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码分多址扩频方法、解扩方法及接收机
    技术领域：

    本发明属于基于码分多址(CDMA)的移动通信系统，尤其涉及系统的扩频方法、解扩方法以及接收机。

    背景技术：

    传统的码分多址(CDMA)技术的最大困难之一是其扩频信号经过频率选择性衰落信道后，接收信号出现的多址干扰，它产生的原因是多径延时破坏了扩频码的正交性。多址干扰是限制CDMA系统容量的最主要原因，在未来通信带宽增加的情况下，数据速率提高，多径干扰将变得更加严重，因此上述问题更是未来宽带CDMA系统成败的关键因素之一。传统的CDMA系统接收端利用扩频码的正交性，通过RAKE接收机提取所需用户信号，但对于经过了频率选择性衰落的信号，各用户的扩频码由于多径延时不再保持正交，传统的RAKE接收机性能大幅度下降，为了解决这一问题，人们提出了很多方法。传统的消除多址干扰的方法可分为发射端和接收端两种，发射端主要有设计延时正交码、预均衡等；接收端主要有均衡、多用户检测等。但设计延时仍然保持互相关和自相关特性的扩频码的码效率太低，而预均衡、均衡和多用户检测技术虽然性能较好，但其复杂度都随着码分用户数地增加而急剧增大。在较低复杂度下解决CDMA系统多址干扰，是当前迫切需要解决的问题，更是未来CDMA向更宽带过渡的重要前提。

    发明内容：

    在传统CDMA系统中，其基本思想是利用扩频码使得每个用户/码道的信息是分散在整个频率带宽上的，以便利用RAKE接收机得到信号频率分集增益。然而，这种扩频方法在宽带通信中带来的问题是：(1)实施任何均衡技术(如：MMSE均衡器)都需要较大的硬件代价。(2)在频率选择性衰落信道中，对于任一用户/码道信息而言，所有用户信号/码道都会成为它的干扰。从而阻碍了多用户检测技术的应用。(3)大大减低了RAKE接收机的效率。

    本发明针对现有CDMA系统中存在的多址干扰问题，提出了一种以同时利用扩频码频域频分性和时域正交性来区分用户为基础的解决方案。

    本发明第一个目的是提供一种码分多址扩频方法，其所采用的扩频码为频域分组正交扩频码。

    本发明的第二个目的是提供一种相应的码分多址解扩方法。

    本发明的第三个目的是提供采用上述解扩方法的接收机。

    本说明书中所用字母含义为：M为扩频码的长度，N为扩频码分组的组数，K为每组扩频码的个数。

    本发明的技术方案如下：

    码分多址扩频方法，包括：

    (1)调制步骤：根据需要的调制方式，对二进制数字进行信息符号调制，即将二进制信息调制为符号；所述调制方式可以采用BPSK/QPSK或QAM等方式；

    (2)扩频步骤：将经过调制的数据根据扩频比和所在的码道选用扩频码实施CDMA扩频调制；所述扩频码选自一个扩频码集，在所述扩频码集内，M个扩频码被分为N个码组，每个码组包含K个扩频码，M＝N×K；每个码组代表一组用户，每个码代表一个用户，码组之间频分正交，各个码组内的扩频码之间也正交。我们定义这样的码为频域分组正交扩频码。

    (3)发射步骤：将扩频得到的数据符号经载波调制后发射。

    上述的码分多址扩频方法，为了解决符号流前后符号间串扰的问题，我们使用类似于OFDM技术的循环保护位来保证扩频码的完整性。具体方案为：所述扩频码本身包含循环保护位，为前缀CDMA码、后缀CDMA码或者前缀和后缀CDMA码；或者，所述扩频码本身不包含循环保护位，步骤(2)扩频调制得到的数据符号先添加循环保护位形成前缀CDMA码、后缀CDMA码或者前缀和后缀CDMA码，再进入步骤(3)。循环保护位的长度L取决于最大多径延时。具体添加循环保护位的方法参见中国专利申请03109957.7说明书中的描述。

    上述的码分多址扩频方法，我们给出一种采用OFDM和CDMA结合的方式产生所述扩频码集中频域分组正交扩频码的生成方法，其中OFDM方法保证了不同码组之间的频分正交特性，CDMA方法保证了时域上的相关正交性。具体如下：

    1.频域分组正交扩频码集合设计思想如下：

    本发明的扩频方法的中心思想是设计一种扩频码集合，在该集合下信号可以在频域(通过扩频码的频分特性)和时域(通过扩频码的正交性)得以区分。也就是正交码组在频域上是可分离的，码组间存在频分正交特性，并且各码组内所有码具有正交性。

    1).码组正交的构成

    设系统的扩频信号总频率带宽为Bc，在该带宽上定义M个等间距的频点，利用这M个频点所对应的复指数函数构造M个正交扩频码。首先将这M频点分为N组，每组K个频率点。各组码正交(即：码组间正交)的充分条件是：无任何组使用相同的频点。

    2).码组内正交的构成

    设某码组内有满足上述正交性的K个频点：{ω1，ω2，....ωK}，这些频点可以是相邻或离散的，相应的正交基矢为复指数函数：αk=ejωkit,]]>k＝1，2，..K.扩频码可由正交基矢αi进行酉变换得到，如下式所示：

    Pm(i)=Σkuikejωktm---i=1,2,...K---(1)]]>

    其中Pm(i)为第i个码第m个码片值，uik为酉(U)矩阵中的元素。寻找合适的酉变换就可以构成各个码组的扩频码。

    2.一种简单的频域分组正交扩频码构造方法：

    为了避免复杂的搜索合适的酉变换的过程，本发明进一步提供了一种较为简单的构成满足上述条件的频域分组正交扩频码的方法，其中心思想是使用一组正交码在时域上重复排列得到一个码组内所有正交码，其频谱由相隔等间距的频率点构成，然后再通过频谱平移得到其他码组的正交码。这样就满足了上面所说的频域分组正交扩频码的两个条件。具体构造方法介绍如下：假设我们要构成扩频比为M的满足条件的扩频码集合code，要求能将它分为N组，每组为K＝M/N个扩频码，各组占用不同的频率点集合。我们分两步构造新扩频码：

    (1)第1组扩频码的构造：

    如上所述，第1组扩频码是由一组正交码重复所得，首先我们找到一组扩频比为K的传统的扩频码，我们可以称之为生成码(Mother_Code)，见图1(a)，其频谱如图2(a)所示。然后将生成码重复N次作为code中第1组扩频码code1，如图1b所示。

    由于code1是由生成码重复N次构成的，所以它的频谱只占总频谱M个数字频率点中的第0，N，2N，......(K-1)N这K个频率点，如图2b所示，满足我们所要设计的扩频码集合的要求。

    (2).其他扩频码的构造

    由于我们第(1)步构造的第1组扩频码(code1)的频谱只占总频谱中的第0，N，2N，......(K-1)N这K个频率点，因此如果将第1组扩频码的频谱向右移动ω02(ω02为扩频码频谱的频率间隔，ω02=2πMTc]]>)，即将第1组扩频码在时域上乘上(n表示扩频码码片时序)，就可以得到另一组正交码，且其频谱只占用第1，N+1，2N+1，......，(K-1)N+1这K个频率点，与第1组扩频码频谱不混叠，满足频域分组正交扩频码集合的条件，以这组正交码作为第2组扩频码code2，以此类推，将第1组扩频码分别频移2ω02，3ω02，......，(N-1)ω02可得到第3，4，、、、、、、，N组扩频码，其频谱如图2c所示。时域波形可由第一组扩频码与相应的复指数函数点乘得到，如图1c所示。

    这样通过(1)(2)两步，我们就构成了满足条件的频域分组正交扩频码集合，每个码组内的码彼此正交，各个码组占用一部分频率点，且任两个组没有相同的频率点。

    本发明的扩频方法，其发明点在于设计一种扩频码集合，它们分为若干组，每组码之间存在频分正交特性，而各组内的码之间也存在正交性。由于码组之间具有频分正交特性，在随后的信号处理上只须考虑组内信号的串扰，大大降低CDMA用户信号频域均衡器的复杂度和减少码间串扰。这种方法使得传统的技术，如：均衡技术、多用户检测技术等，的实施可以在一个较小的信号子空间内进行。因此，为这些技术的实用化创造了一个良好的条件。

    针对前述的码分多址扩频方法，本发明提出其相应的码分多址解扩方法，包括如下步骤：

    (1)接收符号步骤：根据同步信息，将接收到的数据流分割成长度为M个码片的数据串，M指扩频码的码片数，即扩频比；

    (2)码组分离步骤：从上述N个码组信号中提取所需的一个码组的频点信号(例如：使用FFT)，将其他频点的信号置为0；(3)用户信息分离步骤：利用传统的方法从所提取的一个码组的K个用户信号中提取一个所需用户的信号；，具体方法可以根据实际需要选择。

    (4)解调判决：根据发射端采用的调制方式，将得到的符号进行解调和判决，输出二进制比特信息。

    上述的码分多址解扩方法，如果接收到的数据流包含循环保护位，则所述步骤(1)中先去除数据流中含有符号间串扰的循环保护位，剩余不含符号间串扰的完整符号。

    上述的码分多址解扩方法，所述步骤(2)可以通过M点FFT和频率抽取来完成，或者是通过频谱平移和N次K点FFT来取代传统的M点FFT完成，后者可以降低实现的复杂度。

    上述的码分多址解扩方法，所述步骤(3)是按照如下方法完成的：先对分离出来的码组信息在频域上进行K点均衡，再对均衡后的信号进行相关解扩，提取出所需用户的信息。

    传统的CDMA系统采用的解扩方法是直接对所有用户进行均衡或者多用户检测，复杂度很高，计算量很大，本发明的解扩方法先利用频谱将一部分用户信号分离出来，再对剩下的用户进行处理，大大降低了复杂度，而且虽然每个扩频码只占一部分频率点，但只要频率点不是太少，仍然能达到分集效果，不会使性能下降。

    针对前述的码分多址解扩方法，本发明的码分多址接收机，包括：

    码组分离装置：用于从接收信号中获得N个码组中的一个所需码组频点信号，将其他频点的信号置为0，得到分离的码组信号；

    用户信号分离用户装置：用于从所分离的一个码组信号内提取该码组中K个用户中的一个所需用户的信号；

    解调判决装置：用于将所需用户信号根据发射端采用的调制方式进行解调判和决。

    上述的码分多址接收机，当所接收到的数据流包含循环保护位时，所述的码分多址接收机还包括一个去循环保护位装置，用于丢弃信息符号的循环保护位码片，截取没有符号间串扰的一段信号。

    上述的码分多址接收机，所述码组分离装置可通过M点FFT和频率抽取完成，也可以用频谱平移和N次K点FFT来取代传统的M点FFT完成，后者可以降低实现的复杂度。

    上述的码分多址接收机，所述用户信号分离装置包括频域均衡器和相关解扩装置，所述频域均衡器对分离出来的码组信息在频域上进行K点均衡；对均衡后的信号通过所述相关解扩装置进行相关解扩，提取所需用户的信息。

    附图说明：

    下面参照附图说明根据本发明的优选实施例，图中相同的参考标号表示相同或类似的部件。

    图1示出本发明扩频方法中的扩频码集的一种构造过程，其中：

    图1(a)示出了生成码的构造；

    图1(b)示出了第一组扩频码的构造；

    图1(c)示出了第i组扩频码构造时需要乘上的向量，其中ωi为第I组扩频码相对于第1组扩频码的频移，ωi=(i-1)2πMTc,]]>M为扩频比，Tc为码片持续时间。

    图2示出了本发明构造的频域分组正交扩频码的数字频谱，其中：

    图2(a)为生成码K点DFT所得的数字频谱，频率间隔为：  

    ω01=2πKTc,]]>(Tc为码片持续时间)

    图2(b)示出第1组扩频码M点DFT所得的数字频谱，频率间隔为： 

    ω02=2πMTc]]>

    图2(c)示出了第i组扩频码M点DFT所得的数字频谱，频率间隔为

    ω02=2πMTc]]>

    图3示出传统CDMA系统流程图；

    图4示出采用本发明的CDMA系统流程图；

    图5示出传统的频域均衡器流程图；

    图6示出本发明的接收机所使用的频域均衡器流程图；

    图7示出仿真所得的系统误比特率曲线。

    具体实施方式：

    首先参照图3说明根据现有技术的传统CDMA移动通信系统。

    在发射机14方，从数据存储器11依次读出要发送数据。数据送到信号调制器12中进行调制，调制的方式可以采用BPSK/QPSK或QAM方式，从而得到发射的信息符号。然后把信息符号传送到扩频器13中实施扩频调制，最后经载波调制后发射。发射的信号经过频率选择性衰落信道15变成为具有时延扩展特性的多径信号后被接收机16接收。接收机利用用户码对准这些时延信号分别解扩，再利用RAKE接收机18将解扩分量进行最大信噪比合并。信道估计模块17估计多径信道的参数，并将这些参数提供给RAKE接收机，RAKE接收机利用这些参数合并多径信号。RAKE接收机输出的信号经判决解调19之后得到原始的数据，从而完成信号解调的一个过程。

    下面参照图4介绍采用本发明扩频、解扩方法的通信系统。

    本发明发射机的信息调制，扩频码调制与传统方法一致。在发射机14中，从数据存储器11依次读出要发送的数据。数据经信号调制器12进行调制、扩频器13中实施扩频。只是扩频所需要的扩频码需要选取本发明所设计的频域分组正交扩频码，扩频后需要通过21在每个符号前插入循环前缀，这样，保证了符号频谱不受符号间串扰的影响。

    发射的信号经过频率选择性衰落信道15变成为具有时延扩展特性的多径信号后被接收机16接收。在接收机16，假设信号同步和信道参数已经获得。接收信号先通过去前缀装置22，丢弃信息符号的前L个码片，截取没有符号间串扰的一段信号Y1。将剩下的信号Y通过码组分离装置23获得所需用户信息所在频率点的信息，将其他频率点值置为0，这样我们就得到了只包含同组K个用户信息的信号Y2，码组分离装置可使用如图所示的M点FFT和频率抽取构成，也可以用频谱平移和N次K点FFT取代M点FFT，得到的信号为频域信号。然后通过用户信号分离装置24从一个码组的信号中提取出所需用户的信号。用户信号分离装置可以根据需要采取不同的方法，图中画的是使用均衡器和相关解扩方法的流程图，我们以此为例来说明。根据估计所得的信道将信号通过均衡器，即可得到均衡后的信号Y3，Y3相当于均衡后的扩频比为K的传统CDMA系统所有用户的信号叠加(详见后文对图6的说明)，再通过相关解扩25利用长度为K的生成码对信号进行相关解扩，即可得到只包含所需用户信号s(k)和系统噪声的信号Y4，然后将Y4进行解调判决19得到二进制信息。

    下面参照图5介绍一下传统的频域均衡器。

    首先信道通过步骤31进行M点FFT得到信道的频域响应，再利用此频率响应通过步骤32计算均衡器的频率响应，直接将均衡器的频率响应与频域信号通过步骤33进行相乘得到均衡后的频域信号，将此信号通过步骤34进行M点IFFT得到均衡后的时域信号，此时系统为均衡后的扩频比M点CDMA系统。

    最后参照图6介绍一下本发明的接收机所应用的频域均衡器。

    由于本系统接收端通过码组分离装置后的信号频域只包含K个频率点，而不同组用户占用不同的K个频率点，所以首先将信道通过步骤41根据所需用户所在的组的不同进行不同的频谱平移，这个可以通过直接乘以一个复指数函数实现，然后再通过步骤31对信道进行K点FFT，这样就得到了信道在所需频率点的频率响应，再通过步骤32得到均衡器在所需频率点的频率响应，将这K个点的频率响应与只包含K个频率点的信号通过步骤33进行相乘，得到同组用户信号均衡后的频域信号，由于进行了频谱平移，根据频域分组正交扩频码的频域特性，此时所得的信号无论是哪一组的信号，都相当于该组用户信号通过第一组扩频码扩频所得信号的频谱，由于该码组在其他频点的能量为0，所以这K个频点包含了该码组所有信号的能量，再通过步骤34对它进行K点IFFT即可得到包含了该码组所有信号能量的时域信号，且此时时域上每个符号只有K个码片，根据频域分组正交扩频码的频域特性和IFFT变换的性质，我们知道此时得到的时域信号相当于该码组的信号在不降低符号能量的前提下用长度为K的生成码进行扩频所得的信号，即此时已获得了N倍的扩频增益，将系统转变为均衡后的扩频比为K的传统CDMA系统。

    下面通过数学表达式具体介绍本专利的原理：

    在该数学模型中，采用的长度为M的扩频码共M个，即可采用M个码信道，并且假设M个码信道均被占用，即每个码信道都用于传送信息。实际中可能只用到其中的N个码信道，此时只需将空闲码信道传送的符号取零即可。扩频码分为N组，每组K个。

    1.频域分组正交扩频码的构造思想

    频域分组正交扩频码的构造思想是将M个扩频码分成N组，每组K个，每组占用频率点情况可用矩阵表示为：

    矩阵中任意两个元素不相同                  (2)

    一组内的扩频码彼此正交且只占用K个频率点，可由正交基失进行有变换得到，我们可将式(1)用矩阵方式重写如下：

    P＝UE

    其中P＝[pkm]K×M，为一个码组内的扩频码组成的矩阵

    U＝[uik]K×K，为K维酉矩阵                 (3)

    E=[ekm]K×M=[ejwnktm]K×M,]]>为第n组扩频码所占频点的基失构成的矩阵

    2.频域分组正交扩频码的构造的简单方法

    本发明提供的构造频域分组正交扩频码的简单方法中，生成码是K个长度为K的正交码，它可以是传统CDMA系统中的扩频码，他用向量表示为： 

    M(k)=[m0(k),m1(k),m2(k)···,mK-1(k)](k=0,1..,K-1)---(4)]]>

    它满足

    它的数字频谱可表示为

    FM(k)＝[FM0(k)，FM1(k)，FM2(k)，...，FMK-1(k)]  (k＝0，1..，K-1)    (6)

    如图2(a)所示。

    通过生成码得到的第1组扩频码可表示为：

    Q(k)=[q0(k),q1(k),......qSF-1(k)]=[m0(k),m1(k),···,mM-1(k),m0(k),m1(k),···,mM-1(k),...m0(k),m1(k),···,mM-1(k)]]]>

    k=0,1,...,K-1---(7)]]>

    如图1(b)所示，由于它由(4)重复所得，所以它也满足正交特性。

    它的数字频谱可表示为

    FQ(k)=[FQ0(k),FQ1(k),FQ2(k),...,FQSF-1(k)]]]>

    k=0,1,...,K-1---(8)]]>

    如图2(b)所示。

    第i组扩频码可表示为

    Q(k)=[q0(k),q1(k),......qSF-1(k)]=]]>

    [m0(k),m1(k),···,mM-1(k),m0(k),m1(k),···,mM-1(k),...,m0(k),m1(k),···,mM-1(k)]·[1,eji2π/SF,eji2*2π/SF,...,eji(SF-1)*2π/SF]]]>

    k=K*(i-1),K*(i-1)+1,...,K*i-1---(9)]]>

    如图1(c)所示，它相当于第一组扩频码乘上一个扰码所得，所以依然满足正交性，所以新构造出来的各组扩频码满足，

    其频谱为

    FQ(k)=[FQ0(k),FQ1(k),FQ2(k),...,FQSF-1(k)]]]>

    k=K*(i-1),K*(i-1)+1,...,K*i-1---(11)]]>

    如图2(c)所示。由第1组扩频码和第i组扩频码频谱可以看出，各扩频码组占用K个频率点，其相对于式(2)的矩阵元素为

    ωij＝Ω(i-1)N+(j-1)  i＝1，2，...，K，j＝1，2，...，K    (12)

    其中Ω表示扩频码的总频谱。

    根据式(10)和(12)可以看出新构造出来的扩频码满足1中的频域分组正交扩频码的思想，能构造出频域分组正交扩频码。

    3.信号发射方法

    设：Si(k)是第k个用户的1个信息符号，扩频后的信号数学表达式：

    Z(k)(n)=si(k)qn(k)Γ(t-nTc)---n=0,1,......,M---(13)]]>

    式中n为发射信号的码片序号，t为时间，Tc表示一个码片持续的时间，Γ(t)是一个方波函数，它由下式定义：

    添加长度为L循环前缀后的数学表达式为：

    多用户前缀CDMA发射信号的数学表达式为

    Φ(n)=Σk=0SF-1S(k)(n)---(16)]]>

    4.频率选择性衰落径信道

    设：一个频率选择性衰落信道宽带脉冲响应特性为：

    h(t)=Σl=0Lhl(k)δ(t-lTc)---(17)]]>

    式中Tc和l分别代表一个码片所持续的时间和时延序号，L为径数。

    5.信号接收方法

    对于添加了循环前缀的CDMA系统，在接收端去除了循环前缀后所得的信号Y1相当于没有前缀的符号与信道的圆周卷积，其一个符号的数学表达式可表示为：

    Y1＝[S′0，S′1，...S′SF][h0(t)，h1(t)，...，hL(t)]+n

    其中S′n=Σk=0SF-1Z(k)(n),]]>为所有去除前缀的扩频符号叠加，(18)

    表示圆周卷积，n为系统噪声

    再经过码组分离装置得到只包含所需用户同组信号的Y2，其时域的一个符号的数学表达式为：

    Y2＝[S″0，S″1，...S″SF][h0(t)，h1(t)，...，hL(t)]+n′

    其中S′′n=Σk=(K-1)iKi-1Z(k)(n),]]>为与所需用户同组的所有去除前缀的扩频符号叠加，(19)

    i表示用户所在的组，表示圆周卷积，n′为频率选取后的噪声

    然后经过均衡器，得到信号Y3(详细解释见前文对图6的说明)，其每个符号的数学表达式为

    Y3＝[S0，S1，...SK]+n″

    其中S′′′n=Σk=(K-1)iKi-1s(k)qn(mod(k,K))Γ(t-nTc),]]>mod()表示求余                  (20)

    i表示用户所在的组，n″为均衡后的噪声

    然后经过相关解扩，得到信号Y4，其每个符号的数学表达式为

    Y4＝s(k)+n+MAI

    s(k)为所需用户信号，n为最后等效噪声，MAI为残余的多址干扰    (21)

    6.复杂度分析

    采用本发明技术方案的通信系统，其发射端与普通前缀CDMA完全一样，接收端的解调判决部分也完全一样，下面我们分析一下接收端的其他部分的复杂度，并和普通前缀CDMA进行比较，仍然以使用频域均衡器为例。本发明的技术方案，接收端主要考虑码组分离装置、用户分离装置的复杂度，码组分离装置通过M点FFT和频率抽取构成，其复杂度为Mlog2(M)，如果用频谱平移和N次K点FFT取代M点FFT，其复杂度为Mlog2(K)+M。用户分离装置包括均衡器和相关解扩两部分。由于本发明使得频率选取后的信号只包含K个频率点，所以其后的均衡部分都只用考虑K个频率点的情况，根据图6所示，本发明系统所使用的均衡器复杂度为：2Klog2(K)+3K+L次乘法，本发明系统相关解扩时只需要作长度为K的相关，所以本发明系统的总复杂度可表示为：2Klog2(K)+4K+L+Mlog2(M)次乘法运算，如果用频谱平移和N次K点FFT取代M点FFT完成码组分离，其总复杂度可降低为：(2K+M)log2(K)+4K+L+M次乘法运算；对于普通的前缀CDMA系统，其接收端只用考虑均衡器和相关解扩的复杂度，它们都需要作长度为M的计算，根据图5，它的总复杂可表示为度为：3Mlog2(M)+4M次乘法运算，由于M＝K×N＞＞K＞L，所以本发明的通信系统相对于普通前缀CDMA而言大大降低了复杂度。

    7.仿真结果

    (1)仿真条件

    采用Matlab编程，在WindowsXP下实施采用本发明技术方案所设计的CDMA系统的仿真，以MMSE均衡处理同组信号为例，而且作为比较，还进行了使用传统扩频码和MMSE均衡的前缀CDMA系统的性能仿真。仿真包括采用本发明技术方案所设计系统的下行信道误码率特性，并与传统CDMA系统的RAKE接收机和使用普通扩频码扩频并应用MMSE均衡的前缀CDMA系统的误码率进行了比较。

    系统的信息符号为BPSK调制。扩频比M＝64，扩频码通过本发明提供的方法进行设计，其生成码为Walsh码乘上TD-SCDMA中提供的扰码，根据分组数的不同决定生成码的长度，仿真时使用的分组数N＝4，每组扩频码个数K＝M/N＝16，所以生成码的长度也为16。循环前缀长度等于时延扩展宽度。

    频率选择性衰落信道各径系数hi为独立同分布的瑞利随机数，相位服从[0，2π]均匀分布，时延扩展宽度为L个码片。

    (2)仿真结果

    图7给出了使用MMSE均衡的本发明系统误码率仿真结果，并与传统CDMA系统的RAKE接收机和普通的前缀CDMA使用MMSE均衡的性能进行了比较。由图可见，传统CDMA系统在多径情况下，符号间串扰和多址干扰影响已经很大，破坏了扩频码的正交性，通过RAKE接收机也没有很好的改善，并且随着径数的增多性能更加恶劣。而采用了MMSE均衡的前缀CDMA系统，误码率有了明显的改善，并且系统性能不随径数的增多而下降，较传统CDMA系统性能具有明显优势，本发明使用MMSE均衡的系统与普通的前缀CDMA系统性能几乎一样，而前面讨论过本发明的运算复杂度大大低于普通的前缀CDMA系统，所以本发明的系统在较低复杂度下达到了与普通的前缀CDMA同样的性能，具有明显的技术优势。

    尽管在上文中以及参照本发明的优选实例对本发明的技术方案和具体实施方式进行了详细的描述，但是本领域的普通技术人员在不脱离本发明范围的情况下可以做出各种变形和改进。例如，本说明书中以均衡的方法区分同组用户信号，但是也可以使用多用户检测、最大似然法等方法；另外在扩频码的产生方法、生成码的选择、频率选取、同组用户信号区分等过程上也可以有其它的方法等等。这些变形和改进实例并不脱离本发明的范围。