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1、(10)申请公布号 CN 102445699 A (43)申请公布日 2012.05.09 CN 102445699 A *CN102445699A* (21)申请号 201110315666.2 (22)申请日 2011.10.18 G01S 19/33(2010.01) G01S 19/37(2010.01) G01S 19/36(2010.01) (71)申请人 上海迦美信芯通讯技术有限公司 地址 201203 上海市浦东新区张江高科技园 区博霞路 50 号 103 室 (72)发明人 倪文海 韩业奇 钱晓辉 徐文华 (74)专利代理机构 上海信好专利代理事务所 ( 普通合伙 ) 312。
2、49 代理人 张静洁 徐雯琼 (54) 发明名称 共享射频前端的双通道导航射频接收机系统 架构 (57) 摘要 本发明涉及一种共享射频前端的双通道导航 射频接收机系统架构， 能够双通道同时接收两个 GNSS 射频信号， 增强了定位的精度。其中第一通 道在第一次下变频后由中频滤波器处理得到与其 中一个射频信号相对应的中频信号 ； 第二通道在 第一次下变频后， 再采用 Weaver 结构的镜像抑制 低中频系统架构进行第二次下变频处理， 来得到 与另一个射频信号相对应的中频信号。由于所述 两个信号通道共用了直到第一次下变频处理的射 频前端模块， 并由同一个频率综合器锁相环对应 为第一次、 第二次下变。
3、频处理分别提供本振信号， 并由同一个采样时钟模块为双通道对应提供相同 或不同的采样时钟频率， 使得系统设计简化， 有效 降低了功耗， 并节约了成本。 (51)Int.Cl. (19)中华人民共和国国家知识产权局 (12)发明专利申请 权利要求书 2 页 说明书 8 页 附图 3 页 CN 102445720 A1/2 页 2 1. 一种共享射频前端的双通道导航射频接收机系统架构， 其特征在于， 设置了第一、 第 二通道来对应接收两路射频信号 （RF1、 RF2） ； 所述第一、 第二通道共用了射频前端电路， 所述射频前端电路包含 ： 依次连接的低噪声 放大器 （1） 、 片外声滤波器 （2） 。
4、、 射频预放大器 （3） ， 以及正交下变频器 （4、 5） ； 所述射频前端 电路同时接收的所述两路射频信号 （RF1、 RF2） ， 由所述正交下变频器 （4、 5） 进行第一次下 变频处理后， 输出同一路的中频信号至第一、 第二通道的后续电路 ； 所述第一通道中， 还包含在所述正交下变频器 （4、 5） 之后设置的中频滤波器 （61） ， 其 对第一次下变频之后的中频信号进行处理， 得到与该通道接收的射频信号 （RF1） 相对应的 第一中频信号 （IF1） 及第一中频转换信号 （CH1_IF） ； 所述第二通道中， 还设置了 Weaver 结构的镜像抑制低中频架构， 即包含在所述正交下 。
5、变频器 （4、 5） 之后， 依次设置的中频滤波器 （62） 、 第二次下变频器 （72、 82） 和加法器 （92） ； 由该中频滤波器 （62） 对第一次下变频之后的中频信号进行处理， 得到与该通道接收的射频 信号 （RF2） 相对应的第二中频信号 （IF2） ， 再由所述第二次下变频器 （72、 82） 和加法器 （92） 进行第二次下变频处理， 得到相对应的第二中频转换信号 （CH2_IF） 。 2. 如权利要求 1 所述的共享射频前端的双通道导航射频接收机系统架构， 其特征在 于， 所述正交下变频器 （4、 5） 进行第一次下变频时的本振频率 （LOI 、 LOQ） ， 以及所述第二。
6、 通道中第二次下变频器 （72、 82） 进行第二次下变频时的本振频率 （LOI2、 LOQ2） ， 是由同一个 频率综合器锁相环分别设置分频系数后对应提供的 ； 所述频率综合器锁相环中， 进一步包 含 ： 鉴频鉴相器 （12） 、 电荷泵 （13） 、 环路滤波器 （14） 、 压控振荡器 （15） 、 二分频器 （16） 、 预 分频器 （17） 、 反馈分频器 （18） 构成的反馈回路， 该反馈回路为所述第一、 第二通道共用。 3. 如权利要求 2 所述的共享射频前端的双通道导航射频接收机系统架构， 其特征在 于， 第一次下变频处理所需的本振频率 （LOI 、 LOQ） ， 是由所述反馈。
7、回路中的二分频器 （16） 对所述压控振荡器 （15） 的输出结果进行二分频后得到的 ； 所述频率综合器锁相环中， 与第二通道对应， 还设置有参数分频器 （19） 和另一个二分 频器 （21） ， 来对所述反馈回路中二分频器 （16） 的输出结果进行分频处理， 得到第二次下变 频处理所需的本振频率 （LOI2、 LOQ2） 。 4. 如权利要求 3 所述的共享射频前端的双通道导航射频接收机系统架构， 其特征在 于， 所述第一、 第二通道中， 还各自设置有 ： 可调增益放大器 （71、 102） ， 对应为第一、 第二中频转换信号 （CH1_IF、 CH2_IF） 进行放 大处理 ； 模数转换器。
8、 （81、 112） ， 对应将放大后的第一、 第二中频转换信号 （CH1_IF、 CH2_IF） 由 模拟量转换成包含极性及幅度的两位数字信号， 向片外的基带处理芯片发送 ； 可调增益放大器控制电路 （91、 122） ， 分别将转换后的幅度信号 （MAG1、 MAG2） 反馈至相 应的可调增益放大器 （71、 102） 。 5. 如权利要求 4 所述的共享射频前端的双通道导航射频接收机系统架构， 其特征在 于， 权 利 要 求 书 CN 102445699 A CN 102445720 A2/2 页 3 所述第一、 第二通道还共用有一个时钟隔离放大器 （10） ， 其对外部输入的参考时钟进。
9、 行整形后， 发送至所述频率综合器锁相环 ； 所述第一、 第二通道还共用了一个采样时钟模块 （110） ， 其发送相应的采样时钟频率给 第一、 第二通道的模数转换器 （81、 112） ； 所述第一、 第二通道中还各自包含另一个时钟隔离放大器 （131、 132） ， 所述采样时钟频 率经过所述时钟隔离放大器 （131、 132） 整形后， 输出到片外的导航基带芯片作数据采样的 同步。 6. 如权利要求 5 所述的共享射频前端的双通道导航射频接收机系统架构， 其特征在 于， 所述采样时钟模块 （110） 输出尽可能低的采样时钟频率， 但所述采样时钟频率必须大 于两个通道中各自最大的中频信号频率。
10、的 2 倍。 7. 如权利要求 6 所述的共享射频前端的双通道导航射频接收机系统架构， 其特征在 于， 所述采样时钟模块 （110） 向所述第一、 第二通道的模数转换器 （81、 112） 发送相同的采 样时钟频率 ； 所述采样时钟模块 （110） 将整形后的参考时钟直接输出或进行分频处理之后 输出， 作为所述采样时钟频率。 8. 如权利要求 6 所述的共享射频前端的双通道导航射频接收机系统架构， 其特征在 于， 所述采样时钟模块 （110） 向所述第一、 第二通道的模数转换器 （81、 112） 发送不同的采 样时钟频率 ； 所述时钟隔离放大器 （10） 将整形后的参考时钟直接输出或进行分频。
11、处理之后输出， 作 为其中一个采样时钟频率 ； 所述采样时钟模块 （110） 对所述频率综合器锁相环输出的第一次下变频的本振频率 （LOI 、 LOQ） ， 进行分频处理后输出， 作为另一个采样时钟频率。 权 利 要 求 书 CN 102445699 A CN 102445720 A1/8 页 4 共享射频前端的双通道导航射频接收机系统架构 技术领域 0001 本发明涉及一种无线通讯领域的射频芯片， 特别涉及一种共享射频前端的双通道 导航射频接收机系统架构。 背景技术 0002 全球导航定位系统 （GPS） 已经广泛应用于车载导航、 车辆跟踪、 时间同步、 测量测 绘、 船只或车辆监控、 地理。
12、数据采集、 航天工业等等。 到目前为止， 导航定位系统最大和最多 的用户是车载和手持导航。在手持导航仪 （PND， Portable Navigation Device） 或类似的 应用中， 由于整个导航仪通过电池供电， 所以针对这种应用， 导航系统的芯片功耗有着特殊 的意义 ： 功耗越低， 使用的时间就越长。目前在市场上， 像美国的 SiRF 公司， 加拿大的 SiGe 公司和美国的MAXIM公司都已经有了很成熟的导航射频芯片， 其产品多数用SiGe工艺来设 计和制作， 以达到低功耗， 高性能的目的。 0003 如图 1 所示， 这些产品都是采用传统的低中频导航射频接收机的系统架构中， 15。
13、75.42MHz 的导航 GPS 射频调制信号， 通过天线 （未画出） 被接收到射频的信号通道中， 通 过前端的低噪声放大器 10（LNA） 进行放大。为了过滤掉邻近的手机或别的通讯干扰信号， 经放大的射频 RF 信号需要输出到芯片外， 由片外声滤波器 20（SAW FILTER） 进行滤波处 理 ； 再接回到片内的射频预放大器 30 （RFA） 作进一步放大后， 输出到正交下变频器 40 和 50 （MixerI， MixerQ） 进行射频 RF 到中频 IF 的下变频转换。为了便于说明， 我们以单位频率 f0=1.023MHz 来计算射频 （1540f0） 和中频频率。在导航射频芯片中， 。
14、主流的中频频率是 4f0。 中频滤波器 60（IF Filter） 对中频信号进行信道选择， 过滤出在带宽内需要被解调的中频 信号， 带宽外的任何信号或噪声可以得到充分的过滤。导航 GPS 的带宽是 2f0， 一般中频滤 波器的带宽比 2f0稍高。此中频信号经可调增益放大器 70（VGA） 放大后， 提供适度的信号 强度给模数转换器 80 （ADC） ， 从而把中频模拟信号转换成包含极性 SIGN 及幅度 MAG 的两位 数字信号， 最后这些数字信号被输出至数字基带 （未画出） 做后续的信号处理。在低中频导 航射频接收机系统架构中， 因为射频芯片需要独立成为一颗单芯片， 所以模数转换器 80 。
15、输 出的幅度 MAG 信号还通过可调增益放大器控制电路 90（VGA Controller） 反馈到可调增益 放大器70， 用作其信号强度的检测， 以使该可调增益放大器70能为模数转换器80提供恒定 的信号输出。 0004 其中， 进行射频 RF 至中频 IF 下变频的正交下变频器 40 和 50， 其本振是由频率综 合器来提供的。无论是整数分频频率综合器 （Integer-N RFPLL） 还是小数分频频率综合器 （Fractional-N RFPLL） ， 频率综合器锁相环 （RFPLL） 一般包含由鉴频鉴相器120 （PFD） 、 电荷 泵 130（CP） 、 环路滤波器 140（LPF。
16、） 、 压控振荡器 150（VCO） 、 一组分频模块连接形成的反馈 回路。其中， 鉴频鉴相器 120， 将反馈信号与一个标准参考时钟 （导航射频芯片一般用 16f0） 进行比较 ； 由该比较结果控制， 所述电荷泵 130 对环路滤波器 140 进行充电或放电， 使环路 滤波器 140 输出过滤后的直流电压， 对压控振荡器 150 的频率进行控制。压控振荡器 150 产生的本振信号， 经由二分频器 160（DIV2） 、 预分频器 170（Prescaler） 、 反馈分频器 180 说 明 书 CN 102445699 A CN 102445720 A2/8 页 5 （Feedback Di。
17、vider） 的分频处理后， 反馈输出到鉴频鉴相器 120 ； 当反馈的频率和参考的 标准频率相等的时候， 鉴频鉴相器 120 控制该频率综合器锁相环锁定， 此时压控振荡器 150 所输出的本振频率就是参考时钟的 N 倍 （倍数 N 由所述若干分频模块 160、 170、 180 配合决 定） 。由于导航射频芯片主流的系统架构都选择两倍频的压控振荡器频率， 即 21536f0， 因 此压控振荡器150的输出经由二分频器160分频获得正交本振LOI和LOQ， 分别输出至所述 正交下变频器 40 和 50。 0005 一般来说， 为了满足导航射频芯片对频率的高精度要求， 由片外的温补的晶振 （TC。
18、XO， 未画出） 提供的时钟信号 （TCXO_IN） ， 经过时钟隔离放大器 100（CLK BUF） 的整形后， 输进频率综合器锁相环 （RFPLL） 作为标准参考时钟。与此同时， 时钟隔离放大器 100 输出 的这个时钟也提供给模数转换器 80 作为其采样时钟。该采样时钟最终还经过另外一个时 钟隔离放大器 110（CLK BUF） 的整形， 输出到片外的导航基带芯片作数据采样的同步。 0006 目前世界上有四个全球导航系统 Global Navigation Satellite System （GNSS） ： 第一是美国的GPS导航系统， 其射频频率为1575.42MHz， 带宽为2.04。
19、6MHz， 带宽内蕴涵着时 间和位置信息的 C/A 码。第二是俄国的 GLONASS 导航系统， 其射频频率是 1598.0625MHz 至 1605.375MHz， 带宽是8MHz, 分成14个频道 ； 频道与频道的间隔是0.5625MHz， 每个频道的 带宽是0.5625MHz ； 第三是中国北斗二代的COMPASS导航系统， 其射频频率是1561.098MHz， 带宽是 4.092MHz。第四是欧盟的伽利略 （Galileo） 导航系统， 其射频频率是 1575.42MHz， 带宽是 4.092MHz。 0007 目前应用最广泛， 最主流的导航系统就是美国的GPS导航系统。 截至2011。
20、年二月， 天上已经有 22 颗可运营的俄国 GLONASS 导航卫星。中国的北斗二代的 COMPASS 导航系统 越来越成熟， 目前天上已经有 9 颗导航卫星。北斗二代预计在 2012 年可以覆盖亚太地区并 进入实质性运营。欧盟的伽利略 （Galileo） 导航系统发展速度是最缓慢的。 0008 然而， 现在无论是俄国政府， 中国政府还是欧盟， 要求并鼓励消费者只使用自己的 导航系统是不现实的。 第一， 卫星数目不够多， 就算是俄国的 Glonass 导航卫星也是不 到 24 颗 ； 第二， 各自的全球导航系统 （GNSS） 成熟的运营还需更多的时间。参见表 1， 因此， 如果在市场上有一个双。
21、通道的导航射频接收机， 同时能接收美国 GPS 导航卫星和俄国的 Glonass 导航卫星， 或者是同时能接收美国 GPS 导航卫星和中国的北斗 Compass 导航卫星， 或者是同时能接收美国 GPS 导航卫星和欧盟的伽利略 （Galileo） 导航卫星， 其综合定位将 更加精确， 就会具有很高的应用价值。 0009 表 1 双通道的可能实用的组合 说 明 书 CN 102445699 A CN 102445720 A3/8 页 6 但是， 目前的双通道 GNSS 射频接收机技术往往只是单纯将单一通道的相关技术完全 复制到两个通道， 难以满足射频接收机低成本、 低功耗的要求。 发明内容 00。
22、10 本发明的目的是提供一种共享射频前端的双通道导航射频接收机系统架构， 能够 同时接收两路 GNSS 射频导航信号来进行精准定位， 例如是美国 GPS 和中国北斗 Compass 导 航卫星信号， 或者美国 GPS 和俄国 Glonass 导航卫星信号。同时， 通过共享射频前端的相关 模块， 获得与单通道方案一样的低功耗低成本效果。 0011 本发明的技术方案是提供一种共享射频前端的双通道导航射频接收机系统架构， 其设置了第一、 第二通道来对应接收两路射频信号 ； 所述第一、 第二通道共用了射频前端电路， 所述射频前端电路包含 ： 依次连接的低噪声 放大器、 片外声滤波器、 射频预放大器， 。
23、以及正交下变频器 ； 所述射频前端电路同时接收的 所述两路射频信号， 由所述正交下变频器进行第一次下变频处理后， 输出中频信号至第一、 第二通道的后续电路 ； 所述第一通道中， 还包含在所述正交下变频器之后设置的中频滤波器， 其对第一次下 变频之后的中频信号进行处理， 得到与该通道接收的射频信号相对应的第一中频信号及第 一中频转换信号 ； 所述第二通道中， 还设置了 Weaver 结构的镜像抑制低中频架构， 即包含在所述正交下 变频器之后， 依次设置的中频滤波器、 第二次下变频器和加法器 ； 由该中频滤波器对第一次 下变频之后的中频信号进行处理， 得到与该通道接收的射频信号相对应的第二中频信号。
24、， 再由所述第二次下变频器和加法器进行第二次下变频处理， 得到相对应的第二中频转换信 号。 0012 所述正交下变频器进行第一次下变频时的本振频率， 以及所述第二通道中第二次 下变频器进行第二次下变频时的本振频率， 是由同一个频率综合器锁相环分别设置分频系 数后对应提供的。 0013 所述频率综合器锁相环中， 进一步包含 ： 鉴频鉴相器、 电荷泵、 环路滤波器、 压控振 荡器、 二分频器、 预分频器、 反馈分频器构成的反馈回路， 该反馈回路为所述第一、 第二通道 共用。 0014 第一次下变频处理所需的本振频率， 是由所述反馈回路中的二分频器对所述压控 说 明 书 CN 102445699 A。
25、 CN 102445720 A4/8 页 7 振荡器的输出结果进行二分频后得到的 ； 所述频率综合器锁相环中， 与第二通道对应， 还设置有参数分频器和另一个二分频器， 来对所述反馈回路中二分频器的输出结果进行分频处理， 得到第二次下变频处理所需的本 振频率。 0015 所述第一、 第二通道中， 还各自设置有 ： 可调增益放大器， 对应为第一、 第二中频转换信号进行放大处理 ； 模数转换器， 对应将放大后的第一、 第二中频转换信号由模拟量转换成包含极性及幅 度的两位数字信号， 向片外的基带处理芯片发送 ； 可调增益放大器控制电路， 分别将转换后的幅度信号反馈至相应的可调增益放大器。 0016 所。
26、述第一、 第二通道还共用有一个时钟隔离放大器， 其对外部输入的参考时钟进 行整形后， 发送至所述频率综合器锁相环 ； 所述第一、 第二通道还共用了一个采样时钟模块， 其发送相应的采样时钟频率给第一、 第二通道的模数转换器 ； 所述第一、 第二通道中还各自包含另一个时钟隔离放大器， 所述采样时钟频率经过该 时钟隔离放大器整形后， 输出到片外的导航基带芯片作数据采样的同步。 0017 所述采样时钟模块输出尽可能低的采样时钟频率， 但所述采样时钟频率必须大于 两个通道中各自最大的中频信号频率的 2 倍。 0018 所述采样时钟模块向所述第一、 第二通道的模数转换器发送相同的采样时钟频 率 ； 所述采。
27、样时钟模块将整形后的参考时钟直接输出或进行分频处理之后输出， 作为所述 采样时钟频率。 0019 所述采样时钟模块向所述第一、 第二通道的模数转换器发送不同的采样时钟频 率 ； 所述时钟隔离放大器将整形后的参考时钟直接输出或进行分频处理之后输出， 作为其 中一个采样时钟频率 ； 所述采样时钟模块对所述频率综合器锁相环输出的第一次下变频的本振频率， 进行分 频处理后输出， 作为另一个采样时钟频率。 0020 与现有技术相比， 本发明所述共享射频前端的双通道导航射频接收机系统架构， 其优点在于 ： 本发明通过分别控制第一通道和第二通道的参考时钟、 本振频率、 采样时钟、 信道选择的带宽、 中频信号。
28、等参数， 使第一通道进行第一次下变频， 第二通道进行第一次、 第二次下变频处理后， 能够对应接收两路 GNSS 射频导航信号， 例如是接收美国 GPS 和中国 的北斗 Compass 导航卫星信号， 或者美国 GPS 和俄国的 Glonass 导航卫星信号， 从而提高导 航定位的精确性。 同时， 由于共享了射频前端模块及频率综合器锁相环等， 该双通道导航射 频接收机系统架构能够节省功耗， 降低成本， 具有很好的应用意义。 附图说明 0021 图 1 是现有单通道的导航射频接收机的系统架构示意图 ； 图2是本发明所述共享射频前端的双通道导航射频接收机系统架构在实施例1中的示 意图 ； 图3是本发。
29、明所述共享射频前端的双通道导航射频接收机系统架构在实施例2中的示 说 明 书 CN 102445699 A CN 102445720 A5/8 页 8 意图。 具体实施方式 0022 以下结合附图说明本发明的多个具体实施方式。 0023 如图 2 所示， 本发明所述共享射频前端的双通道导航射频接收机系统架构中， 设 置了第一、 第二通道来对应接收两路 GNSS 射频信号。 0024 所述第一、 第二通道共用了射频前端电路 （图 2 中虚线框所示的区域） ， 包含 ： 依次 连接的低噪声放大器 1（LNA） 、 片外声滤波器 2（SAW FILTER） 、 射频预放大器 3（RFA） 以及 正交。
30、下变频器 4 和 5（MixerI， MixerQ） ， 该些器件的电路架构及信号处理过程与现有单通 道射频接收机中基本一致。 0025 所述第一通道的架构与单通道架构基本一致， 即， 在所述正交下变频器 4 和 5 之 后， 依次设置了中频滤波器 61、 可调增益放大器 71（VGA） 、 模数转换器 81（ADC） ， 以及反馈 连接至可调增益放大器 71 的可调增益放大器控制电路 91（VGA Controller） 。 0026 而所述第二通道中， 在所述的正交下变频器 4 和 5 之后， 设置了中频滤波器 62、 第 二次下变频器 72、 82 和加法器 92， 以形成 Weaver。
31、 结构的镜像抑制低中频架构 ； 再设置了可 调增益放大器 102、 模数转换器 112， 以及反馈连接至可调增益放大器 102 的可调增益放大 器控制电路 122。 0027 所述正交下变频器 4 和 5 进行第一次下变频的本振频率 LOI 、 LOQ， 以及所述第二 通道中的第二次下变频器 72、 82， 进行第二次下变频的本振频率 LOI2、 LOQ2， 是由同一个频 率综合器锁相环 （RFPLL） 分别设置分频系数获得的。 0028 更具体地阐述， 所述频率综合器锁相环的鉴频鉴相器 12 （PFD） 、 电荷泵 13 （CP） 、 环 路滤波器 14（LPF） 、 压控振荡器 15（VC。
32、O） 、 二分频器 16（DIV2） 、 预分频器 17（Prescaler） 、 反馈分频器 18（Feedback Divider） 构成的反馈回路为所述第一、 第二通道共用， 该些模块 的电路架构及信号处理过程与现有单通道射频接收机中基本一致。 0029 所述本振频率 LOI 、 LOQ 是经由二分频器 16 对压控振荡器 15 二分频后， 输出至所 述正交下变频器4和5。 对于第二通道， 根据上述反馈回路中二分频器16的输出结果， 再通 过依次设置的参数分频器 19（设其分频系数为 N2） 和另一个二分频器 22 进行 N22 次分 频后输出本振频率 LOI2 、 LOQ2给所述的第二。
33、次下变频器 72、 82。 0030 另外， 第一、 第二通道的模数转换器 81 和 112 的采样时钟由同一个采样时钟模块 11（ADC CLK GEN） 提供。参考时钟 （TCXO_IN） 经过时钟隔离放大器 10 的整形后， 输入到所 述采样时钟模块11。 采样时钟模块11通过对参考时钟频率或其进行若干次分频后， 提供最 佳的采样时钟频率给模数转换器 81 和 112。该采样时钟频率还另外经过时钟隔离放大器 131 或 132 整形后， 输出到片外的导航基带芯片作数据采样的同步。 0031 实施例 1 基于图 2 所示的共享射频前端的双通道导航射频接收机系统架构， 在本实施例中接收 的所。
34、述两路 GNSS 射频信号， 分别是美国 GPS 和中国的北斗 Compass 导航卫星信号。其中第 一通道为 GPS 通道， 其接收的第一射频信号 RF1 是美国 GPS 的信号 ； 第二通道为北斗通道， 其接收的第二射频信号 RF2 是中国北斗 COMPASS 的信号。 0032 首先， 第一射频信号 RF1 和第二射频信号 RF2 同时通过天线 （未画出） ， 通过同一个 说 明 书 CN 102445699 A CN 102445720 A6/8 页 9 射频输入口 （LNA_IN） 被接收到信号通道中。从射频输入口 （LNA_IN） 一直到正交下变频器 4 和 5， 其电路架构及信号。
35、处理与现有单通道射频接收机的基本一致。所述的正交下变频器 4 和 5 的本振频率 LOI 和 LOQ 的取值为 1571.328MHz， 其进行第一次下变频处理后输出的同 一个中频信号， 被同时发送到第一和第二通道 ； 这个中频信号中包含了频率为 4.092MHz 的 美国 GPS 的第一中频信号 IF1 和频率为 10.23MHz 的中国北斗的第二中频信号 IF2。 0033 对于第一通道 （GPS 通道） ， 第一次下变频处理后输出中频信号， 通过中频滤波器 61 进行信道选择， 过滤出在带宽 BW1 内 （导航 GPS 的带宽 BW1 是 2MHz） 频率为 4.092MHz 的 第一中。
36、频信号IF1， 使带宽外的任何信号或噪声都可以得到充分的过滤。 该中频信号不需要 第二次下变频处理即作为需要被解调的 GPS 中频信号 CH1_IF=4.092MHz， 如表 2 所示。 0034 所述中频信号 CH1_IF 之后的处理， 与单通道中基本一致， 依次经可调增益放大器 71 放大后， 提供适度的信号强度给模数转换器 81， 从而把中频模拟信号转换成数字信号， 最后这些数字信号就在数字基带做信号处理。模数转换器 81 的幅度信号 MAG1 输出， 用作 可调增益放大器 71 信号强度的检测， 并通过可调增益放大器控制电路 91， 反馈到可调增益 放大器 71 来控制给模数转换器 8。
37、1 的恒定的 VGA 输出。 0035 对于第二通道 （北斗通道） ， 第一次下变频处理后输出中频信号， 经过中频滤波器 62 进行信道选择， 过滤出在带宽 BW2 内 （北斗的带宽 BW2 是 4MHz） 频率为 10.23MHz 的第二 中频信号 IF2， 使带宽外的任何信号 （包括 GPS 的 4.092MHz 的中频信号） 或噪声都得到充分 的过滤。 0036 滤波后得到的频率10.23MHz的中频信号再通过Weaver结构的镜像抑制低中频系 统架构进行第二次下变频处理。输入第二次下变频器 72、 82 的第二次下变频的本振频率 LOI2、 LOQ2， 也是由所述的同一个频率综合器 R。
38、FPLL 通过 110 次分频后产生并提供的。即是 说， 将 1571.328MHz 的本振信号 LOI 和 LOQ， 通过参数分频器 19 （设定其分频系数 N2 为 55） 和另一个二分频器 22 后， 产生第二次下变频的本振频率 LOI2、 LOQ2为 14.2848MHz。再通过 加法器 92 进行镜像抑制， 得到需要解调的北斗中频信号 CH2_IF=4.05MHz 并输出至可调增 益放大器102， 其中频和带宽如表2所示。 该北斗中频信号CH2_IF之后的信号处理与第一 通道中的类似， 此处不再赘述。 0037 所述的采样时钟模块 11（ADC CLK GEN） 将整形后的参考时钟 。
39、（TCXO_IN） 进行处 理， 得到采样时钟并同时输出给第一通道、 第二通道的模数转换器 81 和 112。需要说明的 是， 所述采样时钟模块 11 的设计必须考虑使导航基带的时钟信号频率越低越好， 但是采样 时钟频率必须大于每个通道各自最大中频的 2 倍。在表 2 中列出了根据不同的参考时钟方 案， 给出的接收 GPS 和北斗卫星的双通道信号时， 其各自的中频、 带宽、 ADC 时钟参数。其中 16.368MHz 是目前常用的参考时钟， 26MHz 多用于手机或 WiFi 的参考时钟。 0038 表 2 GPS 和北斗双通道的参考时钟， 中频， 带宽和 ADC 时钟 说 明 书 CN 10。
40、2445699 A CN 102445720 A7/8 页 10 实施例 2 如图 3 所示， 本实施例中双通道导航射频接收机与实施例 1 中使用的架构类似， 图 3 中 对应在图 2 的各个频率标号上加双引号予以区分。在本实施例中接收的所述两路 GNSS 射 频信号， 分别是美国 GPS 和俄国的 Glonass 导航卫星信号。其中第一通道为 GPS 通道， 其接 收的第一射频信号 RF1” 是美国 GPS 的信号 ； 第二通道为 Glonass 通道， 其接收的第二射频 信号 RF2” 是俄国的 Glonass 的导航信号。 0039 该双通道导航射频接收机中第一通道、 第二通道共用了射频。
41、前端电路模块及频率 综合器锁相环 （RFPLL） ； 其中， 正交下变频器 4 和 5 还为第一通道和第二通道进行第一次下 变频， 第二通道中再通过 Weaver 结构的镜像抑制低中频系统架构进行第二次下变频处理。 0040 不同的是， 本实施例中由该频率综合器锁相环 （RFPLL） ， 提供的正交下变频器 4 和 5 的本振频率 LOI” 和 LOQ” 为 1579.5MHz。因而， 第一通道 （GPS 通道） 中， 第一次下变频后 由中频滤波器 61 进行信道选择， 过滤出在 2MHz 的带宽 BW1” 内， 直接得到需要被解调的 GPS 中频信号 CH1_IF” 为 4.08MHz。 0。
42、041 而第二通道 （Glonass 通道） 中， 第一次下变频后由中频滤波器 62 进行信道选择， 过滤出在 8.4MHz 的带宽 BW2” 内， 频率为 22.395MHz 的第二中频信号 IF2” ， 使带宽外的任何 信号 （包括 GPS 的 4.08MHz 的中频信号） 或噪声都得到充分的过滤。 0042 滤波后得到频率 22.395MHz 的中频信号再通过 Weaver 结构的镜像抑制低中频系 统架构进行第二次下变频处理。本实施例中， 输入第二次下变频器 72、 82 的第二次下变频 的本振频率 LOI2” 、 LOQ2” ， 是由所述频率综合器 RFPLL 通过 100 次分频后产。
43、生并提供的。即 是说， 将 1579.5MHz 的本振信号 LOI” 和 LOQ” ， 通过参数分频器 19（设定其分频系数 N2” 为 50） 和另一个二分频器 22 后， 产生第二次下变频的本振频率 LOI2” 、 LOQ2” 为 15.795MHz。再 通过加法器 92 进行镜像抑制， 得到需要调制的 Glonass 中频信号 CH2_IF” 为 6.6MHz， 并将 该信号输出至可调增益放大器 102。 0043 所述 GPS 中频信号 CH1_IF” ， 及所述 Glonass 中频信号 CH2_IF” ， 从各自通道的可 调增益放大器到输出至数字基带的后续信号处理， 与实施例 1 。
44、中的类似， 此处不再赘述。 0044 另外， 本实施例中第一通道、 第二通道共用的采样时钟模块 11（ADC CLK GEN） ， 是 分别输出不同的采样时钟给第一通道、 第二通道的模数转换器 81 和 112。所述采样时钟模 块 11 的设计也必须考虑使导航基带的时钟信号频率越低越好， 但是采样时钟频率必须大 说 明 书 CN 102445699 A CN 102445720 A8/8 页 11 于每个通道各自最大中频的 2 倍。 0045 考虑到手机和WiFi射频接收机都是使用26MHz的参考时钟， 将其经过时钟隔离放 大器 10 的整形后， 输入到所述采样时钟模块 11 及所述频率综合器。
45、的鉴频鉴相器 12 （PFD） 。 本实施例中对 GPS 通道的模数转换器 81 输出的采样时钟是 19.5MHz ； 该采样时钟是将所 述频率综合器锁相环的二分频器 16 输出的本振频率 1579.5MHz， 输出到所述采样时钟模块 11 进行分频 81 次之后得到的。而对 Glonass 通道的模数转换器 112， 输出的采样时钟即是 26MHz 的参考时钟。在表 3 中列出了接收 GPS 和 Glonass 卫星的双通道信号时， 其各自的中 频、 带宽、 ADC 时钟参数。 0046 表 3 GPS 和 Glonass 双通道的参考时钟， 中频， 带宽和 ADC 时钟 综上所述， 本发明。
46、所述共享射频前端的双通道导航射频接收机系统架构， 通过分别控 制第一通道和第二通道的参考时钟、 本振频率、 采样时钟、 信道选择的带宽、 中频信号等参 数， 使第一通道进行第一次下变频， 第二通道进行第一次、 第二次下变频处理后， 能够对应 接收两路 GNSS 射频导航信号， 例如是接收美国 GPS 和中国的北斗 Compass 导航卫星信号， 或者美国 GPS 和俄国的 Glonass 导航卫星信号， 从而提高导航定位的精确性。同时， 由于共 享了射频前端模块及频率综合器锁相环等， 该双通道导航射频接收机系统架构能够节省功 耗， 降低成本， 具有很好的应用意义。 0047 本发明的实施例还可。
47、以根据实施例 1 和实施例 2 的基本设计， 扩展至表 1 中双通 道的任何可能的实用组合。 0048 尽管本发明的内容已经通过上述优选实施例作了详细介绍， 但应当认识到上述的 描述不应被认为是对本发明的限制。在本领域技术人员阅读了上述内容后， 对于本发明的 多种修改和替代都将是显而易见的。 因此， 本发明的保护范围应由所附的权利要求来限定。 说 明 书 CN 102445699 A CN 102445720 A1/3 页 12 图 1 说 明 书 附 图 CN 102445699 A CN 102445720 A2/3 页 13 图 2 说 明 书 附 图 CN 102445699 A CN 102445720 A3/3 页 14 图 3 说 明 书 附 图 CN 102445699 A 。