本发明涉及频率解调电路，用于从调频载波信号中检出调制后的信号。 调频（以下称FM）对于外部噪声来说要比调幅具有更高的信/噪比，且它是用来发射电视伴音、调频立体声广播等所共用的调制系统。
用于从调频载波信号中检出调制后的信号的调频检波器通常采用比率检波器、福斯持-西利检波器等，但随着半导体技术的发展，接收机也采用了正交检测器、锁相环型检波器等。
图6是上文提到的正交检波器的方框图。在该图中，标号1代表90°移相的其上输入了调频载波信号的电路;标号2代表带通滤波器（BPF），它被调节成使调频载波频率为其通带的中心频率;标号3代表一个乘法器，它检测上述FM载波信号与BPF2输出之间的相位差，从而检出FM信号。随后，所检出的信号作为音频信号通过一个低通滤波器（LPF）4而输出。
假定FM载波信号的角频率为W，当ωo＞ω的关系成立时BPF2产生相对于中心频率fo（ωo）而相位超前的信号，而在ωo＜ω时产生相位落后的信号。
因此，如图6B所示，当检出输入到BPF2的FM载波信号ω+90°的信号波形与仅在BPF2为正时的输出波形ω的乘积时，则可在FM载波信号ω+90°和输出波形W为正时的期间检出其检波输出。这一输出的平均电压在ω＝ωo附近变化。因此，可通过LPF4对该输出进行积分而检出FM载波信号的调制信号分量。
图7是锁相环（PLL）型FM解调器的示意方框图，其中标号5代表相位比较器，标号6代表低通滤波器而标号7代表其振荡频率由LPF6的输出进行控制地压控振荡器。
如所周知的，该电路被施以反馈控制，这样，压控振荡器（VOC）7锁定于输入的FM载波信号频率上，与VOC7的中心频率和FM载波信号的频率改变相对应的差信号被LPF6取出。
上述类型的每一个调频解调电路都使用可变相位的电路，它包括一个BPF，以相对于FM载波频率fo的差来代替相位偏移，并随后，通过使用相位比较器将其转变为电压幅度值，从而检测FM信号波。
因此，需要使基准频率fo与FM载波信号的中心频率保持一致，且检波器的解调特性绝大部分取决于所保持一致的准确性。
由于这个原因，通过调节线圈或电容器的值，使由可变相位装置的组成元件（如线圈L和电容C）的值的非一致性引起的fo的改变得以校正。然而，这种调节不仅需要相当高的精确度，而且还有对温度范围、老化和装置的构成元件精度的需求，由此而使整个系统的成本提高。
此外，上述FM解调系统是用于电视接收机的伴音信号解调电路的。如果电视为NTSC制的，根据所用电视的区域的不同，其伴音载频分别为4.5MHz，在欧洲的B/G制下，伴音载频为5.5MHz，在D/K制下为6.5MHz，而在I制下，调频信号的伴音载频为6MHz。
因此而引发了一个问题，即电视接收机中的FM解调电路具有不同的中心频率fo，因此使需要进行调节的零件的数目和部分的数目无可避免地增加，从而降低了生产效率。
为了解决上述问题，本发明提供了一种频率解调电路，它包括：输入了调频载波信号的带通滤波器、用于将带通滤波器的输出电平加倍的放大器、将带通滤波器的输入信号和放大器的输出间的差信号输出的减法器以及相位检波器，用于检出减法器的输出与通过将输入到带通滤波器的信号相移90度而得到的信号之间的相位差信号，由此从相位检波器中检出FM载波信号的调制信号。
此外，本发明的相位检波器还使得带通滤波器的中心频率可被控制得甚至当FM载频改变时仍与载频一致而不必调节，这是通过使带通滤波器的中心频率可被与检测FM信号的相位检波器的输出相同的控制信号所调节来实现的。
如上所述，根据本发明，在用于检测一输入的FM载波信号的频偏的带通滤波器的后级提供一个放大器，以将带通滤波器的输出幅度加倍;一个减法器，用于将输入到带通滤波器的信号与放大器的输出相减，从而形成全通均衡器。在这种情况下，由于均衡器的输出被用作检测相位偏移的目标信号，故相位偏移检测的敏感性与传统的正交型FM检波器相比加倍，从而提高了检波器的检测敏感性。
此外，根据以下所描述的本发明的一个实施例，在控制环路中提供一个全通均衡器，使相位偏移的幅度恒定地输入到相位比较器中，因此，可以通过相位检波器的输出来校正带通滤波器的中心频率，以此来控制该信号的相位改变并用作在某个范围内由载频调制的FM信号，无须对信号进行任何调节就可获得一个FM检波输出。
图1是根据本发明一个实施例的FM解调电路的主框图;
图2A为示意图，示出组成图1的FM解调电路一部分的移相器的相移特性;
图2B为示意图，示出组成图1的FM解调电路一部分的带通滤波器的相移特性;
图2C为示意图，示出组成图1的FM解调电路一部分的减法器的相移特性;
图3A为示意图，以矢量的形式出现，示出从组成图1的FM解调电路的元件中产生的信号的相位;
图3B为示意图，示出图1电路的检波特性;
图4为示意图，示出对带通滤波器的中心频率的校正操作;
图5为电路图，示出可用于本发明的带通滤波器的一个例子;
图6A为正交检波型FM解调电路的方框图;
图6B为波形图，示出FM载波信号的角频率与带通滤波器的输出之间的关系;
图6C为示意图，示出图6B的FM载波信号与带通滤波器的波形;和
图7是PLL型FM解调电路的方框图。
参见图1，它是本发明的基本FM解调电路的方框图，从端子T1输入的FM载波信号Cfm加到90°移相器11及中心频率基本上等于载频fo的带通滤波器（BPF）12上。
根据BPF12的频率特性而进行相移的载波信号随后输入到放大器13，用于将信号的幅度加倍，并被送到减法器14（对负信号来说为加法器）的一个端子上。
减法器14的其它端子上加有移相器11的一个输出（SA），在减法器14上将输出（SA）和BPF12的输出（SB）两者进行相减运算，随后，减法器的相减的输出信号V03加到相位比较器15，以检测与被输入的FM载波信号Cfm的相位差。
标号16代表一低通滤波器，上述相位差信号输入到该滤波器上，其输出形成一调制后的信号Afm。
标号17代表一低通滤波器（LPF），该滤波器用于如随后所述那样控制BPF的中心频率。
图2A示出了上述移相器11的相移特性，图2B示出其中心频率设定为fo的BPF12的相移特性。也就是说，当FM载频的中心频率为fo时，BPF的移动量将为零，且根据调制波的频偏使BPF为零和在+90°与-90°间相移。
由于减法器14移相器11的输出（SA）与BPF12电平加倍并反相的输出相加，则移相器的特性使相移如图2C所示在-90°和-450°之间变化。
图3A示出分别以矢量形式示出的上述信号的相位，其中移相器11的输出信号示作EA，放大器13的输出相对于RFM载波输入信号Vin（Cfm）示作2EB。信号2EB由根据BPF12的移动量沿圆周的运动移动矢量来表示，信号2EB的矢量与代表减法器14的输出V03和移相器11的输出信号的矢量和处在绕原点0的圆周上。
这样，在FM载波信号的中心频率，输出信号V03移相-270°，移动量根据FM信号的频偏在+180°和-180°之间。随后，移动后的信号V03和输入的FM载波信号Vin间的相位差由相位比较器15检出，其输出作为通过LPF16的解调信号。在这种情况下，LPF16可依相位比较器15的类型而省略。
上述观点的数学描述如下：
BPF的转移函数T（S）的总表达式为：
T( s )=ω0Q·SS2+ω0Q·S + ω20]]>(1)
减法器14的输出V03为：
V03＝ A－2A ·T（S）（1）
从方程（1）和（2）可得出：
V0 3= A ·［S2-ω0Q·S + ω20S2+ω0Q·S +ω20］]]>(3)
由于方程（3）中分母的第2项等于分子的第二项，则该方程表示一个代表全通型二次滤波器即均衡器的转移函数。
另外，假定FM载波信号Cfm为Vin，移相器11可看作微分电路，则方程A＝S·Vin成立，方程（3）将为：
V0 3Vi n= S ·S2-ω0Q·S + ω20S2+ω0Q·S +ω20]]>(4)
从方程（4）中可看到，表示Vin和V03之间相位差的输出信号V01的检波特性由于FM载波频率的偏移而可获得图3B所示的相位解调特性。
输出信号Vo1是Vin和V03间的瞬时相位差，Vin和V03之间的相位差△φ的微分结果被作为频率差而输出，从而获得FM解调特性。当然也可使这些特性反过来。
本发明的FM解调电路的特性在于与传统的正交型解调器相比信号检波是相移270°后进行的，而传统的是在中心频率相移90°而进行的。由于它可使相位变化量加倍，因而可使检波输出信号电平加倍。结果，在解调时可将信/噪比提高6分贝。
如参照本发明实施例的描述，上述相位比较器15的输出在LPF17中以平均电平出现，并被反馈作为控制BPF12的中心频率fo的控制信号。结果可能会增加一个根据FM载波频率自动地控制滤波器系统的中心频率的函数。
也就是说，代表图4所示相位比较器15的平均相位信息的输出信号V01可看作其输入的FM载波频率与BPF12中心频率fo（ωo）间频差已被检测出来的信号。
结果，该信号为图3B所示的Vcl，在这种情况下，如果BPF12的中心频率为f2，当中心频率由信号Vcl控制而低于f2时，方程Vcl＝0成立，使带通滤波器的中心频率与载频ωo一致。
因此，本发明的FM解调电路无需调节而可应用于依上述广播制式不同而FM载波频率不同的均合下。
虽然这种不需调节的作用通过使用带通滤波器相移特性也能使传统的FM解调电路具备，但传统的电路受带通滤波器的增益特性的影响，控制环的覆盖范围受到限制。
这意味着，由于因中心频率的改变而使增益降低，在整个频率上不用进行相位比较。
然而，在本发明的情况下，由于将被输入到相位比较器15上的输出信号V03已被转换成具有预定的电平，拉到任何FM载波频率在理论上可以做到，因而可获得自动电路操作。
此外，如果如图1所示，以虚线所示的方式提供第二相位比较器18，也可获得一个传统的正交型检波输出V02。
图5示出上述BPF的具体电路实例。该电路主要部分包括：构成一个第一差分放大器的一对晶体管Q1和Q2、构成第二差分放大器的一对晶体管Q3和Q4以及构成第三差分放大器的一对晶体管Q5和Q6，且用作Vin的FM载波信号被加到晶体管Q1的基极。
构成第二低通滤波器和带通滤波器的第二和第三晶体管对在该滤波器中使其第一晶体管对的发射极经电容C。联到滤波器上。
该电路的传输特性Vo/Vin表示为：
V0Vi n=2C1C2R3·SS2+SC1R2+2C1C2R1R3]]>(5)
谐振频率为：
ω0=2C1C2R1R3]]>(6)
由于代表第二和第三晶体管对的发射极电阻的R1和R2依电流源i2和i3而变，如果流经第三晶体管对Q5和Q6的差分电流i3由晶体管QA、QB、QC和QD而改变，则电路的谐振频率也改变。也就是，如果相位比较器15的输出是受平均相位差电压△V控制，该电压△V是通过以LPF17对比较器的输出进行平均而获得的，则电阻R3等效地改变，以改变上述谐振频率，这样，本发明的FM解调电路可具有能自动地校正带通滤波器中心频率使其为FM载波频率的功能。
虽然图1所示解调电路由带通滤波器、增益加倍放大器和减法电路构成了全通型均衡器，不用说，任何均衡器电路都可使用而并不局限于仅以一定增益执行180°移相的上述实施例的电路。
如上所述，本发明的FM调制电路优点在于，由于在正交型解调器中提供了均衡器，这种均衡器的通带至少覆盖其中通过的载频的偏移，且FM调制波的频偏由均衡器的输出检测出来，则与传统正交型解调器相比检波敏感度提高了约6分贝，此外，由于BPF的中心频率随着FM载频的载波而变，故不须对中心频率fo进行调节，这样检波输出的直流偏移可为零，随之，可减少零件数目，生产率可提高能获得适用范围宽的FM解调器。