TDSCDMA码资源优化方法.pdf

摘要
申请专利号：	CN201410298720.0	申请日：	2014.06.27
公开号：	CN104066187A	公开日：	2014.09.24
当前法律状态：	授权	有效性：	有权
法律详情：	授权\|\|\|实质审查的生效IPC(主分类):H04W 72/04申请日:20140627\|\|\|公开
IPC分类号：	H04W72/04(2009.01)I; H04W72/08(2009.01)I	主分类号：	H04W72/04
申请人：	广东南方通信建设有限公司
发明人：	谢立新; 黄杏云; 黄瑞慧; 高建涛
地址：	510630 广东省广州市天河区中山大道华景路1号南方通信大厦24-25楼
优先权：
专利代理机构：	广州市越秀区哲力专利商标事务所(普通合伙) 44288	代理人：	汤喜友
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内容摘要

本发明涉及TD-SCDMA码资源优化方法，其根据扫频数据，将天线的非主瓣辐射转换为等效的主瓣辐射，从而对同一扫频位置上接收到的信号的小区身份进行识别，计算服务小区的信号传播距离与每一邻区的信号传播距离之间的差值，并将所述差值根据规则一换算成对应的码片值，再计算服务小区复合码(扰码与扩频码逐码片相乘)与各邻区复合码的时延相关值。结合切换统计数据，分别计算每一个试用扰码的总相关余量，总相关余量最小时对应的试用扰码作为服务小区最终使用的扰码。本发明能够达到降低网内干扰的效果。

权利要求书

权利要求书1. TD-SCDMA码资源优化方法，其特征在于，包括以下步骤：A、小区身份识别步骤：根据扫频数据和公式一，对同一扫频位置上接收到的信号的小区身份进行识别，将所述同一扫频位置定义为测试点；L2/L1＝(1+2*(sinθ/2)^3)^1.8——(公式一)；其中，L1为天线的非主瓣辐射至扫频位置的距离，L2为等效的天线的主瓣辐射至扫频位置的距离，θ为非主瓣辐射时的波瓣角；将具有同一信号特性的各个小区的L2进行比对，L2最小的小区为信号对应的小区，以得到测试点上所有信号的小区身份；B、传播时延计算步骤：将测试点上所有小区的信号进行比对，将信号强度最强的小区作为服务小区；根据所述服务小区生成一份相关小区列表，所述相关小区列表包括RNC定义的邻区以及小区身份识别步骤中发现的潜在的邻区，所述潜在的邻区是指与所述服务小区同频、信号强度相当并且RNC中没有定义的小区，所述信号强度相当是指信号强度之差小于6dB；分别计算测试点与每一邻区之间的信号传播距离；分别计算服务小区的信号传播距离与每一邻区的信号传播距离之间的差值，并将所述差值根据规则一换算成对应的码片值；所述规则一为：30米＝1/8码片，并且234*n±30米＝n码片， n＝1,2,3……；C、扰码优化步骤：将符合条件一、条件二以及服务小区原来未使用的扰码一一试用作为服务小区的试用扰码，并分别计算每一个试用扰码的总相关余量，总相关余量最小时对应的试用扰码作为服务小区最终使用的扰码；所述条件一为：服务小区与同频的邻区不同扰码；服务小区与同主频的邻区的扰码不同组；服务小区与同主频的邻区的邻区不同扰码；所述条件二为：当服务小区试用某一扰码C1后，若与所有同主频的邻区出现相关值＝1，则该某一扰码C1禁止使用；总相关余量的计算过程如下：根据码片值和试用扰码，分别计算服务小区与每一邻区之间的复合码的相关值，如果是零时延重码，则相关值＝1，如果是n码片时延重码，则相关值＝1-n/16，如果是扫频数据中发现的重码，则不论是零时延或n码片时延，其相关值＝1；提取RNC统计的双向切换数据并根据规则二进行归一化处理，以得到切换归一化值；所述规则二为：服务小区与某一RNC定义的邻区的双向切换数最大，则切换归一化值取1，其他RNC定义的邻区则按双向切换数比例取值，若为潜在的邻区，则切换归一化值取0.5；总相关余量＝服务小区与所有邻区的相关值*切换归一化值的总和。

说明书

说明书TD-SCDMA码资源优化方法
技术领域
本发明涉及TD-SCDMA码资源优化技术。
背景技术
目前的TD-SCDMA扫频分析与扰码规划方法如下：
1、扰码规划。
运营商(中国移动)依据厂家提供的扰码相关值表进行扰码规划。
扰码相关值表：对所有扰码的复合码(扰码与扩频码逐码片相乘所得)之间可能存在的相关性进行描述：如冲突码、重码、以及没有重码时的相关值进行量化。
相关值大的，表示重码或小时延重码；相关值小的，表示大时延重码或者没有重码。系统规划时，采用“优选”策略，即优选相关值小的码组。
2、干扰分析与优化。
干扰分析：以邻区中存在同频、信号强度相当作为干扰分析依据，如当某小区存在4个以上强信号(-90dBm以上)邻区，且至少有1个小区信号强度与服务小区相差6dB以内时，便认为服务小区受干扰。
干扰优化：采用更换频率、控制小区覆盖的方法。
目前的优化方法存在以下缺陷：
1、没有结合码组时延特性进行干扰分析。
例如，某小区用户受到同频小区同时隙上各码道的干扰模式，任何扰码复合码之间的相关值，在零时延时可以分成三类，如下表示：
A类相关值B类相关值C类相关值码道100.5-0.25码道2000.25码道3000.25码道4000.25码道5000.25码道6000.25码道7000.25码道80-0.5-0.25码道900-0.25码道10000.25码道1100.50.25码道12000.25码道1300-0.25码道14-10.5-0.25码道1500-0.25码道16000.25总相关值-111
表面上，采用任何扰码，16个码道的总相关值都为“1”。正是由于这个原因，优化人员会认为更换任何扰码，结果都一样，因而把优化重点放在频率上，但当前TD系统只有15个频率，仅仅通过换频的方式，优化空间极其有限。
三类码组的干扰碰撞概率分析：
A类码组时，需要表中的1个码道被占用，就构成干扰，碰撞概率比较大。
B类码组时，需要表中的4个码道都被占用，才构成干扰，碰撞概率较小。
C类码组时，需要表中的16个码道都被占用，才构成干扰，碰撞概率最小。
所以在不考虑时延特性时，首选C类码组、次选B类码组、避免或禁用A类码组。但实际上，各小区信号强度相当且传播距离相同的可能性不大，绝大部分情况下，不同小区的信号强度相当时，其传播距离往往是不同的，这便是时延特性，当复合码之间存在传播时延时，其相关值发生了变化，下面是某B类码组在不同的传播时延时相关值的变化：

从上表可知：零时延时，此码组总相关值＝1，但4/8码片(即半码片时延)时，其总相关值＝0。
2、没有结合实际传播时延进行码组规划。
扰码规划的缺陷：当前扰码规划都是以优先选择大时延重码码组为原则，没有结合现网实际时延情况。重码计算只是一种理论值，现网中不一定存在。
理论上的重码分成下面几种情况：
0、8码片时延重码，属于最小时延重码；
2、6码片时延重码，属于最较小时延重码；
3、5码片时延重码，属于较大时延重码；
4码片时延重码，属于最大时延重码。
上述4码片时延重码，属于最大时延重码，此类码组将被优先选择，这种优选策略存在很大的隐患，即当实际网络中存在4码片时延重码时，选择此码组将造成较严重的干扰。
网络中存在大码片时延的几种情况：
①高站跨区覆盖；
②城乡交界处；
③波瓣问题；
④室分站与室外站使用相同频率。
注：1个码片的空中传播距离为234米(光速/码速＝3*10^8/1.28*10^6)，4码片时延即两小区信号到达某一位置时传播距离相差4*234≈1000米，即1公里。
3、没有结合切换数据进行量化。
目前，TD网络越来越复杂，仅仅采用“禁用”或“优选”的策略已不能适用，还需要结合小区之间的网络相关性(以切换数表示)进行综合的量化取舍。例如某组相关性强的码组，在没有更优的前提下，也可以应用于切换数极少的两个小区。
4、网络问题。
现网中较多地采用了零时延重码，造成了较严重的网内干扰，对分组域的速率有较大的影响。
发明内容
本发明的目的在于提出一种TD-SCDMA码资源优化方法，其能解决没有结合码组时延特性进行优化的问题。
为了达到上述目的，本发明所采用的技术方案如下：
TD-SCDMA码资源优化方法，其包括以下步骤：
A、小区身份识别步骤：
根据扫频数据和公式一，对同一扫频位置上接收到的信号的小区身份进行识别，将所述同一扫频位置定义为测试点；
L2/L1＝(1+2*(sinθ/2)^3)^1.8——(公式一)；
其中，L1为天线的非主瓣辐射至扫频位置的距离，L2为等效的天线的主瓣辐射至扫频位置的距离，θ为非主瓣辐射时的波瓣角；，将具有同一信号特性(主频率号与扰码号)的各个小区的L2进行比对，L2最小的小区便是信号(扫频数据)对应的小区，从而得到测试点上所有小区信号的小区身份；
B、传播时延计算步骤：
将测试点上所有小区的信号进行比对，将信号强度最强的小区作为服务小区；
根据所述服务小区生成一份相关小区列表，所述相关小区列表包括RNC定义的邻区以及小区身份识别步骤中发现的潜在的邻区，所述潜在的邻区是指与所述服务小区同频、信号强度相当并且RNC中没有定义的小区，所述信号强度相当是指信号强度之差小于6dB；
分别计算测试点与每一邻区之间的信号传播距离；
分别计算服务小区的信号传播距离与每一邻区的信号传播距离之间的差值，并将所述差值根据规则一换算成对应的码片值；
所述规则一为：30米＝1/8码片，并且234*n±30米＝n码片，n＝1,2,3……；
C、扰码优化步骤：
将符合条件一、条件二以及服务小区原来未使用的扰码一一试用作为服务小区的试用扰码，并分别计算每一个试用扰码的总相关余量，总相关余量最小时对应的试用扰码作为服务小区最终使用的扰码；
所述条件一为：服务小区与同频的邻区不同扰码；服务小区与同主频的邻区的扰码不同组；服务小区与同主频的邻区的邻区不同扰码；
所述条件二为：当服务小区试用某一扰码C1后，若与所有同主频的邻区出现相关值＝1，则该某一扰码C1禁止使用；
总相关余量的计算过程如下：
根据码片值和试用扰码，分别计算服务小区与每一邻区之间的复合码的相关值，如果是零时延重码，则相关值＝1，如果是n码片时延重码，则相关值＝1-n/16，如果是扫频数据中发现的重码，则不论是零时延重码还是n码片时延重码，其相关值＝1；
提取RNC统计的双向切换数据并根据规则二进行归一化处理，以得到切换归一化值；所述规则二为：服务小区与某一RNC定义的邻区的双向切换数最大，则切换归一化值取1，其他RNC定义的邻区则按双向切换数比例取值，若为潜在的邻区，则切换归一化值取0.5；
总相关余量＝服务小区与所有邻区的相关值*切换归一化值的总和。
本发明具有如下有益效果：
同时考虑了各小区信号传播距离，计算传播时延，再结合不同的时延计算各自的相关值，按实际扫频数据进行计算，当发现某码组实际上存在大码片时延重码时，此类码组将被禁止或滞后使用，以达到降低网内干扰的效果。
附图说明
图1为本发明较佳实施例的TD-SCDMA码资源优化方法的流程图；
图2为主频与扰码复用图例；
图3为天线的水平波瓣图；
图4为天线的垂直波瓣图；
图5为信号传播距离计算示意图。
具体实施方式
下面，结合附图以及具体实施方式，对本发明做进一步描述。
如图1所示，一种TD-SCDMA码资源优化方法，其包括以下步骤：
A、小区身份识别步骤：
扫频数据来源于扫频仪，所述扫频仪安装于监测车上，监测车根据任务，在城市的一定范围内行驶，以收集扫频数据。也就是说，采用下行扫频仪进行拉网测试，扫频测试对象为全部主频率，将扫频数据导出作为时延分析依据；切换统计数据收集，作为码资源优化的量化依据；基础工参收集，包括基站名、位置、小区、方位、天线挂高、小区名、识码、功率、主频率号、扰码号等。
然而，扫频数据仅能识别信号的两个特性参数：主频率号与扰码号，但网络中这种组合并不是唯一的，有多个小区采用同样的组合，为准确识别扫频信号的小区身份，传统的方案是就近选取的原则，没有结合天线的辐射方向。本实施例则同时考虑了传播距离与覆盖方向。
如图2至图4所示，天线水平波瓣特性图显示：天线水平主覆盖方向强度最大；旁瓣变弱(如图示90度位置，其信号比主瓣弱化了15dB；后瓣最弱，其信号强度比主瓣弱化了30dB)。水平波瓣图呈现了信号随角度变大而变弱的非线性关系。
仅仅通过就近确认小区身份的方法,存在一定的不准确性。为客观反映不同波瓣角度的影响,需将不同的波瓣角度的信号折算成主瓣覆盖方向的信号。
1、信号随传播距离变化的关系
奥村地面传播衰落模型：信号强度随传播距离的3.5次方而变化
S∝35lg(4*Pi*L/λ)
Sa-Sb∝35lg(4*Pi*Lb/λ)-35lg(4*Pi*La/λ)＝35lg(Lb/La)
2、信号随角度变化的关系：
天线的水平波瓣图：信号强度随水平波瓣角而变化
S1-S2∝(1+2*(sinθ/2)^3)^1.8
注：式中S1表示主瓣方位的信号强度，S2表示与主瓣夹角为θ的方位的信号强度。即天线的水平波瓣特性，厂家通过标准测试场所生成图3和图4所示的水平波瓣图，但没能提供其对应的函数关系，上式是依据下表中的样点利用迫近法生成的。
角度衰落值lgL2/L1距离sinθ/2角度000.001.000.001.003030.091.220.261.066090.261.810.501.4990150.432.680.712.62120200.573.730.874.47150250.715.180.976.39180300.867.201.007.22
一般而言，每个基站有3根天线，每根天线对应一个小区。扫频仪接收数据时，有些天线是背对发送，有些天线是正对发送，因此，需要把所有天线都转换为正对发送来进行比较。
根据上述，可得L2/L1＝(1+2*(sinθ/2)^3)^1.8——(公式一)；
其中，L1为天线的非主瓣辐射至扫频位置的距离，L2为等效的天线的主瓣辐射至扫频位置的距离，θ为非主瓣辐射时的波瓣角(180°制)。结论：当非主瓣辐射(距离为L1)折算主瓣辐射(距离为L2)时，距离将发生变化。
根据扫频数据和公式一，对同一扫频位置上接收到的信号的小区身份进行识别，将所述同一扫频位置定义为测试点。其中，扫频数据包括测试点的经纬度、基础工参中包含基站中心经纬度。
将具有同一信号特性的各个小区的L2进行比对，L2最小的小区即为扫频信号对应的小区，以得到测试点上所有信号的小区身份。例如，如图2所示，黑色点表示扫频位置，在此位置上发现一个信号，其特性为：主频＝10063，扰码＝58。而在网络中符合这一特性的小区有两个，分别如图中左边的A小区与右边的B小区。根据A、B小区所有基站的经纬度，可以计算出此两小区至扫频位置的距离：La、Lb。以及A、B小区主轴方向与覆盖方向的夹角(180度制)θa、θb。A小区虽然最接近测试点，但属于后瓣覆盖，折算成主瓣覆盖时的等效距离为：
B、La*(1+2*sin(θ/2)^3)^1.8＝7.22*La(远大于Lb)，由此可知：测试点中发现的信号是B小区的信号，而不是A小区的信号。传播时延计算步骤：
扫频数据中同时可以提供信号强度值PCCPCH RSCP，我们以某一个测试点中最强的小区作为潜在的服务小区，这个服务小区也就是干扰优化的对象，因扫频是一个连续进程，服务小区也不断变化，所以软件运算量决定于扫频时间的长短与扫频区域的大小。
具体为，将测试点上所有小区的信号进行比对，将信号强度最强的小区作为服务小区。
根据所述服务小区生成一份相关小区列表，所述相关小区列表包括RNC(Radio Network Controller，无线网络控制器)定义的邻区以及小区身份识别步骤中发现的潜在的邻区，所述潜在的邻区是指与所述服务小区同频(包括主频和副频)、信号强度相当并且RNC中没有定义的小区，所述信号强度相当是指信号强度之差小于6dB。
分别计算测试点与每一邻区之间的信号传播距离。具体为，利用测试点的经纬度(X0，Y0)、基站中心经纬度(X1，Y1)，计算测试点与基站(各扫频信号对应的小区所在基站)的信号传播距离L:L＝[((X1-X0)*cosY0*111.11)^2+((Y1-Y0)*111.11)^2]^1/2(公里)
因基站天线挂高一般都为50米内，相对于覆盖水平距离及码片空中传播距离而言，可以省略，所以可以采用水平距离代替传播距离。
注:式中cosY0为修正值，在赤道附近时，每一经度代表111.11公里:地球半径是6371公里,赤道线(周长)＝3.1416*2*6371公里,每1经度的长度＝3.1416*2*6371/3600＝111.11公里，基站所在纬度越接近两极时,每一经度代表的距离便越短，如图5所示。分别计算服务小区的信号传播距离与每一邻区的信号传播距离之间的差值，并将所述差值根据规则一换算成对应的码片值。所述规则一为：30米＝1/8码片，并且234*n±30米＝n码片，n＝1,2,3……。也就是说，将两小区的信号传播距离相减，得出差值再折算成码片，精度为30米(1/8码片)。实际计算中，当两小区的信号传播距离差介于204～264之间时，都视同1个码片时延(即234±30米)。当两小区的信号传播距离差介于672～732之间时，都视同3个码片时延(即702米±30)。其中，相关值与传播时延存在线性关系。3码片时相关值＝1，但相差30米(1/8码片)时，相关值＝0.875。
C、扰码优化步骤：
将符合条件一、条件二以及服务小区原来未使用的扰码一一试用作为服务小区(下称A小区)的试用扰码(即128个扰码中除去A原使用的、再除去不满足条件一、二的)，并分别计算每一个试用扰码的总相关余量，总相关余量最小时对应的试用扰码作为服务小区最终使用的扰码。
所述条件一为：服务小区与同频(不分主、副频)的邻区不能同扰码；服务小区与同主频的邻区的扰码不同组(指对应一个下导频码的扰码组)；服务小区与同主频的邻区的邻区不能同扰码(如GSM的同BCCHNO同BSIC的作用)。
所述条件二为：当服务小区试用某一扰码C1后，若与所有同主频的邻区出现相关值＝1，则该某一扰码C1禁止使用(这个条件实际上也避开了冲突码的出现)。
总相关余量的计算过程如下：
根据码片值和试用扰码，分别计算服务小区与每一邻区之间的复合码的相关值，如果是零时延重码，则相关值＝1，如果是n码片时延重码，则相关值＝1-n/16，如果是扫频数据中发现的重码，因没有切换数据，则相关值＝1；
提取RNC统计的双向切换数据并根据规则二进行归一化处理，以得到切换归一化值；所述规则二为：服务小区与某一RNC定义的邻区的双向切换数最大，则切换归一化值取1，其他RNC定义的邻区则按双向切换数比例取值，若为潜在的邻区，则切换归一化值取0.5；
总相关余量(C)＝服务小区与所有邻区的相关值(Cn)*切换归一化值(Hn)的总和。公式：C＝Σ(Cn*Hn)
虽然相关值的计算是公知技术，但是，为了便于对本发明的理解，下面还是对复合码的相关值以及时延性的相关值计算过程进行详细说明。
本实例是针对网络可能存在的相关性进行一一推算，下面提供的扰码序列、扩频码序列来自于信产部TD-SCDMA行业标准，如与现网使用的码序列有出入，可以替换，不影响程序本身。
1、16阶扩频码
SF11111111111111111SF211111111-1-1-1-1-1-1-1-1SF31111-1-1-1-11111-1-1-1-1SF41111-1-1-1-1-1-1-1-11111SF511-1-111-1-111-1-111-1-1SF611-1-111-1-1-1-111-1-111SF711-1-1-1-11111-1-1-1-111SF811-1-1-1-111-1-11111-1-1SF91-11-11-11-11-11-11-11-1SF101-11-11-11-1-11-11-11-11SF111-11-1-11-111-11-1-11-11SF121-11-1-11-11-11-111-11-1SF131-1-111-1-111-1-111-1-11SF141-1-111-1-11-111-1-111-1SF151-1-11-111-11-1-11-111-1SF161-1-11-111-1-111-11-1-11
2、128种扰码序列
code0-11-1-1-11-1-11-111-11-1-1code111111-11-11-1-1111-1-1code21-1111-111-11111-1-1-1code3111-1-1-1-11-1-11-1-1-11-1code4111-1-1-1-11111-1111-1code5-111-1-1-11111111-11-1code6-11-1-1-11-1-1-11111-1-1-1
code71-11-1-1-1-1-111-1-1-111-1code8111-1-1-11-111-11111-1code911-11111-1111-1-1-11-1code101-11-11111-1-111-111-1code11-11111-1-1-1-11-1-1-11-1-1code12-1-11-1-1-11-1-1-1-11111-1code131-1111-1-1-11-1-1-1-11-1-1code141-1-1-1-11-1-11-1111-1-1-1code1511-1-1-111-11-11-1-1-1-1-1code161-1-11-11-11-1-1-1-111-1-1code17111-1111-111-11-1-11-1code18-1111-11-1-1-11-1-11-1-1-1code19-11-1-11-1-1-1-1111-11-1-1code20-1-1-1-11-11-1-111-111-1-1code211111-1-111-111-11-11-1code221-1-1-1-1111-11-1-1-11-1-1code23-1111-11111-111-11-1-1code24-1-11-1111-1-1-1-11-1-11-1code251-1111-1111-111-11-1-1code261-1-1-11-1-1-1-11111-1-1-1code27-11-1-1-11111-1-1-1-11-1-1code28-1-1-11-1-1-11-1-1-11111-1code291-111-11-1-1-11-1-1-11-1-1code30-1-1-1-1-1-1111-1-111-11-1code3111-1-11111-11-11-111-1code321-1-1-11-111-11-1-11-1-1-1code33-1-1-11111-1111-1111-1code341-1-1-11-1-1-11-111-11-1-1code351-111-11-1-11-1-1-11-1-1-1code3611-1111-11-1-1-11111-1code37-1-1-11-1-11-1-1-11-1111-1code38-11-1-11-1111-1-1-11-1-1-1code39-11111-1-1-11-1-1-11-1-1-1code40-11-11-1-1-1-1-1-111-111-1code4111-11-1-11-1-1-11-1-1-11-1code421-1-1-1-11111-1-1-11-1-1-1code43-1-111-1-1-1-1-11-11-111-1code44-1-11-1-1-1-11111-1-1-11-1code45-1-11-111-11111-1111-1code46-111-111-1-1-1-1-1-11-11-1code471-1-1111-1-111111-11-1code4811-1111-1111-11-1-11-1code49-1-111-111-1-11-11-1-1-1-1
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3、复合码
扰码与扩频码的逐码片相乘，因数据量庞大，这里只列举三例。
Code71-11-1-1-1-1-111-1-1-111-1SF211111111-1-1-1-1-1-1-1-1复合码7-21-11-1-1-1-1-1-1-1111-1-11
(C7的第2码道复合码)
Code82-11-11111111-1-1-111-1SF11111111111111111复合码82-1-11-11111111-1-1-111-1
(C82的第1码道复合码)
Code82-11-11111111-1-1-111-1SF211111111-1-1-1-1-1-1-1-1复合码82-2-11-111111-1-1111-1-11
(C82的第2码道复合码)
4、复合码相关值
TD-SCDMA系统中，用户数据(用符号S表示)需经扩频、加扰后才进行调制、发射，其处理过程可以描述为：S*SF*Code＝S*(SF*Code)，其中(SF*Code)便是复合码了。
下面假设两同主频的小区A、B分别使用Code 7、Code 82用户占用A小区且在某一等距离的位置上同时接收到A、B的信号，假设信号强度相当且分别用Sa、Sb表示，用户接收到的信号为A、B小区信号的叠加：
①假设B小区只有SF2码道在工作，则叠加后信号为：
Sa*(SF2*Code7)+Sb*(SF2*Code82)
用户将采用本小区A的扰码进行去加扰运算，再采用SF2进行解扩运算，结果：
Sa*(SF2*Code7)*(SF2*Code7)+Sb*(SF2*Code82)*(SF2*Code7)因SF2*Code82与SF2*Code7相关值＝0(正交)，则结果＝Sa(恢复了Sa)
正交：

②假设B小区只有SF1码道在工作，则叠加后信号为：
Sa*(SF2*Code7)+Sb*(SF1*Code82)
用户将采用本小区A的扰码进行去加扰运算，再采用SF2进行解扩运算，结果：
Sa*(SF2*Code7)*(SF2*Code7)+Sb*(SF1*Code82)*(SF2*Code7)因SF1*Code82与SF2*Code7相关值＝-1(重码)，则结果＝Sa-Sb(不能恢复)
重码：

可见：A、B小区之间是否互相干扰，与复合码相关值有密切关系。
相关值越小的码组合越好，相关值越大的码组合越差。网络规划中总是优先选择相关值小的码组合。
另外：A小区的数据符号能否恢复，还与各自的强度有关，
如Sa＞Sb，则(Sa-Sb)仍可恢复Sa的极性，解码成功，
如Sa≤Sb，则(Sa-Sb)不能恢复Sa的极性，解码失败。
5、时延特性的相关值
以1/8码片为粒度,对一对复合码进行相关值运算，每一对复合码，共需要分析的时延特性相关值有：64*2*2＝256种。下面举一例：两组复合码分别为：A小区的复合码为7-2，B小区的复合码为82-1，在零时延(A与B同步)时，相关值＝1，即重码。
而在1码片时延时(B滞后一个码片)相关值只有0.25。
零时延(A、B同步)相关值：

相关值积分后为-1。
B滞后一个码片时：

一码片时延相关值：

相关值积分后为-0.25。
可见，当两个信号的到达距离不同时，复合码间便存在时延，其相关值将发生变化。在实际扫频中，必须计算时延(多少个码片)，后再计算相关值。
本实施例具有如下特点：
1、可行性，现有技术中计算的码序列相关值是一种理论数据，而本方案计算的相关值是一种实际数据。
2、系统性，本方案结合了切换统计数据与扫频数据，系统性较强。
3、本提案提出了信号传播与时延特性的计算方法、通过扫频数据发现无线网络中真实存在的时延特性。
对于本领域的技术人员来说，可根据以上描述的技术方案以及构思，做出其它各种相应的改变以及变形，而所有的这些改变以及变形都应该属于本发明权利要求的保护范围之内。

资源描述

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1、(10)申请公布号 CN 104066187 A (43)申请公布日 2014.09.24 CN 104066187 A (21)申请号 201410298720.0 (22)申请日 2014.06.27 H04W 72/04(2009.01) H04W 72/08(2009.01) (71)申请人广东南方通信建设有限公司地址 510630 广东省广州市天河区中山大道华景路 1 号南方通信大厦 24-25 楼 (72)发明人谢立新黄杏云黄瑞慧高建涛 (74)专利代理机构广州市越秀区哲力专利商标事务所 ( 普通合伙 ) 44288 代理人汤喜友 (54) 发明名称 TD-SC。

2、DMA 码资源优化方法 (57) 摘要本发明涉及 TD-SCDMA 码资源优化方法，其根据扫频数据，将天线的非主瓣辐射转换为等效的主瓣辐射，从而对同一扫频位置上接收到的信号的小区身份进行识别，计算服务小区的信号传播距离与每一邻区的信号传播距离之间的差值，并将所述差值根据规则一换算成对应的码片值，再计算服务小区复合码 ( 扰码与扩频码逐码片相乘 ) 与各邻区复合码的时延相关值。结合切换统计数据，分别计算每一个试用扰码的总相关余量，总相关余量最小时对应的试用扰码作为服务小区最终使用的扰码。本发明能够达到降低网内干扰的效果。 (51)Int.Cl. 权利要求书。

3、1 页说明书 16 页附图 2 页 (19)中华人民共和国国家知识产权局 (12)发明专利申请权利要求书1页说明书16页附图2页 (10)申请公布号 CN 104066187 A CN 104066187 A 1/1 页 2 1.TD-SCDMA 码资源优化方法，其特征在于，包括以下步骤： A、小区身份识别步骤：根据扫频数据和公式一，对同一扫频位置上接收到的信号的小区身份进行识别，将所述同一扫频位置定义为测试点； L2/L1 (1+2*(sin/2)3)1.8( 公式一 ) ；其中， L1 为天线的非主瓣辐射至扫频位置的距离， L2 为等效的天线的主瓣辐射至扫频。

4、位置的距离，为非主瓣辐射时的波瓣角；将具有同一信号特性的各个小区的 L2 进行比对， L2 最小的小区为信号对应的小区，以得到测试点上所有信号的小区身份； B、传播时延计算步骤：将测试点上所有小区的信号进行比对，将信号强度最强的小区作为服务小区；根据所述服务小区生成一份相关小区列表，所述相关小区列表包括 RNC 定义的邻区以及小区身份识别步骤中发现的潜在的邻区，所述潜在的邻区是指与所述服务小区同频、信号强度相当并且 RNC 中没有定义的小区，所述信号强度相当是指信号强度之差小于 6dB ；分别计算测试点与每一邻区之间的信号传播距离；分别计算服务小区的。

5、信号传播距离与每一邻区的信号传播距离之间的差值，并将所述差值根据规则一换算成对应的码片值；所述规则一为： 30 米 1/8 码片，并且 234*n30 米 n 码片， n 1,2,3 ； C、扰码优化步骤：将符合条件一、条件二以及服务小区原来未使用的扰码一一试用作为服务小区的试用扰码，并分别计算每一个试用扰码的总相关余量，总相关余量最小时对应的试用扰码作为服务小区最终使用的扰码；所述条件一为：服务小区与同频的邻区不同扰码；服务小区与同主频的邻区的扰码不同组；服务小区与同主频的邻区的邻区不同扰码；所述条件二为：当服务小区试用某一扰码 C1 后。

6、，若与所有同主频的邻区出现相关值 1，则该某一扰码 C1 禁止使用；总相关余量的计算过程如下：根据码片值和试用扰码，分别计算服务小区与每一邻区之间的复合码的相关值，如果是零时延重码，则相关值1，如果是n码片时延重码，则相关值1-n/16，如果是扫频数据中发现的重码，则不论是零时延或 n 码片时延，其相关值 1 ；提取 RNC 统计的双向切换数据并根据规则二进行归一化处理，以得到切换归一化值；所述规则二为：服务小区与某一 RNC 定义的邻区的双向切换数最大，则切换归一化值取 1，其他 RNC 定义的邻区则按双向切换数比例取值，若为潜在的邻区，则。

7、切换归一化值取 0.5 ；总相关余量服务小区与所有邻区的相关值 * 切换归一化值的总和。权利要求书 CN 104066187 A 2 1/16 页 3 TD-SCDMA 码资源优化方法技术领域 0001 本发明涉及 TD-SCDMA 码资源优化技术。背景技术 0002 目前的 TD-SCDMA 扫频分析与扰码规划方法如下： 0003 1、扰码规划。 0004 运营商 ( 中国移动 ) 依据厂家提供的扰码相关值表进行扰码规划。 0005 扰码相关值表：对所有扰码的复合码 ( 扰码与扩频码逐码片相乘所得 ) 之间可能存在的相关性进行描述：如冲突码、重码、以及没有重。

8、码时的相关值进行量化。 0006 相关值大的，表示重码或小时延重码；相关值小的，表示大时延重码或者没有重码。系统规划时，采用 “优选” 策略，即优选相关值小的码组。 0007 2、干扰分析与优化。 0008 干扰分析：以邻区中存在同频、信号强度相当作为干扰分析依据，如当某小区存在 4个以上强信号(-90dBm以上)邻区，且至少有1个小区信号强度与服务小区相差6dB以内时，便认为服务小区受干扰。 0009 干扰优化：采用更换频率、控制小区覆盖的方法。 0010 目前的优化方法存在以下缺陷： 0011 1、没有结合码组时延特性进行干扰分析。 0012 例如，。

9、某小区用户受到同频小区同时隙上各码道的干扰模式，任何扰码复合码之间的相关值，在零时延时可以分成三类，如下表示： 0013 A 类相关值 B 类相关值 C 类相关值码道 100.5-0.25 码道 2000.25 码道 3000.25 码道 4000.25 码道 5000.25 码道 6000.25 码道 7000.25 码道 80-0.5-0.25 说明书 CN 104066187 A 3 2/16 页 4 码道 900-0.25 码道 10000.25 码道 1100.50.25 码道 12000.25 码道 1300-0.25 码道 14-10.5-0.25 码道 150。

10、0-0.25 码道 16000.25 总相关值-111 0014 表面上，采用任何扰码， 16 个码道的总相关值都为 “1” 。正是由于这个原因，优化人员会认为更换任何扰码，结果都一样，因而把优化重点放在频率上，但当前 TD 系统只有 15 个频率，仅仅通过换频的方式，优化空间极其有限。 0015 三类码组的干扰碰撞概率分析： 0016 A 类码组时，需要表中的 1 个码道被占用，就构成干扰，碰撞概率比较大。 0017 B 类码组时，需要表中的 4 个码道都被占用，才构成干扰，碰撞概率较小。 0018 C 类码组时，需要表中的 16 个码道都被占用，才构成干扰。

11、，碰撞概率最小。 0019 所以在不考虑时延特性时，首选C类码组、次选B类码组、避免或禁用A类码组。但实际上，各小区信号强度相当且传播距离相同的可能性不大，绝大部分情况下，不同小区的信号强度相当时，其传播距离往往是不同的，这便是时延特性，当复合码之间存在传播时延时，其相关值发生了变化，下面是某 B 类码组在不同的传播时延时相关值的变化： 0020 说明书 CN 104066187 A 4 3/16 页 5 0021 从上表可知：零时延时，此码组总相关值 1，但 4/8 码片 ( 即半码片时延 ) 时，其总相关值 0。 0022 2、没有结合实。

12、际传播时延进行码组规划。 0023 扰码规划的缺陷：当前扰码规划都是以优先选择大时延重码码组为原则，没有结合现网实际时延情况。重码计算只是一种理论值，现网中不一定存在。 0024 理论上的重码分成下面几种情况： 0025 0、 8 码片时延重码，属于最小时延重码； 0026 2、 6 码片时延重码，属于最较小时延重码； 0027 3、 5 码片时延重码，属于较大时延重码； 0028 4 码片时延重码，属于最大时延重码。 0029 上述 4 码片时延重码，属于最大时延重码，此类码组将被优先选择，这种优选策略存在很大的隐患，即当实际网络中存在 4 码片时延重码时。

13、，选择此码组将造成较严重的干扰。 0030 网络中存在大码片时延的几种情况： 0031 高站跨区覆盖； 0032 城乡交界处； 0033 波瓣问题； 0034 室分站与室外站使用相同频率。 0035 注： 1 个码片的空中传播距离为 234 米 ( 光速 / 码速 3*108/1.28*106)， 4 码片时延即两小区信号到达某一位置时传播距离相差 4*234 1000 米，即 1 公里。 0036 3、没有结合切换数据进行量化。说明书 CN 104066187 A 5 4/16 页 6 0037 目前， TD 网络越来越复杂，仅仅采用 “禁用” 或 “优选” 的策。

14、略已不能适用，还需要结合小区之间的网络相关性 ( 以切换数表示 ) 进行综合的量化取舍。例如某组相关性强的码组，在没有更优的前提下，也可以应用于切换数极少的两个小区。 0038 4、网络问题。 0039 现网中较多地采用了零时延重码，造成了较严重的网内干扰，对分组域的速率有较大的影响。发明内容 0040 本发明的目的在于提出一种 TD-SCDMA 码资源优化方法，其能解决没有结合码组时延特性进行优化的问题。 0041 为了达到上述目的，本发明所采用的技术方案如下： 0042 TD-SCDMA 码资源优化方法，其包括以下步骤： 0043 A、小区身份识别步骤：。

15、 0044 根据扫频数据和公式一，对同一扫频位置上接收到的信号的小区身份进行识别，将所述同一扫频位置定义为测试点； 0045 L2/L1 (1+2*(sin/2)3)1.8( 公式一 ) ； 0046 其中， L1 为天线的非主瓣辐射至扫频位置的距离， L2 为等效的天线的主瓣辐射至扫频位置的距离，为非主瓣辐射时的波瓣角；，将具有同一信号特性 ( 主频率号与扰码号 ) 的各个小区的 L2 进行比对， L2 最小的小区便是信号 ( 扫频数据 ) 对应的小区，从而得到测试点上所有小区信号的小区身份； 0047 B、传播时延计算步骤： 0048 将测试点上所有小区的信号进。

16、行比对，将信号强度最强的小区作为服务小区； 0049 根据所述服务小区生成一份相关小区列表，所述相关小区列表包括 RNC 定义的邻区以及小区身份识别步骤中发现的潜在的邻区，所述潜在的邻区是指与所述服务小区同频、信号强度相当并且 RNC 中没有定义的小区，所述信号强度相当是指信号强度之差小于 6dB ； 0050 分别计算测试点与每一邻区之间的信号传播距离； 0051 分别计算服务小区的信号传播距离与每一邻区的信号传播距离之间的差值，并将所述差值根据规则一换算成对应的码片值； 0052 所述规则一为： 30 米 1/8 码片，并且 234*n30 米 n 码片， n 。

17、1,2,3 ； 0053 C、扰码优化步骤： 0054 将符合条件一、条件二以及服务小区原来未使用的扰码一一试用作为服务小区的试用扰码，并分别计算每一个试用扰码的总相关余量，总相关余量最小时对应的试用扰码作为服务小区最终使用的扰码； 0055 所述条件一为：服务小区与同频的邻区不同扰码；服务小区与同主频的邻区的扰码不同组；服务小区与同主频的邻区的邻区不同扰码； 0056 所述条件二为：当服务小区试用某一扰码 C1 后，若与所有同主频的邻区出现相关值 1，则该某一扰码 C1 禁止使用； 0057 总相关余量的计算过程如下：说明书 CN 1040。

18、66187 A 6 5/16 页 7 0058 根据码片值和试用扰码，分别计算服务小区与每一邻区之间的复合码的相关值，如果是零时延重码，则相关值1，如果是n码片时延重码，则相关值1-n/16，如果是扫频数据中发现的重码，则不论是零时延重码还是 n 码片时延重码，其相关值 1 ； 0059 提取 RNC 统计的双向切换数据并根据规则二进行归一化处理，以得到切换归一化值；所述规则二为：服务小区与某一 RNC 定义的邻区的双向切换数最大，则切换归一化值取 1，其他 RNC 定义的邻区则按双向切换数比例取值，若为潜在的邻区，则切换归一化值取 0.5 ； 0060。

19、总相关余量服务小区与所有邻区的相关值 * 切换归一化值的总和。 0061 本发明具有如下有益效果： 0062 同时考虑了各小区信号传播距离，计算传播时延，再结合不同的时延计算各自的相关值，按实际扫频数据进行计算，当发现某码组实际上存在大码片时延重码时，此类码组将被禁止或滞后使用，以达到降低网内干扰的效果。附图说明 0063 图 1 为本发明较佳实施例的 TD-SCDMA 码资源优化方法的流程图； 0064 图 2 为主频与扰码复用图例； 0065 图 3 为天线的水平波瓣图； 0066 图 4 为天线的垂直波瓣图； 0067 图 5 为信号传播距离计算示意图。具。

20、体实施方式 0068 下面，结合附图以及具体实施方式，对本发明做进一步描述。 0069 如图 1 所示，一种 TD-SCDMA 码资源优化方法，其包括以下步骤： 0070 A、小区身份识别步骤： 0071 扫频数据来源于扫频仪，所述扫频仪安装于监测车上，监测车根据任务，在城市的一定范围内行驶，以收集扫频数据。也就是说，采用下行扫频仪进行拉网测试，扫频测试对象为全部主频率，将扫频数据导出作为时延分析依据；切换统计数据收集，作为码资源优化的量化依据；基础工参收集，包括基站名、位置、小区、方位、天线挂高、小区名、识码、功率、主频率号、扰。

21、码号等。 0072 然而，扫频数据仅能识别信号的两个特性参数：主频率号与扰码号，但网络中这种组合并不是唯一的，有多个小区采用同样的组合，为准确识别扫频信号的小区身份，传统的方案是就近选取的原则，没有结合天线的辐射方向。本实施例则同时考虑了传播距离与覆盖方向。 0073 如图 2 至图 4 所示，天线水平波瓣特性图显示：天线水平主覆盖方向强度最大；旁瓣变弱 ( 如图示 90 度位置，其信号比主瓣弱化了 15dB ；后瓣最弱，其信号强度比主瓣弱化了 30dB)。水平波瓣图呈现了信号随角度变大而变弱的非线性关系。 0074 仅仅通过就近确认小区身份的方法 ,。

22、存在一定的不准确性。为客观反映不同波瓣角度的影响 , 需将不同的波瓣角度的信号折算成主瓣覆盖方向的信号。 0075 1、信号随传播距离变化的关系说明书 CN 104066187 A 7 6/16 页 8 0076 奥村地面传播衰落模型：信号强度随传播距离的 3.5 次方而变化 0077 S 35lg(4*Pi*L/) 0078 Sa-Sb 35lg(4*Pi*Lb/)-35lg(4*Pi*La/) 35lg(Lb/La) 0079 2、信号随角度变化的关系： 0080 天线的水平波瓣图：信号强度随水平波瓣角而变化 0081 S1-S2 (1+2*(sin/2)3)1.8。

23、 0082 注：式中 S1 表示主瓣方位的信号强度， S2 表示与主瓣夹角为的方位的信号强度。即天线的水平波瓣特性，厂家通过标准测试场所生成图 3 和图 4 所示的水平波瓣图，但没能提供其对应的函数关系，上式是依据下表中的样点利用迫近法生成的。 0083 角度衰落值lgL2/L1 距离sin/2角度 000.001.000.001.00 3030.091.220.261.06 6090.261.810.501.49 90150.432.680.712.62 120200.573.730.874.47 150250.715.180.976.39 180300.867.201.00。

24、7.22 0084 一般而言，每个基站有 3 根天线，每根天线对应一个小区。扫频仪接收数据时，有些天线是背对发送，有些天线是正对发送，因此，需要把所有天线都转换为正对发送来进行比较。 0085 根据上述，可得 L2/L1 (1+2*(sin/2)3)1.8( 公式一 ) ； 0086 其中， L1 为天线的非主瓣辐射至扫频位置的距离， L2 为等效的天线的主瓣辐射至扫频位置的距离，为非主瓣辐射时的波瓣角 (180制 )。结论：当非主瓣辐射 ( 距离为 L1) 折算主瓣辐射 ( 距离为 L2) 时，距离将发生变化。 0087 根据扫频数据和公式一，对同一扫频位置上接。

25、收到的信号的小区身份进行识别，将所述同一扫频位置定义为测试点。其中，扫频数据包括测试点的经纬度、基础工参中包含基站中心经纬度。 0088 将具有同一信号特性的各个小区的 L2 进行比对， L2 最小的小区即为扫频信号对应的小区，以得到测试点上所有信号的小区身份。例如，如图 2 所示，黑色点表示扫频位置，在此位置上发现一个信号，其特性为：主频 10063，扰码 58。而在网络中符合这一特性的小区有两个，分别如图中左边的 A 小区与右边的 B 小区。根据 A、 B 小区所有基站的经纬度，可以计算出此两小区至扫频位置的距离： La、 Lb。以及 A、 B 小区主。

26、轴方向与覆盖方向的夹角 (180 度制 )a、 b。A 小区虽然最接近测试点，但属于后瓣覆盖，折算成主瓣覆盖时说明书 CN 104066187 A 8 7/16 页 9 的等效距离为： 0089 B、 La*(1+2*sin(/2)3)1.8 7.22*La( 远大于 Lb)，由此可知：测试点中发现的信号是 B 小区的信号，而不是 A 小区的信号。传播时延计算步骤： 0090 扫频数据中同时可以提供信号强度值 PCCPCH RSCP，我们以某一个测试点中最强的小区作为潜在的服务小区，这个服务小区也就是干扰优化的对象，因扫频是一个连续进程，服务小区也不断变化。

27、，所以软件运算量决定于扫频时间的长短与扫频区域的大小。 0091 具体为，将测试点上所有小区的信号进行比对，将信号强度最强的小区作为服务小区。 0092 根据所述服务小区生成一份相关小区列表，所述相关小区列表包括 RNC(Radio Network Controller，无线网络控制器 ) 定义的邻区以及小区身份识别步骤中发现的潜在的邻区，所述潜在的邻区是指与所述服务小区同频 ( 包括主频和副频 )、信号强度相当并且 RNC 中没有定义的小区，所述信号强度相当是指信号强度之差小于 6dB。 0093 分别计算测试点与每一邻区之间的信号传播距离。具体为，利用测试点的经纬度。

28、(X0， Y0)、基站中心经纬度(X1， Y1)，计算测试点与基站(各扫频信号对应的小区所在基站) 的信号传播距离 L:L (X1-X0)*cosY0*111.11)2+(Y1-Y0)*111.11)21/2( 公里 ) 0094 因基站天线挂高一般都为 50 米内，相对于覆盖水平距离及码片空中传播距离而言，可以省略，所以可以采用水平距离代替传播距离。 0095 注 : 式中 cosY0 为修正值，在赤道附近时，每一经度代表 111.11 公里 : 地球半径是 6371 公里 , 赤道线 ( 周长 ) 3.1416*2*6371 公里 , 每 1 经度的长度 3.1416*2。

29、*6371/3600111.11公里，基站所在纬度越接近两极时,每一经度代表的距离便越短，如图 5 所示。分别计算服务小区的信号传播距离与每一邻区的信号传播距离之间的差值，并将所述差值根据规则一换算成对应的码片值。所述规则一为： 30 米 1/8 码片，并且 234*n30 米 n 码片， n 1,2,3。也就是说，将两小区的信号传播距离相减，得出差值再折算成码片，精度为 30 米 (1/8 码片 )。实际计算中，当两小区的信号传播距离差介于 204 264 之间时，都视同 1 个码片时延 ( 即 23430 米 )。当两小区的信号传播距离差介于 672 732。

30、之间时，都视同 3 个码片时延 ( 即 702 米 30)。其中，相关值与传播时延存在线性关系。3 码片时相关值 1，但相差 30 米 (1/8 码片 ) 时，相关值 0.875。 0096 C、扰码优化步骤： 0097 将符合条件一、条件二以及服务小区原来未使用的扰码一一试用作为服务小区 ( 下称 A 小区 ) 的试用扰码 ( 即 128 个扰码中除去 A 原使用的、再除去不满足条件一、二的 )，并分别计算每一个试用扰码的总相关余量，总相关余量最小时对应的试用扰码作为服务小区最终使用的扰码。 0098 所述条件一为：服务小区与同频 ( 不分主、副频 ) 的。

31、邻区不能同扰码；服务小区与同主频的邻区的扰码不同组 ( 指对应一个下导频码的扰码组 ) ；服务小区与同主频的邻区的邻区不能同扰码 ( 如 GSM 的同 BCCHNO 同 BSIC 的作用 )。 0099 所述条件二为：当服务小区试用某一扰码 C1 后，若与所有同主频的邻区出现相关值 1，则该某一扰码 C1 禁止使用 ( 这个条件实际上也避开了冲突码的出现 )。 0100 总相关余量的计算过程如下： 0101 根据码片值和试用扰码，分别计算服务小区与每一邻区之间的复合码的相关值，说明书 CN 104066187 A 9 8/16 页 10 如果是零时延重码，则相关。

32、值1，如果是n码片时延重码，则相关值1-n/16，如果是扫频数据中发现的重码，因没有切换数据，则相关值 1 ； 0102 提取 RNC 统计的双向切换数据并根据规则二进行归一化处理，以得到切换归一化值；所述规则二为：服务小区与某一 RNC 定义的邻区的双向切换数最大，则切换归一化值取 1，其他 RNC 定义的邻区则按双向切换数比例取值，若为潜在的邻区，则切换归一化值取 0.5 ； 0103 总相关余量 (C) 服务小区与所有邻区的相关值 (Cn)* 切换归一化值 (Hn) 的总和。公式： C (Cn*Hn) 0104 虽然相关值的计算是公知技术，但是，。

33、为了便于对本发明的理解，下面还是对复合码的相关值以及时延性的相关值计算过程进行详细说明。 0105 本实例是针对网络可能存在的相关性进行一一推算，下面提供的扰码序列、扩频码序列来自于信产部 TD-SCDMA 行业标准，如与现网使用的码序列有出入，可以替换，不影响程序本身。 0106 1、 16 阶扩频码 0107 SF11111111111111111 SF211111111-1-1-1-1-1-1-1-1 SF31111-1-1-1-11111-1-1-1-1 SF41111-1-1-1-1-1-1-1-11111 SF511-1-111-1-111-1-111-1-1 S。

34、F611-1-111-1-1-1-111-1-111 SF711-1-1-1-11111-1-1-1-111 SF811-1-1-1-111-1-11111-1-1 SF91-11-11-11-11-11-11-11-1 SF101-11-11-11-1-11-11-11-11 SF111-11-1-11-111-11-1-11-11 SF121-11-1-11-11-11-111-11-1 SF131-1-111-1-111-1-111-1-11 SF141-1-111-1-11-111-1-111-1 SF151-1-11-111-11-1-11-111-1 说明书 CN 104066。

35、187 A 10 9/16 页 11 SF161-1-11-111-1-111-11-1-11 0108 2、 128 种扰码序列 0109 code0-11-1-1-11-1-11-111-11-1-1 code111111-11-11-1-1111-1-1 code21-1111-111-11111-1-1-1 code3111-1-1-1-11-1-11-1-1-11-1 code4111-1-1-1-11111-1111-1 code5-111-1-1-11111111-11-1 code6-11-1-1-11-1-1-11111-1-1-1 0110 code71-11-1-1-1-。

36、1-111-1-1-111-1 code8111-1-1-11-111-11111-1 code911-11111-1111-1-1-11-1 code101-11-11111-1-111-111-1 code11-11111-1-1-1-11-1-1-11-1-1 code12-1-11-1-1-11-1-1-1-11111-1 code131-1111-1-1-11-1-1-1-11-1-1 code141-1-1-1-11-1-11-1111-1-1-1 code1511-1-1-111-11-11-1-1-1-1-1 code161-1-11-11-11-1-1-1-111-1-1 c。

37、ode17111-1111-111-11-1-11-1 code18-1111-11-1-1-11-1-11-1-1-1 code19-11-1-11-1-1-1-1111-11-1-1 code20-1-1-1-11-11-1-111-111-1-1 说明书 CN 104066187 A 11 10/16 页 12 code211111-1-111-111-11-11-1 code221-1-1-1-1111-11-1-1-11-1-1 code23-1111-11111-111-11-1-1 code24-1-11-1111-1-1-1-11-1-11-1 code251-1111-1。

38、111-111-11-1-1 code261-1-1-11-1-1-1-11111-1-1-1 code27-11-1-1-11111-1-1-1-11-1-1 code28-1-1-11-1-1-11-1-1-11111-1 code291-111-11-1-1-11-1-1-11-1-1 code30-1-1-1-1-1-1111-1-111-11-1 code3111-1-11111-11-11-111-1 code321-1-1-11-111-11-1-11-1-1-1 code33-1-1-11111-1111-1111-1 code341-1-1-11-1-1-11-111-11-。

39、1-1 code351-111-11-1-11-1-1-11-1-1-1 code3611-1111-11-1-1-11111-1 code37-1-1-11-1-11-1-1-11-1111-1 code38-11-1-11-1111-1-1-11-1-1-1 code39-11111-1-1-11-1-1-11-1-1-1 code40-11-11-1-1-1-1-1-111-111-1 code4111-11-1-11-1-1-11-1-1-11-1 code421-1-1-1-11111-1-1-11-1-1-1 code43-1-111-1-1-1-1-11-11-111-1 cod。

40、e44-1-11-1-1-1-11111-1-1-11-1 说明书 CN 104066187 A 12 11/16 页 13 code45-1-11-111-11111-1111-1 code46-111-111-1-1-1-1-1-11-11-1 code471-1-1111-1-111111-11-1 code4811-1111-1111-11-1-11-1 code49-1-111-111-1-11-11-1-1-1-1 0111 code5011-11-1-11-1111-1111-1 code511-1-1111-1-11-11-1-1-1-1-1 code52111-1111-。

41、1-1-1-11111-1 code53-1111-1-1-11-1111111-1 code54-1-11-1-1-11-111-11-1-11-1 code55-111-1-1-1-1-11-11-111-1-1 code56-1111-1111-11111-1-1-1 code57-111-1-1-111-11-11-1-1-1-1 code58-11-11-1-1-1-1-111-111-1-1 code5911-1-1-1-1-1-11-11-1-111-1 code60-111-11111-11-1111-1-1 code61-1-1111-1-111-11-1-1-1-1-1 c。

42、ode62-11-1-1111-11-1-1-1-1-11-1 code63-11-11-1-1111-1-11-1-1-1-1 code641-1-11-1-111-1-1-1-11-11-1 code65-1-1-11111-1-1-11-1-1-11-1 code66-1-1-1-11-1-1111-1-11-11-1 code67-1-1-1111-1111-11111-1 说明书 CN 104066187 A 13 12/16 页 14 code681-111-1-1-111-1-1-1-1-11-1 code69-1-11-11-1-1-1111-1-11-1-1 code70。

43、11-11-1-1-11-1-1-11-1-11-1 code711-1-11-1-1-1-1-11-1111-1-1 code721111-111-111-1-11-11-1 code73-1111-1-1-11-11-1-1-1-11-1 code7411-11-11-1-1-1-1-111-1-1-1 code7511-1-11-1-11-11-11-1-1-1-1 code76-11-1-1-1-1-11-1111-1-11-1 code77-11-111111-111-111-1-1 code78-11-11-111-1-1-111-1-1-1-1 code79-11-1111-1-。

44、1-111-1-1-1-1-1 code8011-11-11-1-1-1-11-1-11-1-1 code8111111-11-1-1-111-111-1 code82-11-11111111-1-1-111-1 code8311-1-11-11-1-1-1-1-1-111-1 code84-1-11-111-11-1-11-1-1-11-1 code85-111-1-11-11111111-1-1 code86-1-1-11-1-1-1111-11-1-11-1 code8711-1-1-11-111111-111-1 code88-111-111-1-11-11-1-1-1-1-1 cod。

45、e89-11-1-11-111-11-1-1-11-1-1 code901-1-1-1-1-1-111-111-1-11-1 code91-11-1-1-1-11-11-111-1-11-1 说明书 CN 104066187 A 14 13/16 页 15 code92-111-11-11-1-1-1-1-111-1-1 0112 code93-1-1-1-1-111-1-1-1111-11-1 code941-11-1-111-111-1-1-1-1-1-1 code9511111-1-11-1-1111-11-1 code9611-1-1-111-1-1-1-1-11-11-1 cod。

46、e9711-1-11-1-1111111-11-1 code9811-111-111111-11-1-1-1 code991-11-11-1-11-1-111-1-1-1-1 code1001-111-1-11-1-11-1-1-1-11-1 code1011111-11-1111-1-1-111-1 code1021-11-11111-111-111-1-1 code103-1-11-1-11-1-1111-11-1-1-1 code1041-111-1111-1111-11-1-1 code105111111-1-11-1-111-11-1 code10611-1-1-11-11-1-1-。

47、1-1-111-1 code107-1-1-1-111-1-1-111-11-11-1 code108-1-1-11-11-1-111-111-1-1-1 code109-11-111-1-1111-1-1-1-1-1-1 code110-1-111-11-111111-111-1 code111111-1-111111-11-11-1-1 code112-1-1111-11-11111-111-1 code11311-1-11-11-11111-111-1 code114-1-1-111-1-1-111-11-11-1-1 说明书 CN 104066187 A 15 14/16 页 16。

48、 code1151-1-1111111-11-111-1-1 code116-11111-1111-1111-1-1-1 code117111-111-11-1-11-1111-1 code118-1-1-1-1-11-111-1-1111-1-1 code119-1-1-11-1111-1-11-1-11-1-1 code120-1-11-11-111-1-11-1-11-1-1 code121-1111111-11-111-1-11-1 code122-1-1-111-111-1-11-11-1-1-1 code1231-11-111-1-11-1-11-1-1-1-1 code124-1-11111111-11-1-111-1 code1251-1-111-11-1111111-1-1 code1261111-11-11-111-111-1-1 code1271-11-1-1-1-1-11-1-1111-1-1 0113 3、复合码 0114 扰码与扩频码的逐码片相乘，因数据量庞大，这里只列举三例。 0115 Code71-11-1-1-1-1-111-1-1-111-1 SF211111111-1-1-1-1-1-1-1-1 复合码 7-21-11-1-1-1。

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