阵变换器， 包括输入电源、 LC 输入滤波单元、 开关矩阵和微处理单元， 输入电源提供的电流依次通 LC 输入滤波单元和 开关矩阵输入到负载中， 其中， 微处理单元通过控制 LC 滤波器的谐振阻尼， 进而对 LC 滤波 器输入电流波形进行控制， 以获得预期的输出电压， 根据预期的输出电压分配开关矩阵中 各开关管的脉冲， 控。
22、制开关矩阵中各开关管的工作状态。 其中微处理单元内包括锁相环、 坐 标变换单元、 虚拟电阻函数单元、 d 轴电流调节器、 q 轴电流调节器、 输出电压调节器以及占 空比计算和开关组合控制单元。 0037 如图 5 所示， 本发明基于虚拟电阻的有源阻尼方法控制框图， 则具体方法如下 ： 0038 步骤 1: 采样矩阵变换器输出电压值， 将采样值与矩阵变换器输出电压给定值输 入到输出电压调节器中进行比较， 再经比例积分控制器得到滤波器输入电流 d 轴分量的给 定值为使网侧保持单位功率因素， 滤波器输入电流的 q 轴给定值为 0039 步骤 2: 采样输入电源的电流、 电压 ； 输入电源的电压值经锁。
23、相环计算后得到电网 电角度 t， 通过坐标变换单元把三相静止坐标系下的网侧电流与电压变换为两相旋转坐 标系下的 ISd,ISq与 USd,USq， 其中坐标变换根据公式 ： 0040 计 算 获 得， 其中， ISa,ISb,ISc分别为输入电源 a， b， c 三相的电流值， USa,USb,USc分别为输入电源 a， b， c 三相的相电压值 ； 0041 步骤 3 ： 输入电源的电流给定值和采样值的 d、 q 轴分量分别输入 d 轴电流调节器 与 q 轴电流调节器， 电流调节器的输出为即矩阵变换器输入电流原始参考值。 0042 其中， 根据应用需求， 自己设定矩阵变换器的输出电压的大小与。
24、频率， 输出电压调 节器自行计算出输入电源的电流 d 轴分量的给定值为使网侧接近单位功率因数， 网侧 说 明 书 CN 104113218 A 7 5/6 页 8 电流 q 轴分量的给定值为 0， 即由于矩阵变换器的传输比限制， 在线性调制范围内， 输出电压给定必须满足 Uo 0.866Us， Us为输入电源的电压， 这样就可以获得输入电源的 电流给定值。 0043 步骤 4 ： 通过虚拟电阻函数对进行补偿， 其中， 虚拟电阻函数为 ： 0044 0045 式中， Ird(k),Irq(k),uSd(k),uSq(k),ISd(k),ISq(k) 分别为补偿量、 电源电压、 电源电 流在第 k。
25、 拍时的 d、 q 轴分量 ； ISd(k-1),ISq(k-1) 为电源电流在第 k-1 拍时的 d、 q 轴分量 ； L 为滤波器的电感值 ； Ts为矩阵变换器的 PWM 调制周期 ； rf为虚拟电阻的值 ； KMC为矩阵变换 器的增益。 0046 其中， rf的值为设定值， rf的选值与滤波器的 LC 参数有关， 选取的 rf值应尽量使 系统拥有较好的动态与稳态特性， 仿真时参数选取公式为KMCUs/Vc， Vc为调制时所用的三角载波的峰值， Vc可根据需求自己设定。 0047 步骤 5 ： 经坐标变换单元， 根据公式 0048 0049 获得补偿后矩阵变换器输入电流参考值的两相静止坐标。
26、系 、 轴分量和 0050 步骤 6 ： 根据补偿后矩阵变换器输入电流参考值的 、 轴分量和与输出 电压相角计算各输入、 输出矢量的作用时间， 分配各开关管的脉冲， 最后光耦对驱动单元进 行隔离， 从而使系统工作。 0051 设定虚拟逆变侧调制比为 1， 根据输出电压相角确定输出电压所处的相区， 得到输 出电压矢量位于该相区的角度 ， 得到两个输出电压矢量的作用时间比， 0052 d1 sin(/3-) 0053 d2 sin() 0054 其中， d1表示第一组开关组合在一个开关周期中的作用时间与开关周期的比值， d2 为表示第二组开关组合在一个开关周期中的作用时间与开关周期的比值。 005。
27、5 虚拟整流侧根据和确定参考输入电流矢量所处的相区， 根据下式确定两 个输入电流矢量的作用时间比 0056 说 明 书 CN 104113218 A 8 6/6 页 9 0057 其中， d3表示第三组开关组合在一个开关周期中的作用时间与开关周期的比值， d4为表示第四组开关组合在一个开关周期中的作用时间与开关周期的比值 ； D 为预分解矩 阵， 每个相区不同的预分解矩阵不同， 但都是 2 2 的矩阵， n 为输入电流矢量所处相区数， 为 I 额定状态下输出电流的峰值， 之后计算各开关组合的作用时间 0058 T1 d1gd3gTs 0059 T2 d1gd4gTs 0060 T3 d2gd3。
28、gTs 0061 T4 d2gd4gTs 0062 T0 Ts-T1-T2-T3-T4， 0063 式中， Ts指矩阵变换器的 PWM 调制周期。 0064 其中， 本实施例中涉及的预分解矩阵为 ： 0065 0066 为进一步验证本发明所能带来的有益效果， 以下列参数搭建模型进行仿真， 开关 频率 20kHz。 0067 输入电压311V/50Hz输出电压180V/60Hz 滤波器电感2mH滤波器电容10F 负载电感5mH负载电阻10 0068 图 6、 图 7 为采用无源阻尼方法时的电源电压与电流波形， 图 6 中的阻尼电阻为 50， 图 7 中的阻尼电阻为 25， 图 8 为采用本发明提。
29、供的矩阵变换器和方法的输入波形 图， 为方便观察， 电压都缩小 10 倍显示。 0069 由图可见， 仿真结果与理论分析一致， 采用无源阻尼方法时， 阻尼电阻较大会导致 电源电流含有较多开关频率的谐波， 阻尼电阻较小时则会导致电源电流含较多滤波器谐振 频率处的谐波。而采用所提有源阻尼方法时， 电源电流的各次谐波含量都较小。 说 明 书 CN 104113218 A 9 1/3 页 10 图 1 图 2 图 3 说 明 书 附 图 CN 104113218 A 10 2/3 页 11 图 4 图 5 说 明 书 附 图 CN 104113218 A 11 3/3 页 12 图 6 图 7 图 8 说 明 书 附 图 CN 104113218 A 12 。