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1、(10)申请公布号 CN 102790596 A (43)申请公布日 2012.11.21 C N 1 0 2 7 9 0 5 9 6 A *CN102790596A* (21)申请号 201110176664.X (22)申请日 2011.06.16 201110146971.3 2011.05.20 CN H03G 3/30(2006.01) (71)申请人杭州中科微电子有限公司 地址 310053 浙江省杭州市滨江区江南大道 3850号创新大厦10楼 (72)发明人黄伟 马成炎 叶甜春 (74)专利代理机构杭州杭诚专利事务所有限公 司 33109 代理人王鑫康 (54) 发明名称 一种消。
2、除直流失调的自动增益控制放大器 (57) 摘要 本发明公开一种消除直流失调的CMOS自动 增益控制放大器，它包括级联放大链路、自动增益 控制反馈回路以及消除直流失调反馈回路。级联 放大链路采用多级可变增益放大单元级联，能够 实现高增益和高增益动态范围。自动增益控制反 馈回路采用电荷泵结构，具有工艺、温度偏差影响 小、精确检测窄带和宽带信号幅度、适宜于CMOS 工艺实现的优点。消除直流失调反馈回路为两级 负反馈环路实现结构，每路采用积分器作为低通 负反馈；积分器输入电阻采用有源器件实现，且 等效电阻具有温度补偿特性；这种直流失调消除 结构能够有效消除前级电路叠加的直流失调和放 大链路自身的直流失。
3、调量，具有较低的高通转折 频率，低频信号损失量小，无需片外无源器件(高 值电阻或电容等)，具有很高的集成度。本发明自 动增益控制放大器适宜于CMOS工艺下零中频结 构的无线通信接收机。 (66)本国优先权数据 (51)Int.Cl. 权利要求书2页 说明书9页 附图5页 (19)中华人民共和国国家知识产权局 (12)发明专利申请 权利要求书 2 页 说明书 9 页 附图 5 页 1/2页 2 1.一种消除直流失调的自动增益控制放大器，其特征在于，它由级联放大链路(21)、 自动增益控制反馈回路(22)和消除直流失调反馈回路(23)组成； 所述级联放大链路(21)包括两路端口依次串联连接的输入级。
4、(201)，多级可变增益放 大器单元(202)和输出级(203)； 所述自动增益控制反馈回路(2)包括依次串联连接的比较电路(204)，2输出或门 (205)，电荷泵(206)和V-I转换电路(207)； 所述消除直流失调反馈回路23包括两路端口依次串联连接的第一积分器(208)，跨导 放大单元Gm(209)和第二积分器(210)； 输入级(201)为减法放大电路单元，其两路输入的正极输入端连接信号输入端V INP 和 消除直流失调反馈回路的正反馈信号输出端，输入级(201)其两路输入的负极输入端连接 信号输入端V INN 和消除直流失调反馈回路的负反馈信号输出端，两路输入端的输入信号和 负反。
5、馈信号，在输入级(201)实现减法处理，输入级(201)两路输出端的连接多级级联可变 增益放大器单元的输入端，实现高增益动态范围放大；级联放大链路(21)的可变增益放大 器单元的两路输出端对应连接输出级(203)的两路输入端，输出级的两路输出端对应连接 自动增益控制反馈回路(22)和消除直流失调反馈回路(23)的两路输入端； V-I转换电路(207)的输出端连接级联放大链路(21)中的多级可变增益放大器单元 (202)的每级控制端，控制级联放大链路的总增益；所述比较电路(204)为2个互补的全 差分比较电路，2个比较电路输入端极性相反；每个比较电路一路输入端接输出级缓冲器 (203)输出端，另。
6、一路输入端都连接基准比较电平；V-I转换电路(207)的输出端连接多级 可变增益放大器单元(202)的每级控制端；V-I转换电路(207)将控制电压转换为可变增 益放大器单元(202)的控制电流，实现对增益的控制； 消除直流失调反馈回路(23)有两个负反馈环路，每个负反馈环路有两路输入输出；多 级可变增益放大单元(202)分为两部分级联可变增益放大器并为两路设置中间接点，输出 级缓冲器(203)的输出连接第一积分器的输入，第一积分器(208)的输出连接跨导放大 单元(209)，跨导放大单元将第一积分器输出电压转换为负反馈电流，跨导放大单元的输 出连接到多级可变增益放大单元(202)的中间接点，。
7、构成消除直流失调第一负反馈环路， 实现负反馈控制中间接点后级联的可变增益放大器的增益；级联的多级可变增益放大单 元(202)经输出级(203)的输出端连接第一积分器(208)的输入端，多级可变增益放大单 元(202)中间接点前的级联可变增益放大器输出端连接第二积分器(210)的输入端，第二 积分器的输出连接输入级(201)减法放大电路的输入端，构成消除直流失调第二负反馈环 路，实现负反馈控制多级可变增益放大单元的增益； 积分器输入电阻利用PMOS管源漏等效电阻实现，该PMOS管栅宽远小于栅长，由另一个 二极管方式连接的偏置PMOS管为其提供栅源偏置电压，单位增益放大器保证等效电阻的 PMOS管。
8、和偏置PMOS管源极电压相等，PTAT电流为偏置PMOS管提供偏置电流，用于补偿等 效电阻温度偏差。 2.根据权利要求1所述的一种消除直流失调的自动增益控制放大器，其特征在于，所 述输出级缓冲器，它为低增益和大带宽的缓冲器，用于增加后级驱动能力，减小负载对带宽 的影响。 3.根据权利要求1所述的一种消除直流失调的自动增益控制放大器，其特征在于，所 权 利 要 求 书CN 102790596 A 2/2页 3 述自动增益控制反馈回路为采用电荷泵结构的自动增益控制回路，电荷泵经V-I转换电路 的输出电流控制多级可变增益放大单元的增益，使电荷泵控制电压与可变增益放大器增益 呈dB-Linear关系，。
9、以实现自动增益控制回路具有固定的频域和时域响应特性。 4.根据权利要求1所述的一种消除直流失调的自动增益控制放大器，其特征在于，所 述消除直流失调反馈回路为两路消除直流失调反馈负反馈环路结构，每路负反馈环路中都 包含二个可变增益放大器单元、一个积分器，第一路消除直流失调负反馈环路中还包含一 个跨导单元，第二路消除直流失调负反馈环路中还包含一个相加电路，两路负反馈环路用 于控制环路增益并实现对高通转折频率的控制，从而获得较小的低频信号损失。 5.根据权利要求4所述的一种消除直流失调的自动增益控制放大器，其特征在于，第 一路消除直流失调负反馈环路采用跨导放大单元(209)实现负反馈，以多级可变增益。
10、放大 单元(202)中间接点所在可变增益放大级的输出负载作为跨导单元(209)的负载。 6.根据权利要求4所述的一种消除直流失调的自动增益控制放大器，其特征在于，所 述第二路消除直流失调负反馈环路采用减法电路实现负反馈，反馈环路增益不受前级电路 负载的影响。 7.根据权利要求1所述的一种消除直流失调的自动增益控制放大器，其特征在于，所 述消除直流失调反馈回路(23)的跨导放大单元(209)为简单差分对跨导结构，差分对采用 尾电流偏置，跨导放大单元(209)采用简单差分对而非减法电路实现，使消除直流失调反 馈回路电路复杂度低。 8.根据权利1所述的一种消除直流失调的自动增益控制放大器，其特征在于。
11、，所述消 除直流失调反馈回路(23)中的积分器(208)和(210)输入电阻为片上有源高阻，有源高阻 采用正比于绝对温度的PTAT电流源提供偏置电流，用于实现温度补偿，从而减小因温度变 化引起的闭环高通转折频率的偏差。 9.根据权利要求1所述的一种消除直流失调的自动增益控制放大器，其特征在于，所 述消除直流失调反馈回路中的第一积分器(208)和第二积分器(210)均为一对全差分积分 器，采用全片上无源器件，用于实现芯片小面积和高集成度。 10.根据权利要求1或4或5或6或8或9所述的一种消除直流失调的自动增益控 制放大器，其特征在于，所述消除直流失调反馈回路(23)采用输入端连接片上高阻的积分。
12、 器作为负反馈的高通滤波直流失调消除电路，高通转折频率不随反馈回路增益F增加而变 大，而失调量被衰减F倍，实现了高性能直流失调消除。 权 利 要 求 书CN 102790596 A 1/9页 4 一种消除直流失调的自动增益控制放大器 技术领域 0001 本发明属于数字通信技术领域，涉及一种自动增益控制放大器，尤其涉及一种消 除直流失调的自动增益控制放大器，用于实现高集成度的具有直流失调消除功能的自动增 益控制放大器。 背景技术 0002 对于无线接收机而言，由于接收信号的强度变化很大，或是由于片外或射频前端 电路的增益发生偏差，导致变频后模拟基带信号幅度变化剧烈，导致模数转换器性能严重 恶化，。
13、数字基带无法正确解调，因此需要引入自动增益控制放大器进行调节，使得模数转 换器接收到的信号具有稳定的幅度，减小模拟基带信号幅度变化对载噪比的影响，接收信 号的强度变化量数值为自动增益控制放大器的动态范围。自动增益控制有模拟和数字 两种控制方式：数字控制方式自动增益控制的控制信息需要由数字基带产生，因此具有 局限性；模拟控制方式的自动增益控制，如Chi Bao Yong等人在IEEE Transactions on Biomedical Engineering，2007：发表的“Low-Power Transceiver Analog Front-End Circuits for Bidirec。
14、tional High Data Rate Wireless Telemetry in Medical Endoscopy Applications”论文中，自动增益控制回路采用峰值检测等线性电路实现，而且 采用RSSI电路作为幅度检测，存在电路复杂度较高，需配合多级限幅放大器和多级整流器 以及对数放大器实现的缺点，因此只限于数字电视调谐器等少数应用中。对于高频宽带信 号，CMOS工艺下实现的双向峰值检测电路无法达到较高精度，受工艺偏差影响大。 0003 零中频结构射频前端电路，与低中频结构相比不存在镜像干扰的问题，对于相同 带宽信号，高频3dB截止频率更小，功耗消耗更低。近年来零中频结构成为。
15、广泛使用的接收 机结构，尤其在宽带接收领域。然而，零中频结构的一个致命缺陷是存在直流失调的影响， 来自混频器等电路产生的动态直流失调和失配等因素造成的静态直流失调会在信号链路 逐级累加，并在自动增益控制放大级被放大，导致直流工作点漂移，从而使得放大器失真甚 至饱和，影响接收性能，因此需要进行直流失调消除。 0004 目前常用的直流失调消除有交流耦合、失调存储、斩波、数字校正、并行消除、负反 馈等6种结构方式，负反馈结构是目前最为常用的直流失调消除方式。Francesco Gatta 等人在IEEE Journal of Solid-State Circuits，2004：发表的“A Fully。
16、 Integrated 0.18-m CMOS Direct Conversion Receiver Front-End With On-Chip LO for UMTS” 论文及Kim Ji-Hun等人在ICACT，2006：发表的“A CMOS Variable Gain Amplifier with Wide Dynamic Range and Accurate dB-Linear Characteristic”论文，提出的积分器反 馈直流失调消除结构，只采用一路负反馈，因此当可变增益放大器工作在高增益状态时，高 通转折频率较大，低频信号损失量过大，不适合高增益和高动态范围的应用场合或为。
17、了实 现较低高通转折频率而增加积分电容，则会耗费较大的芯片面积。Lee Hui Dong等人在 IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，2007：发表的“A Wideband CMOS Variable Gain Amplifier With an Exponential Gain Control”论文，以及公开 说 明 书CN 102790596 A 2/9页 5 号CN101442325，名称为“具有带通滤波功能的放大器”专利，消除结构中采用RC低通滤波 方式作为负反馈方式，在集成度和低频信号损失量之间存在矛盾。Wang Y。
18、an Jie等人在 2008 IEEE Radio Frequency Integrated Circuits Symposium，2008：发表的“A 2.5mW Inductorless Wideband VGA with Dual Feedback DC-Offset Correction in 90nm CMOS Technology”论文提出的片上有源高阻实现方式只限于90nm及其以下工艺，具有较大局限 性。 发明内容 0005 本发明目的是为了克服已有技术的缺陷，提出一种消除直流失调的自动增益控制 放大器，使用比较电路和电荷泵产生控制电压的自动增益控制结构。该结构受工艺偏差影 响小。
19、，能够精确检测高频或宽带信号的幅度，用于实现具有高集成度的直流失调消除功能 的自动增益控制。本发明目的是通过以下的技术方案来实现： 0006 一种消除直流失调的自动增益控制放大器，其在于，它由级联放大链路21、自动增 益控制反馈回路22和消除直流失调反馈回路23组成； 0007 所述级联放大链路21包括两路端口依次串联连接的输入级201，多级可变增益放 大器单元202和输出级203； 0008 所述自动增益控制反馈回路22包括依次串联连接的比较电路204，2输出或门 205，电荷泵206和V-I转换电路207； 0009 所述消除直流失调反馈回路23包括两路端口依次串联连接的第一积分器208，。
20、跨 导放大单元Gm 209和第二积分器210； 0010 输入级201为减法放大电路单元，其两路输入的正极输入端连接信号输入端V INP 和消除直流失调反馈回路的正反馈信号输出端，输入级201其两路输入的负极输入端连接 信号输入端V INN 和消除直流失调反馈回路的负反馈信号输出端，同时两路输入端的放大输 入信号和负反馈信号，分别在输入级201实现减法处理。输入级201的两路输出端连接多 级级联可变增益放大器单元的输入端，实现高增益动态范围放大；级联放大链路(21)的可 变增益放大器单元的两路输出端对应连接输出级203的两路输入端，输出级为缓冲器，输 出级的两路输出端对应连接自动增益控制反馈回。
21、路22和消除直流失调反馈回路23的两路 输入端； 0011 V-I转换电路207的输出端连接级联放大链路21中多级可变增益放大器单元202 的每级控制端，控制级联放大链路的总增益；所述比较电路204为2个互补的全差分比较电 路，2个比较电路输入端极性相反；每个比较电路有二路输入端，一路输入端接输出级缓冲 器203输出端，另一路输入端都连接基准比较电平；比较电路204的两路输出连接或门205 的2个输入端，或门205的2个输出端连接电荷泵206的上下电流源开关，或门205生成2 个互补的数字逻辑信号，控制电荷泵充放电，电荷泵206输出端接V-I转换电路207，V-I转 换电路207的输出端连接多。
22、级可变增益放大器单元202的每级控制端；V-I转换电路207将 控制电压转换为可变增益放大器单元202的控制电流，实现对增益的控制。 0012 消除直流失调反馈回路23有两个负反馈环路，每个负反馈环路有两路输入输出； 多级可变增益放大单元202分为两部分级联可变增益放大器并为两路设置中间接点，输出 级缓冲器203的输出连接第一积分器208的输入，第一积分器208的输出连接跨导放大单 说 明 书CN 102790596 A 3/9页 6 元209，跨导放大单元209将第一积分器208输出电压转换为负反馈电流，跨导放大单元 209的输出连接到多级可变增益放大单元202的中间接点，构成消除直流失调第。
23、一负反馈 环路，实现负反馈控制中间接点后级联的可变增益放大器的增益；级联的多级可变增益放 大单元202经输出级203的输出端连接第一积分器208的输入端，多级可变增益放大单元 202中间接点前的级联可变增益放大器输出端连接第二积分器210的输入端，第二积分器 210的输出连接输入级201减法放大电路的输入端，构成消除直流失调第二负反馈环路，实 现负反馈控制多级可变增益放大单元的增益。 0013 消除直流失调第二负反馈环路输出由第二积分器210两路输出端对应连接输入 级201的两路输入端，实现负反馈增益控制功能，控制多级可变增益放大单元202的增益。 消除直流失调第一负反馈环路输出由跨导放大单元。
24、209的两路输出对应连接到多级可变 增益放大器单元202的两路中间接点，跨导放大单元209将第一积分器208两路输出电压 转换为负反馈电流，通过接点前级的负载实现电压增益，实现负反馈增益控制功能。 0014 积分器输入电阻利用PMOS管源漏等效电阻实现，该PMOS管栅宽远小于栅长，由另 一个二极管方式连接的偏置PMOS管为其提供栅源偏置电压，单位增益放大器保证等效电 阻的PMOS管和偏置PMOS管源极电压相等，PTAT电流为偏置PMOS管提供偏置电流，用于补 偿等效电阻温度偏差。 0015 所述的一种消除直流失调的自动增益控制放大器，其在于所述输出级201为缓冲 器，它为低增益和大带宽的缓冲器。
25、，用于增加后级驱动能力，减小负载对带宽的影响。 0016 所述的一种消除直流失调的自动增益控制放大器，其在于所述自动增益控制反 馈回路22为采用电荷泵结构的自动增益控制回路，电荷泵经V-I转换电路207的输出电 流控制多级可变增益放大单元202的增益，使电荷泵控制电压与可变增益放大器增益呈 dB-Linear关系，以实现自动增益控制回路具有固定的频域和时域响应特性。反馈环路具有 固定的时间常数，对不同幅度变化的输入信号，输出具有近似固定值的稳定时间。 0017 所述的一种消除直流失调的自动增益控制放大器，其在于所述消除直流失调反馈 回路23为两路消除直流失调反馈负反馈环路结构，每路负反馈环路中。
26、都包含二个可变增 益放大器单元、一个积分器，第一路消除直流失调负反馈环路中还包含一个跨导单元，第二 路消除直流失调负反馈环路中还包含一个相加电路，用于控制环路增益并实现对高通转折 频率的控制，增加了环路增益而又避免了高通转折频率过高，从而获得较小的低频信号损 失。 0018 所述的一种消除直流失调的自动增益控制放大器，其在于第一路消除直流失调反 馈环路采用跨导放大单元209实现负反馈，以多级可变增益放大单元202中间接点所在可 变增益放大级的输出负载作为跨导单元209的负载。 0019 所述的一种消除直流失调的自动增益控制放大器，其特征在于，第二路消除直流 失调负反馈环路采用减法电路实现负反馈。
27、，反馈环路增益不受前级电路负载的影响。 0020 所述的一种消除直流失调的自动增益控制放大器，其在于所述消除直流失调反馈 回路23的跨导放大单元209为简单差分对跨导结构，差分对采用尾电流偏置，跨导放大单 元209采用简单差分对而非减法电路实现，降低了消除直流失调反馈回路电路复杂度。 0021 所述的一种消除直流失调的自动增益控制放大器，其在于所述消除直流失调反馈 回路中的积分器208和210的输入电阻为片上有源高阻，有源高阻采用正比于绝对温度的 说 明 书CN 102790596 A 4/9页 7 PTAT电流源提供偏置电流，用于实现温度补偿，从而减小因温度变化引起的闭环高通转折 频率的偏差。
28、。 0022 所述的一种消除直流失调的自动增益控制放大器，其在于所述消除直流失调反馈 回路中的第一积分器208和第二积分器210均为一对全差分积分器，采用全片上无源器件， 用于减小芯片面积和实现高集成度。 0023 所述的一种消除直流失调的自动增益控制放大器，其在于所述消除直流失调反馈 回路23采用输入端连接片上高阻的积分器作为负反馈的高通滤波直流失调消除电路，高 通转折频率不随反馈回路增益F增加而变大，而失调量被衰减F倍，实现了高性能直流失调 消除。 0024 消除直流失调的自动增益控制放大器由级联放大链路、自动增益控制反馈回路以 及消除直流失调反馈回路构成；其中 0025 所述消除直流失调。
29、反馈回路采用两路积分器负反馈回路实现直流失调消除。第一 路直流失调消除环路包括减法放大电路，二级级联可变增益放大单元和积分器，通过减法 电路实现电压负反馈；第二路直流失调消除环路包括二级级联可变增益放大单元，输出级 缓冲器，积分器和跨导单元，通过跨导单元实现电流负反馈。 0026 所述积分器负反馈回路的积分器输入电阻采用有源器件实现片上高阻，积分器中 积分电容的密勒效应和输入电阻的高阻值减小了高通转折频率的影响。利用单位增益跟随 器和偏置管为栅宽远小于栅长的同类型MOS管提供栅源偏置，从而使得工作在亚阈值区的 MOS管能够提供M级等效电阻，且偏置管的直流偏置电流为PTAT电流，使等效电阻具有温。
30、 度补偿特性。放大链路采用多级可变增益放大单元级联，能够实现高增益和高增益动态范 围；自动增益控制反馈回路采用电荷泵结构，相比传统峰值检测结构，具有工艺、温度偏差 影响小、精确检测窄带和宽带信号幅度、适宜于CMOS工艺实现的优点；消除直流失调反馈 回路由两路负反馈实现，每路采用积分器作为低通负反馈；积分器输入电阻采用有源器件 实现，且等效电阻具有温度补偿特性；这种直流失调消除结构能够有效消除前级电路叠加 的直流失调和放大链路自身的直流失调量，具有较低的高通转折频率，低频信号损失量小， 无需片外高值电阻或电容的无源器件，具有很高的集成度。 0027 本发明的实质性效果是： 0028 1、高速比较。
31、电路和电荷泵组成的自动增益控制回路能够精确检测高频或宽带信 号幅度，且受工艺偏差等因素影响小，结构简单，而且克服了已有技术为实现较低高通转折 频率而增加积分电容，耗费较大的芯片面积的缺陷。 0029 2、消除直流失调反馈回路采用两级负反馈环路，能有效控制环路增益，减小增益 动态范围对闭环特性的影响，尤其对高通转折频率的影响，克服了现有技术消除直流失调 结构采用RC低通滤波的负反馈方式，在集成度和低频信号损失量之间存在矛盾的缺陷。 0030 3、积分器中反相放大电路的密勒效应，反馈电容C扩大1+A V，DC 倍，积分器输入电阻 的高阻值，减小了高通转折频率的影响，并具有温度补偿特性。 0031 。
32、4、片上有源高阻的实现方式，提高了芯片集成度。自动增益控制反馈回路采用电 荷泵结构，相比传统峰值检测结构，具有工艺、温度偏差影响小、精确检测窄带和宽带信号 幅度、适宜于CMOS工艺实现的优点，片上有源高阻通用于各种特征尺寸的CMOS工艺，具有 较大的实用性。 说 明 书CN 102790596 A 5/9页 8 0032 5、本发明自动增益控制放大器适宜于CMOS工艺下零中频结构的无线通信接收 机。 附图说明 0033 图1为现有常用技术的具有直流失调消除功能的自动增益控制放大器框图。级联 放大链路、自动增益控制反馈回路以及消除直流失调反馈回路 0034 图2a为本发明的一种消除直流失调的自动。
33、增益控制放大器结构框图。 0035 图2b为本发明实施例单片的具有直流失调消除功能的高集成度的自动增益控制 放大器电路结构框图。 0036 图3为本发明实施例的消除直流失调反馈回路的跨导放大单元电路构成原理图； 0037 图3中，301-NMOS输入差分对，302-电流源。 0038 图4为本发明实施例实现的积分器输入电阻的有源高阻电路图； 0039 图4中：4-片上有源高阻，41-电阻，42-偏置管，43-跟随器，44-电流镜，45-PTAT 电流源。 0040 图5为本发明实施例采用电荷泵结构的自动增益控制反馈回路的线性模型框图； 0041 图5中：501-输入级变换模型，502-多级可变。
34、增益放大单元的线性模型，503-输 出级变换模型，504-比较电路，505-或门电路的线性模型，506-电荷泵的线性模型， 507-V-I变换电路的线性模型，508-电荷泵控制电压的对数形式。 0042 图6为通用消除负反馈直流失调结构模型框图； 0043 图6中：601-第一级可变增益放大单元，602-第二级可变增益放大单元，60N-第N 级可变增益放大单元，输出级，611-输入级相加电路，612-第二级相加电路，61N-第N级相 加电路，621-积分器，622-负反馈回路相加电路。 0044 图7为本发明中消除直流失调负反馈回路中积分器单端模型框图； 0045 图7中：701-运算放大器，。
35、702-电容C，703-电阻R。 0046 图8a为本发明实现的积分器其输入片上高阻温度补偿前特性示意图。 0047 图8b为本发明实现的积分器其输入片上高阻温度补偿后特性示意图。 具体实施方式 0048 图1为现有常用技术的具有直流失调消除功能的自动增益控制放大器框图。它的 失调消除反馈电路由跨导单元Gm和阻容滤波器组成，AGC反馈电路由峰值检测器、跨导单 元Gm、积分电容和V-I转换电路组成。现有技术的具有直流失调消除功能的自动增益控制 放大器存在下列缺陷：直流失调消除反馈回路直流增益小，因此高通转折频率较高，且阻容 滤波器很难再全片上的集成度要求下实现较小低通频率，因此整个电路的闭环高通。
36、转折频 率较高，低频信号损失量大。 0049 本发明提出一种消除直流失调的自动增益控制放大器，使用比较器和电荷泵产生 控制电压的自动增益控制结构，该自动增益控结构受工艺偏差影响小，能够精确检测高频 或宽带信号的幅度，用于实现具有高集成度的直流失调消除功能的自动增益控制。 0050 下面结合附图和实施例对本发明的技术方案作进一步的说明。 0051 图2a为本发明的一种消除直流失调的自动增益控制放大器结构框图。这是一种 说 明 书CN 102790596 A 6/9页 9 具有直流失调消除功能的自动增益控制放大器电路模块，它包括由输入级201、多级可变增 益放大单元202和输出级203构成的级联放。
37、大链路21，由比较电路204、或门205、电荷泵 206和V-I转换电路207组成的自动增益控制反馈回路22以及由第一积分器208、跨导放 大单元209和第二积分器210构成的消除直流失调反馈回路23。 0052 图2b为本发明实施例单片的一种消除直流失调的自动增益控制放大器电路结构 图，这是一种高集成度的具有直流失调消除功能的自动增益控制放大器电路单片模块。本 实施例的级联放大链路24采用四级级联放大，它由输入级的减法放大单元241、四级级联 的可变增益放大单元242245和输出级的缓冲器246构成。自动增益控制反馈回路25 由两个比较器251和252、或门253、电荷泵254及V-I转换电。
38、路255构成。消除直流失调 反馈回路26由两输入端接片上高阻264和265的第一积分器261、跨导放大Gm单元262以 及两输入端接片上高阻266和267的第二积分器263组成。级联放大链路24中，减法放大 电路241的两路输出端连接第一级可变增益放大单元242的两路输入端，减法放大单元241 和四级可变增益放大单元242245以及输出缓冲级246的依次两路串联连接，构成级联 放大链路。四级可变增益放大单元中间接点A和B对应连接消除直流反馈回路跨导放大GM 的输出端。自动增益控制反馈回路25中，比较器251和252的输出端连接或门253的输入 端，或门253的输出端连接电荷泵254的开关K1和。
39、K2，电荷泵254的输出端连接V-I转换 电路255的输入端。消除直流失调反馈回路26中，第一积分器261的两输入端接片上高阻 264和265，积分器261的两输出端连接跨导放大Gm级262的两路输入端，跨导放大Gm级 262的两路输出端经相应片上高阻266和267连接第二积分器263的两路输入端。 0053 级联放大链路24输入级的减法放大电路241有两两一路的四个输入端，一路的二 个输入端连接输入信号端V INP 和V INN ，另一路的二个输入端对应连接消除直流失调反馈回路 26第二积分器的二个反馈输出端。级联放大链路24正、负两路输出端各自接于高速的比较 器251的+输入端和252的+。
40、-输入端、252的+输入端和251的+-输入端，比较器251 和252的-+输入端接一路基准电平V REFP ，比较器251和252的-输入端接另一路基准电 平V REFN ，比较器251和252的输出端连接或门253的两路输入端，或门253的两路输出连接 电荷泵254的两路输入端，两路互补控制信号控制电荷泵254电容的充放电，电荷泵254输 出连接V-I转换电路255输入端，255输出接可变增益放大单元242245的控制端，构成 自动增益控制反馈回路，进行增益调节。可变增益放大单元243的+、-输出端与第二积分 器263的输入电阻266和267的一端相连接，第二积分器263的-、+输出端各自。
41、连接减法 放大单元241的-输入端、+-输入端，构成第一路消除直流失调负反馈环路。输出级缓冲 器246的+、-输出端连接第一积分器261的输入电阻264和265的一端，第一积分器261 的两路输出端连接跨导放大单元262的两路输入端，跨导放大单元262的两路输出各自连 接可变增益放大单元244的+、-输入端，构成第二路消除直流失调负反馈环路。消除直流 失调的自动增益控制放大器电路为全差分形式电路结构，输出缓冲级246的+、-输出端为 消除直流失调的自动增益控制放大器的两路输出端V OUTP 和V OUTN 。 0054 本发明实施例的跨导放大单元电路如图3所示，301为NMOS输入差分对，电流。
42、源 302为差分对提供尾电流偏置，该电路将输入差分电压信号转变为输出差分电流信号。 0055 图4为本发明积分器输入电阻实现方式电路结构图。其中，PMOS管41栅宽远小 于栅长，能够提供大沟道电阻，42为二极管连接形式的偏置管，为PMOS管41提供栅源偏置 说 明 书CN 102790596 A 7/9页 10 电压。43为单位增益跟随器，单位增益跟随器43为PMOS管41和偏置管42提供相等的源 极电压，电流源45为PTAT电流源，通过电流镜44为偏置管42提供偏置电流，从而为41管 的等效源漏电阻进行温度补偿。当图4中PMOS管41工作在亚阈值区时，其等效电阻R eq 与 (L/W)成正比。
43、，PMOS管41的栅宽W栅宽L，因此等效电阻值很大，实现了片上有源高阻。 引入PTAT电流源后，调节设计参数，使得等效电阻与温度正相关系数和负相关系数基本抵 消，实现对等效电阻R eq 实现温度补偿。 0056 图5为本发明实施例采用电荷泵结构的自动增益控制反馈回路线性模型框图。框 内均为信号的对数形式，乘除操作变为对数形式的加减操作，502为可变增益放大器模型， 501为输入级实现信号的对数变换，503为输出级实现信号的对数变换，507和508为V-I转 换及控制电压信号的对数变换，504为比较电路，505为或门电路以及506为电荷泵的线性 模型。V REF 为基准电平，A IN 为输入信号。
44、幅度，A OUT 为输出信号幅度，x(t)为输入信号幅度A IN 的对数形式，y(t)为输出信号幅度A OUT 的对数形式，z为基准电平的对数形式，d为输出信 号幅度变量对基准电平V REF 的对数形式。电荷泵经V-I转换电路的输出电流控制多级可变 增益放大单元的增益，使电荷泵控制电压与可变增益放大器增益呈dB-Linear关系，以实 现自动增益控制回路具有固定的频域和时域响应特性。 0057 结合图2a、图2b和图5进一步说明自动增益控制的具体实施方案。 0058 如图2b所示，当级联放大链路输出信号幅度大于基准电平V REF 时，比较器251和 252经或门253输出的控制信号使电荷泵25。
45、4放电，V-I转换电路255输出的控制电压降 低，使可变增益放大单元的增益下降，输出信号幅度减小直到小于基准电平。反之，小于基 准电平V REF 时，比较器251和252经或门253输出的控制信号则对电荷泵充电，V-I转换电 路255输出的控制电压升高，使可变增益放大单元的增益增大，输出信号幅度增加。当输出 信号达到一定幅度时，一个周期内充电电压与放电电压相等，电荷泵输出的控制电压总变 化量为0，使级联放大链路的增益达到稳定状态。 0059 根据上面所述构思得到控制电压的时域微分表达式， 0060 0061 式中，V c 为电荷泵输出的控制电压，C p 为电荷泵充放电电容，I为电荷泵充电电流，。
46、 k v ，k v1 和k v2 为变换系数。 0062 根据上式建立的线性模型如图5所示。可以得到当控制电压与可变增益放大单元 增益满足dB-Linear即线性关系时，自动增益控制反馈回路具有固定的时域和频域响应特 性。环路时间常数为 0063 0064 式中C为电荷泵充放电电容值，I为充电电流值，k v 和k G1 均为与具体电路参数相 关的固定系数。计算得出的回路时间常数也为是稳定值。 0065 图6为负反馈直流失调消除电路的线性模型框图，N为可变增益放大单元级数，G i 为第i级可变增益放大单元，V osi 表示各级引入的失调量，V OS，pre 表示前级累加的失调，F表 说 明 书C。
47、N 102790596 A 10 8/9页 11 示反馈回路增益， LCF 表示反馈回路低通截止频率。图6为采用负反馈直流失调消除结构 的多级可变增益放大单元框图，可以得到输出信号表达式为 0066 0067 0068 0069 输出包含三部分：高通形式的信号分量，经过衰减的各级失调量以及负反馈回路 引入的失调量。由于低通形式的反馈不对级联放大链路带宽产生影响，因此反馈引入的失 调可以通过增加差分对面积方式消除，可以忽略。而输出中最大的失调量为 0070 0071 高通转折频率为 0072 HCF LCF 1+(G 1 G 2 G n )F 0073 因此反馈回路增益F越大，直流失调消除性能越。
48、强，而高通转折频率越大，低频信 号损失量越大，接收机误码率增加。本发明采用积分器作为负反馈回路电路，可以解决该矛 盾。 0074 图7为积分器结构框图。图7给出了本发明的消除直流失调负反馈回路中实施例 积分器单端模型框图，图7中：A V，DC -积分器中运算放大器701的直流增益， op -放大器主 极点角频率，Sj，表示频域信号。积分器的反相运算放大电路中的密勒效应，反馈电容 C以及输入与输出之间的分布或寄生电容经放大器的放大，其等效到输入端的电容值扩大 1+A V，DC 倍，占用芯片面积小。积分器输入端接入片上有源高阻的积分电阻R，就能实现温度 补偿，从而减小因温度变化引起的闭环高通转折频。
49、率的偏差，产生实质性效果是：积分器中 积分电容的密勒效应和输入积分电阻的高阻值，减小了高通转折频率的影响，并具有温度 补偿特性。 0075 图7给出了本发明的消除直流失调负反馈回路中积分器单端模型结构框图。图7 所示的积分器的传递函数H(S)为 0076 说 明 书CN 102790596 A 11 9/9页 12 0077 其中， H 、 L 分别为积分器主极点和次极点的角频率， int 为积分电阻R和电容 C构成的低通转折频率， H (1+A V，DC ) op ，此时积 分器的直流增益为A V，DC ，对应图6中的反馈回路增益为F。鉴于运算放大器直流增益值很 大，积分器次极点可以忽略。采用积分器作为消除直流失调反馈回路负反馈环路的构成部 件，此时高通转折频率 HCF，eq 为： 0078 0079 从上式可知，高通转折频率 HCF，eq 不随反馈回路增益F增加而变大，而失调量被 衰减F倍，实现对自动增。